JP3192894B2 - レベル圧縮回路 - Google Patents
レベル圧縮回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えばアンプ内蔵ス
ピーカ装置等に適用して好適なレベル圧縮回路に関す
る。
ピーカ装置等に適用して好適なレベル圧縮回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、アンプ内蔵スピーカ装置におい
て、スピーカへの過大入力を防止するためにスピーカの
前段にレベル圧縮回路を設けることが知られている。
て、スピーカへの過大入力を防止するためにスピーカの
前段にレベル圧縮回路を設けることが知られている。
【０００３】図５は、従来のレベル圧縮回路の構成を示
している。図において、１ａ，１ｂは入力端子であり、
この入力端子１ａ，１ｂ間には入力音声信号ｅiが供給
される。入力端子１ｂは接地されると共に、入力端子１
ａは分圧回路２を構成する抵抗器３、抵抗器４およびＮ
ＰＮ形トランジスタ５のコレクタ・エミッタの直列回路
を介して接地される。そして、分圧回路２の出力端子、
従って抵抗器３および抵抗器４の接続点より出力端子６
ａが導出されると共に、出力端子６ｂは接地される。こ
の場合、分圧回路２では、抵抗器３と、抵抗器４および
トランジスタ５のコレクタ・エミッタの直列インピーダ
ンスとでもって音声信号ｅiが分圧され、その分圧信号
が出力端子６ａ，６ｂ間に出力音声信号ｖoとして出力
される。
している。図において、１ａ，１ｂは入力端子であり、
この入力端子１ａ，１ｂ間には入力音声信号ｅiが供給
される。入力端子１ｂは接地されると共に、入力端子１
ａは分圧回路２を構成する抵抗器３、抵抗器４およびＮ
ＰＮ形トランジスタ５のコレクタ・エミッタの直列回路
を介して接地される。そして、分圧回路２の出力端子、
従って抵抗器３および抵抗器４の接続点より出力端子６
ａが導出されると共に、出力端子６ｂは接地される。こ
の場合、分圧回路２では、抵抗器３と、抵抗器４および
トランジスタ５のコレクタ・エミッタの直列インピーダ
ンスとでもって音声信号ｅiが分圧され、その分圧信号
が出力端子６ａ，６ｂ間に出力音声信号ｖoとして出力
される。
【０００４】また、分圧回路２より出力される分圧信
号、従って音声信号ｖoは増幅回路７で増幅された後
に、ピーク整流回路８に供給される。すなわち、増幅回
路７の出力端子はダイオード９のアノード・カソードお
よびコンデンサ１０の直列回路を介して接地される。ま
た、ピーク整流回路８の出力端子、従ってダイオード９
およびコンデンサ１０の接続点が抵抗器１１を介してト
ランジスタ５のベースに接続され、ピーク整流信号ＰＤ
が制御信号としてトランジスタ５のベースに供給され
る。
号、従って音声信号ｖoは増幅回路７で増幅された後
に、ピーク整流回路８に供給される。すなわち、増幅回
路７の出力端子はダイオード９のアノード・カソードお
よびコンデンサ１０の直列回路を介して接地される。ま
た、ピーク整流回路８の出力端子、従ってダイオード９
およびコンデンサ１０の接続点が抵抗器１１を介してト
ランジスタ５のベースに接続され、ピーク整流信号ＰＤ
が制御信号としてトランジスタ５のベースに供給され
る。
【０００５】以上の構成において、抵抗器３，４の抵抗
値をそれぞれＲ1，Ｒ2、トランジスタ５のコレクタ・エ
ミッタ間のインピーダンス値をＲxとすると、入力音声
信号ｅiのレベルが小さくピーク整流信号ＰＤが約０.６
Ｖ以下であるときは、Ｒx＞＞Ｒ1，Ｒ2であるため、出
力音声信号ｖoはほぼ入力音声信号ｅiに等しくなる。し
かし、入力音声信号ｅiのレベルが大きくなってピーク
整流信号ＰＤが０．６Ｖを越えると、トランジスタ５の
コレクタ・エミッタ間のインピーダンス値Ｒxが指数関
数的に急激に減少するため、分圧回路２によるレベル圧
縮動作によって出力音声信号ｖoのレベル増加が制限さ
れる。
値をそれぞれＲ1，Ｒ2、トランジスタ５のコレクタ・エ
ミッタ間のインピーダンス値をＲxとすると、入力音声
信号ｅiのレベルが小さくピーク整流信号ＰＤが約０.６
Ｖ以下であるときは、Ｒx＞＞Ｒ1，Ｒ2であるため、出
