JP3192895B2 - レベル圧縮回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、例えばアンプ内蔵ス
ピーカ装置等に適用して好適なレベル圧縮回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、アンプ内蔵スピーカ装置におい
て、スピーカへの過大入力を防止するためにスピーカの
前段にレベル圧縮回路を設けることが知られている。

【０００３】図５は、従来のレベル圧縮回路の構成を示
している。図において、１ａ，１ｂは入力端子であり、
この入力端子１ａ，１ｂ間には入力音声信号ｅiが供給
される。入力端子１ｂは接地されると共に、入力端子１
ａは分圧回路２を構成する抵抗器３、抵抗器４およびＮ
ＰＮ形トランジスタ５のコレクタ・エミッタの直列回路
を介して接地される。そして、分圧回路２の出力端子、
従って抵抗器３および抵抗器４の接続点より出力端子６
ａが導出されると共に、出力端子６ｂは接地される。こ
の場合、分圧回路２では、抵抗器３と、抵抗器４および
トランジスタ５のコレクタ・エミッタの直列インピーダ
ンスとでもって音声信号ｅiが分圧され、その分圧信号
が出力端子６ａ，６ｂ間に出力音声信号ｖoとして出力
される。

【０００４】また、分圧回路２より出力される分圧信
号、従って音声信号ｖoは増幅回路７で増幅された後
に、ピーク整流回路８に供給される。すなわち、増幅回
路７の出力端子はダイオード９のアノード・カソードお
よびコンデンサ１０の直列回路を介して接地される。ま
た、ピーク整流回路８の出力端子、従ってダイオード９
およびコンデンサ１０の接続点が抵抗器１１を介してト
ランジスタ５のベースに接続され、ピーク整流信号ＰＤ
が制御信号としてトランジスタ５のベースに供給され
る。

【０００５】以上の構成において、抵抗器３，４の抵抗
値をそれぞれＲ₁，Ｒ₂、トランジスタ５のコレクタ・エ
ミッタ間のインピーダンス値をＲxとすると、入力音声
信号ｅiのレベルが小さくピーク整流信号ＰＤが約０.６
Ｖ以下であるときは、Ｒx＞＞Ｒ₁，Ｒ₂であるため、出
力音声信号ｖoはほぼ入力音声信号ｅiに等しくなる。し
かし、入力音声信号ｅiのレベルが大きくなってピーク
整流信号ＰＤが０．６Ｖを越えると、トランジスタ５の
コレクタ・エミッタ間のインピーダンス値Ｒxが指数関
数的に急激に減少するため、分圧回路２によるレベル圧
縮動作によって出力音声信号ｖoのレベル増加が制限さ
れる。

【０００６】図６の実線ａは、図５の例のレベル圧縮回
路のレベル圧縮特性を示している。Ｅ₁はピーク整流信
号ＰＤが約０.６Ｖとなるための入力信号レベル（圧縮
開始入力レベル）、Ｅ₂はピーク整流信号ＰＤがトラン
ジスタ５を飽和状態とする電圧となるための入力信号レ
ベルである。この場合、レベル圧縮範囲はＥ₁〜Ｅ₂の範
囲となるが、このレベル圧縮範囲はＲ₁／Ｒ₂の値に依存
し、そのＲ₁／Ｒ₂の値が大きくなるほど広くなる。ま
た、圧縮比はＲ₂の値の大小に依存する。なお、図６の
破線ｂはトランジスタ５がオフ状態のままで上述したレ
ベル圧縮制御が行われない場合の入出力特性を示してい
る。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図５の例の
レベル圧縮回路では、レベル圧縮範囲でトランジスタ５
の非直線性によって出力信号に非直線歪が生じるという
問題点がある。増幅回路７のゲインを上げる等して圧縮
開始入力レベルＥ₁をかなり低くすれば、上述した非直
線歪を充分に小さくとどめることができるが、その場合
にはＳＮ比が劣化する等の問題点が生じる。