力音声信号ｖoはほぼ入力音声信号ｅiに等しくなる。し
かし、入力音声信号ｅiのレベルが大きくなってピーク
整流信号ＰＤが０．６Ｖを越えると、トランジスタ５の
コレクタ・エミッタ間のインピーダンス値Ｒxが指数関
数的に急激に減少するため、分圧回路２によるレベル圧
縮動作によって出力音声信号ｖoのレベル増加が制限さ
れる。
【０００６】図６の実線ａは、図５の例のレベル圧縮回
路のレベル圧縮特性を示している。Ｅ1はピーク整流信
号ＰＤが約０.６Ｖとなるための入力信号レベル（圧縮
開始入力レベル）、Ｅ2はピーク整流信号ＰＤがトラン
ジスタ５を飽和状態とする電圧となるための入力信号レ
ベルである。この場合、レベル圧縮範囲はＥ1〜Ｅ2の範
囲となるが、このレベル圧縮範囲はＲ1／Ｒ2の値に依存
し、そのＲ1／Ｒ2の値が大きくなるほど広くなる。ま
た、圧縮比はＲ2の値の大小に依存する。なお、図６の
破線ｂはトランジスタ５がオフ状態のままで上述したレ
ベル圧縮制御が行われない場合の入出力特性を示してい
る。
路のレベル圧縮特性を示している。Ｅ1はピーク整流信
号ＰＤが約０.６Ｖとなるための入力信号レベル（圧縮
開始入力レベル）、Ｅ2はピーク整流信号ＰＤがトラン
ジスタ５を飽和状態とする電圧となるための入力信号レ
ベルである。この場合、レベル圧縮範囲はＥ1〜Ｅ2の範
囲となるが、このレベル圧縮範囲はＲ1／Ｒ2の値に依存
し、そのＲ1／Ｒ2の値が大きくなるほど広くなる。ま
た、圧縮比はＲ2の値の大小に依存する。なお、図６の
破線ｂはトランジスタ５がオフ状態のままで上述したレ
ベル圧縮制御が行われない場合の入出力特性を示してい
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図５の例の
レベル圧縮回路では、レベル圧縮範囲でトランジスタ５
の非直線性によって出力信号に非直線歪が生じるという
問題点がある。増幅回路７のゲインを上げる等して圧縮
開始入力レベルＥ1をかなり低くすれば、上述した非直
線歪を充分に小さくとどめることができるが、その場合
にはＳＮ比が劣化する等の問題点が生じる。
レベル圧縮回路では、レベル圧縮範囲でトランジスタ５
の非直線性によって出力信号に非直線歪が生じるという
問題点がある。増幅回路７のゲインを上げる等して圧縮
開始入力レベルＥ1をかなり低くすれば、上述した非直
線歪を充分に小さくとどめることができるが、その場合
にはＳＮ比が劣化する等の問題点が生じる。
【０００８】そこで、この発明では、ＳＮ比の劣化を生
じることなく、非直線歪を低減し得るレベル圧縮回路を
提供するものである。
じることなく、非直線歪を低減し得るレベル圧縮回路を
提供するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るレ
ベル圧縮回路は、第１の抵抗と、第２の抵抗およびトラ
ンジスタのコレクタ・エミッタの直列回路による合成イ
ンピーダンスとで分圧する分圧手段を２個有し、２個の
分圧手段の一方および他方を構成するトランジスタをそ
れぞれＮＰＮ形トランジスタおよびＰＮＰ形トランジス
タとし、入力信号を一方および他方の分圧手段に供給し
て分圧し、一方および他方の分圧手段より出力される分
圧信号を加算手段で加算し、加算手段より出力される加
算信号をそのまままたは増幅した後に第１および第２の
ピーク整流手段に供給してピーク整流し、第１のピーク
整流手段より出力される正極性のピーク整流信号を一方
の分圧手段を構成するＮＰＮ形トランジスタのベースに
制御信号として供給し、第２のピーク整流手段より出力
される負極性のピーク整流信号を他方の分圧手段を構成
するＰＮＰ形トランジスタのベースに制御信号として供
給し、加算手段より出力される加算信号を出力信号とす
ることを特徴とするものである。
ベル圧縮回路は、第１の抵抗と、第２の抵抗およびトラ
ンジスタのコレクタ・エミッタの直列回路による合成イ
ンピーダンスとで分圧する分圧手段を２個有し、２個の
分圧手段の一方および他方を構成するトランジスタをそ
れぞれＮＰＮ形トランジスタおよびＰＮＰ形トランジス
タとし、入力信号を一方および他方の分圧手段に供給し
て分圧し、一方および他方の分圧手段より出力される分