【０００８】そこで、この発明では、ＳＮ比の劣化を生
じることなく、非直線歪を低減し得るレベル圧縮回路を
提供するものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るレ
ベル圧縮回路は、第１の抵抗と、第２の抵抗およびトラ
ンジスタのコレクタ・エミッタの直列回路を２個並列接
続してなる並列回路による合成インピーダンスとで分圧
する分圧手段を有し、２個の直列回路の一方および他方
を構成する上記トランジスタをそれぞれＮＰＮ形トラン
ジスタおよびＰＮＰ形トランジスタとし、入力信号を分
圧手段に供給して分圧し、分圧手段より出力される分圧
信号をそのまままたは増幅した後に第１および第２のピ
ーク整流手段に供給してピーク整流し、第１のピーク整
流手段より出力される正極性のピーク整流信号を一方の
直列回路を構成するＮＰＮ形トランジスタのベースに制
御信号として供給し、第２のピーク整流手段より出力さ
れる負極性のピーク整流信号を他方の直列回路を構成す
るＰＮＰ形トランジスタのベースに制御信号として供給
し、分圧手段より出力される分圧信号を出力信号とする
ことを特徴とするものである。

【００１０】

【作用】請求項１の発明においては、分圧手段の並列回
路を構成する一方および他方の直列回路のトランジスタ
のベースに出力信号レベルに対応した制御信号が供給さ
れてインピーダンスが制御されるため、分圧手段では入
力信号レベルに応じたレベル圧縮制御が行われ、この分
圧手段より出力される出力信号はレベル圧縮制御された
ものとなる。

【００１１】この場合、一方および他方の直列回路を流
れる電流には、それぞれレベル圧縮範囲でトランジスタ
の非直線性によって非直線歪が生じる。しかし、一方お
よび他方の直列回路のトランジスタとしてそれぞれＮＰ
Ｎ形トランジスタおよびＰＮＰ形トランジスタが使用さ
れるため、一方および他方の直列回路を流れる電流に含
まれる偶数次高調波歪成分は互いに極性が逆になり、こ
れら一方および他方の直列回路を流れる電流を合成する
ことで支配的な偶数次高調波歪成分は相殺される。

【００１２】したがって、並列回路を流れる電流は基本
波成分の他は奇数次高調波歪成分のみとなり、分圧手段
より出力される出力信号も基本波成分の他は奇数次高調
波歪成分のみとなり、レベル圧縮範囲でトランジスタの
非直線性によって生じる非直線歪を大幅に低減すること
が可能となる。また、従来のように圧縮開始入力レベル
を低くして非直線歪を小さくとどめるものでなく、ＳＮ
比の劣化を招くこともない。

【００１３】

【実施例】以下、図１を参照しながら、この発明に係る
レベル圧縮回路の一実施例について説明する。本例は音
声信号のレベル圧縮制御に適用した例である。図１にお
いて、図５と対応する部分には同一符号を付して示して
いる。

【００１４】図において、１ａ，１ｂは入力端子であ
り、この入力端子１ａ，１ｂ間には入力音声信号ｅiが
供給される。入力端子１ｂは接地される。入力端子１ａ
は、分圧回路１２を構成する抵抗器３および並列回路１
３の直列回路を介して接地される。並列回路１３は、抵
抗器４ＡおよびＮＰＮ形トランジスタ５Ａのコレクタ・
エミッタの直列回路１３Ａと抵抗器４ＢおよびＰＮＰ形
トランジスタ５Ｂのコレクタ・エミッタの直列回路１３
Ｂとが並列接続されて構成される。この場合、直列回路
１３Ａの抵抗器４Ａの抵抗値がＲ₂に設定されるとき、
直列回路１３Ｂの抵抗器４Ｂの抵抗値もＲ₂に設定され
る。

【００１５】分圧回路１２の出力端子、従って抵抗器３
および並列回路１３の接続点より出力端子６ａが導出さ
れると共に、出力端子６ｂは接地される。この場合、分
圧回路１２では、抵抗器３と並列回路１３のインピーダ
ンスとでもって入力音声信号ｅiが分圧され、その分圧
信号が出力端子６ａ，６ｂ間に出力音声信号ｖoとして
出力される。

【００１６】また、分圧回路１２より出力される分圧信
号、従って出力音声信号ｖoは増幅回路７で増幅された
後に、ピーク整流回路８Ａに供給される。すなわち、増
幅回路７の出力端子はダイオード９Ａのアノード・カソ
ードおよびコンデンサ１０Ａの直列回路を介して接地さ
れる。そして、ピーク整流回路８Ａの出力端子、従って
ダイオード９Ａおよびコンデンサ１０Ａの接続点が抵抗
器１１Ａを介して直列回路１３Ａを構成するトランジス
タ５Ａのベースに接続され、正極性のピーク整流信号Ｐ
Ｄaが制御信号としてトランジスタ５Ａのベースに供給
される。

【００１７】また、分圧回路１２より出力される分圧信
号、従って出力音声信号ｖoは増幅回路７で増幅された
後に、ピーク整流回路８Ｂに供給される。すなわち、増
幅回路７の出力端子はダイオード９Ｂのカソード・アノ
ードおよびコンデンサ１０Ｂの直列回路を介して接地さ
れる。そして、ピーク整流回路８Ｂの出力端子、従って
ダイオード９Ｂおよびコンデンサ１０Ｂの接続点が抵抗
器１１Ｂを介して直列回路１３Ｂを構成するトランジス
タ５Ｂのベースに接続され、負極性のピーク整流信号Ｐ
Ｄbが制御信号としてトランジスタ５Ｂのベースに供給
される。

【００１８】以上の構成において、抵抗器３の抵抗値を
Ｒ₁、抵抗器４Ａ，４Ｂの抵抗値をそれぞれＲ₂、トラン
ジスタ５Ａ，５Ｂのコレクタ・エミッタ間のインピーダ
ンス値をＲxa，Ｒxb、並列回路１３のインピーダンス値
をＲpとすると、入力音声信号ｅiのレベルが小さくピー
ク整流信号ＰＤa，ＰＤbの絶対値が約０.６Ｖ以下であ
るときは、Ｒxa，Ｒxb＞＞Ｒ₁，Ｒ₂であって、Ｒp＞＞
Ｒ₁となるため、分圧回路１２より出力される分圧信号
はほぼ入力音声信号ｅiに等しくなる。

【００１９】しかし、入力音声信号ｅiのレベルが大き
くなってピーク整流信号ＰＤa，ＰＤbの絶対値が０．６
Ｖを越えると、トランジスタ５Ａ，５Ｂのコレクタ・エ
ミッタ間のインピーダンス値Ｒxa，Ｒxbが指数関数的に
急激に減少するため、分圧回路１２によるレベル圧縮動
作によって分圧信号のレベル増加が制限される。よっ
て、出力端子６ａ，６ｂ間に得られる出力音声信号ｖo
は、図５の例と同様にレベル圧縮制御されたものとなる
（図６の実線ａに示すレベル圧縮特性参照）。

【００２０】ところで、分圧回路１２の並列回路１３を
構成する直列回路１３Ａ，１３Ｂを流れる電流をｉa，
ｉbとするとき、これら電流ｉa，ｉbには、それぞれレ
ベル圧縮範囲でトランジスタ５Ａ，５Ｂの非直線性によ
って非直線歪が生じるが、分圧回路１２より出力される
出力音声信号ｖoは非直線歪が大幅に低減されたものと
なる。

【００２１】図２は、非直線歪の低減原理を示してい
る。トランジスタ５Ａ，５Ｂの非直線性として、図２Ｂ
の実線ａ、一点鎖線ｂにそれぞれ示すように２次の非直
線性を想定したものである。この場合、トランジスタ５
Ａ，５Ｂの２次の非直線性は原点（０，０）を中心とし
て完全な対称形となる。なお、図２Ｂの実線ｃは、トラ
ンジスタ５Ａ，５Ｂの２次の非直線性を合成した特性で
あって直線となる。

【００２２】図２Ａの実線ｄに示すような入力音声信号
ｅi（正極性信号）が分圧回路１２に供給されるとき、
直列回路１３Ａを流れる電流ｉaは図２Ｃの実線ｅに示
すように正側で伸張されると共に負側で圧縮されて非対
称な波形歪を有する正極性の電流となり、直列回路１３
Ｂを流れる電流ｉbは図２Ｃの一点鎖線ｆに示すように
正側で圧縮されると共に負側で伸張されて非対称な波形
歪を有する正極性の電流となる。

【００２３】そのため、並列回路１３に流れる電流ｉ
a，ｉbの合成電流ｉpは図２Ｃの実線ｇに示すように非
対称な波形歪が除去されたものとなり、よって分圧回路
１２より出力される出力音声信号ｖoはトランジスタ５
Ａ，５Ｂの非直線性によって生じる非直線歪が除去され
たものとなる。

【００２４】ところで、図２の低減原理ではトランジス
タ５Ａ，５Ｂの非直線性として２次の非直線性を想定し
たものであり、その場合には非直線歪として偶数次高調
波歪のみが発生する。しかし、実際にはトランジスタ５
Ａ，５Ｂは完全な２次非直線性を有するものでなく、上
述した非直線歪として主体となる偶数次高調波歪の他
に、奇数次高調波歪も発生する。

【００２５】この場合、トランジスタ５Ａ，５Ｂはそれ
ぞれＮＰＮ形、ＰＮＰ形であることから、電流ｉa，ｉb
に発生する偶数次高調波歪成分は互いに極性が逆とな
り、これら電流ｉa，ｉbを合成することで相殺される。
そのため、並列回路１３を流れる電流ｉpは基本波成分
の他は奇数次高調波歪成分のみとなり、分圧回路１２よ
り出力される出力音声信号ｖoも基本波成分の他は奇数
次高調波歪成分のみとなり、レベル圧縮範囲でトランジ
スタ５Ａ，５Ｂの非直線性によって生じる非直線歪が低
減されたものとなる。

【００２６】例えば、入力音声信号ｅiがＥisinωｔな
る正極性の正弦波信号であるとき、直列回路１３Ａを流
れる電流ｉaは、（１）式のように表される。ここで、
Ｅiは正弦波信号の振幅、Ｉ₁は基本波成分の振幅、
Ｉ₂，Ｉ₃，Ｉ₄，・・・はそれぞれ２次、３次、４次、
・・・の高調波歪成分の振幅、φ₂，φ₃，φ₄，・・・
はそれぞれ２次、３次、４次、・・・の高調波歪成分の
位相角を示している。

【００２７】 ｉa＝Ｉ₁sinωｔ＋Ｉ₂sin（２ωｔ＋φ₂）＋Ｉ₃sin（３ωｔ＋φ₃） ＋Ｉ₄sin（４ωｔ＋φ₄）＋Ｉ₅sin（５ωｔ＋φ₅）＋・・・ ・・・（１） またこのとき、（１）式がＮＰＮ形トランジスタを用い
た場合であるとすると、ＰＮＰ形トランジスタを用いた
直列回路１３Ｂを流れる電流ｉbは、（１）式の偶数次
高調波歪成分のみの極性が反転し、（２）式のように表
される。

【００２８】 ｉb＝Ｉ₁sinωｔ−Ｉ₂sin（２ωｔ＋φ₂）＋Ｉ₃sin（３ωｔ＋φ₃） −Ｉ₄sin（４ωｔ＋φ₄）＋Ｉ₅sin（５ωｔ＋φ₅）−・・・ ・・・（２） したがって、並列回路１３を流れる電流ｉpは、（３）
式のように表される。すなわち、偶数次高調波歪成分が
相殺され、基本波成分と奇数次高調波歪成分のみとな
る。

【００２９】 ｉp＝２Ｉ₁sinωｔ＋２Ｉ₃sin（３ωｔ＋φ₃）＋２Ｉ₅sin（５ωｔ＋φ₅） ＋２Ｉ₇sin（７ωｔ＋φ₇）＋・・・ ・・・（３） このように本例によれば、並列回路１３を流れる電流ｉ
p、従って分圧回路１２より出力される出力音声信号ｖo
は基本波成分と奇数次高調波歪成分のみとなり、レベル
圧縮範囲でトランジスタ５Ａ，５Ｂの非直線性によって
生じる非直線歪を低減できる。ここで、奇数次高調波歪
は偶数次高調波歪に比べて小さく、偶数次高調波歪成分
が相殺されることにより全高調波歪率を大幅に減少でき
る。

【００３０】図３の曲線ａは、図４の実線ａに示すよう
なレベル圧縮特性を有する場合の図１の実施例における
歪特性の実測例を示している（図４の破線ｂはレベル圧
縮制御が行われない場合の入出力特性である）。図３の
実線ｂは図５の従来例における歪特性の実測例である。
図３から明かなように、実施例では全高調波歪率を大幅
に減少できる。なお、このレベル圧縮特性と歪特性は、
オーディオ周波数範囲内ではほとんど変化しない。

【００３１】なお、上述実施例においては、分圧回路１
２より出力される分圧信号を増幅回路７で増幅した後に
ピーク整流回路８Ａ，８Ｂに供給するものを示したが、
分圧信号のレベルによっては、この分圧信号を直接ピー
ク整流回路８Ａ，８Ｂに供給したり、あるいはレベルを
減衰制御した後にピーク整流回路８Ａ，８Ｂに供給する
ことも考えられる。また、上述実施例においては、２個
のピーク整流回路８Ａ，８Ｂを有するものを示したが、
ピーク整流回路は１個のみとし、他の極性のピーク整流
信号は極性反転回路を介して得るようにしてもよい。ま
た、上述実施例においては、この発明を音声信号のレベ
ル圧縮制御に適用した例を示したが、その他の信号のレ
ベル圧縮制御にも適用できることは勿論である。

【００３２】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、分圧手段の並
列回路を構成する一方および他方の直列回路のトランジ
スタとしてそれぞれＮＰＮ形トランジスタおよびＰＮＰ
形トランジスタが使用されるため、一方および他方の直
列回路を流れる電流に含まれる偶数次高調波歪成分は互
いに極性が逆になり、これら一方および他方の直列回路
を流れる電流を合成することで支配的な偶数次高調波歪
成分は相殺される。したがって、並列回路を流れる電流
は基本波成分の他は奇数次高調波歪成分のみとなり、分
圧手段より出力される出力信号も基本波成分の他は奇数
次高調波歪成分のみとなり、レベル圧縮範囲でトランジ
スタの非直線性によって生じる非直線歪を大幅に低減で
き、しかも従来のように圧縮開始入力レベルを低くして
非直線歪を小さくとどめるものでなく、ＳＮ比の劣化を
招くこともない。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係るレベル圧縮回路の一実施例を示
す構成図である。

【図２】実施例の非直線歪の低減原理を示す図である。

【図３】実施例と従来例の歪特性の実測例を示す図であ
る。

【図４】実施例のレベル圧縮特性例を示す図である。

【図５】従来のレベル圧縮回路を示す構成図である。

【図６】レベル圧縮特性の一例を示す図である。

【符号の説明】

１ａ，１ｂ 入力端子 ３，４Ａ，４Ｂ 抵抗器 ５Ａ ＮＰＮ形トランジスタ ５Ｂ ＰＮＰ形トランジスタ ６ａ，６ｂ 出力端子 ７ 増幅回路 ８Ａ，８Ｂ ピーク整流回路 １２ 分圧回路 １３ 並列回路 １３Ａ，１３Ｂ 直列回路

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の抵抗と、第２の抵抗およびトラン
   ジスタのコレクタ・エミッタの直列回路を２個並列接続
   してなる並列回路のインピーダンスとで分圧する分圧手
   段を有し、 上記２個の直列回路の一方および他方を構成する上記ト
   ランジスタをそれぞれＮＰＮ形トランジスタおよびＰＮ
   Ｐ形トランジスタとし、 入力信号を上記分圧手段に供給して分圧し、 上記分圧手段より出力される分圧信号をそのまままたは
   増幅した後に第１および第２のピーク整流手段に供給し
   てピーク整流し、 上記第１のピーク整流手段より出力される正極性のピー
   ク整流信号を上記一方の直列回路を構成する上記ＮＰＮ
   形トランジスタのベースに制御信号として供給し、 上記第２のピーク整流手段より出力される負極性のピー
   ク整流信号を上記他方の直列回路を構成する上記ＰＮＰ
   形トランジスタのベースに制御信号として供給し、 上記分圧手段より出力される分圧信号を出力信号とする
   ことを特徴とするレベル圧縮回路。