圧信号を加算手段で加算し、加算手段より出力される加
算信号をそのまままたは増幅した後に第１および第２の
ピーク整流手段に供給してピーク整流し、第１のピーク
整流手段より出力される正極性のピーク整流信号を一方
の分圧手段を構成するＮＰＮ形トランジスタのベースに
制御信号として供給し、第２のピーク整流手段より出力
される負極性のピーク整流信号を他方の分圧手段を構成
するＰＮＰ形トランジスタのベースに制御信号として供
給し、加算手段より出力される加算信号を出力信号とす
ることを特徴とするものである。
【００１０】
【作用】請求項１の発明においては、一方および他方の
分圧手段のトランジスタのベースに出力信号レベルに対
応した制御信号が供給されてインピーダンスが制御され
るため、それぞれの分圧手段では入力信号レベルに応じ
たレベル圧縮制御が行われ、加算手段より出力される出
力信号はレベル圧縮制御されたものとなる。
分圧手段のトランジスタのベースに出力信号レベルに対
応した制御信号が供給されてインピーダンスが制御され
るため、それぞれの分圧手段では入力信号レベルに応じ
たレベル圧縮制御が行われ、加算手段より出力される出
力信号はレベル圧縮制御されたものとなる。
【００１１】この場合、一方および他方の分圧手段より
出力される分圧信号には、それぞれレベル圧縮範囲でト
ランジスタの非直線性よって非直線歪が生じる。しか
し、一方および他方の分圧手段を構成するトランジスタ
としてそれぞれＮＰＮ形トランジスタおよびＰＮＰ形ト
ランジスタが使用されるため、これら一方および他方の
分圧手段より出力される分圧信号に含まれる支配的な偶
数次高調波歪成分は互いに極性が逆になり、加算手段に
おける加算処理で相殺される。
出力される分圧信号には、それぞれレベル圧縮範囲でト
ランジスタの非直線性よって非直線歪が生じる。しか
し、一方および他方の分圧手段を構成するトランジスタ
としてそれぞれＮＰＮ形トランジスタおよびＰＮＰ形ト
ランジスタが使用されるため、これら一方および他方の
分圧手段より出力される分圧信号に含まれる支配的な偶
数次高調波歪成分は互いに極性が逆になり、加算手段に
おける加算処理で相殺される。
【００１２】したがって、加算手段より出力される出力
信号は、基本波成分の他は奇数次高調波歪成分のみとな
り、レベル圧縮範囲でトランジスタの非直線性によって
生じる非直線歪を大幅に低減することが可能となる。ま
た、従来のように圧縮開始入力レベルを低くして非直線
歪を小さくとどめるものでなく、ＳＮ比の劣化を招くこ
ともない。
信号は、基本波成分の他は奇数次高調波歪成分のみとな
り、レベル圧縮範囲でトランジスタの非直線性によって
生じる非直線歪を大幅に低減することが可能となる。ま
た、従来のように圧縮開始入力レベルを低くして非直線
歪を小さくとどめるものでなく、ＳＮ比の劣化を招くこ
ともない。
【００１３】
【実施例】以下、図１を参照しながら、この発明に係る
レベル圧縮回路の一実施例について説明する。本例は音
声信号のレベル圧縮制御に適用した例である。図１にお
いて、図５と対応する部分には同一符号を付して示して
いる。
レベル圧縮回路の一実施例について説明する。本例は音
声信号のレベル圧縮制御に適用した例である。図１にお
いて、図５と対応する部分には同一符号を付して示して
いる。
【００１４】図において、１ａ，１ｂは入力端子であ
り、この入力端子１ａ，１ｂ間には入力音声信号ｅiが
供給される。入力端子１ｂは接地される。入力端子１ａ
は分圧回路２Ａを構成する抵抗器３Ａ、抵抗器４Ａおよ
びＮＰＮ形トランジスタ５Ａのコレクタ・エミッタの直
列回路を介して接地される。また、入力端子１ａは分圧
回路２Ｂを構成する抵抗器３Ｂ、抵抗器４ＢおよびＰＮ
Ｐ形トランジスタ５Ｂのコレクタ・エミッタの直列回路
を介して接地される。この場合、分圧回路２Ａの抵抗器
３Ａ，４Ａの抵抗値がそれぞれＲ1，Ｒ2に設定されると
き、分圧回路２Ｂの抵抗器３Ｂ，４Ｂの抵抗値もそれぞ
れＲ1，Ｒ2に設定される。
り、この入力端子１ａ，１ｂ間には入力音声信号ｅiが
供給される。入力端子１ｂは接地される。入力端子１ａ
は分圧回路２Ａを構成する抵抗器３Ａ、抵抗器４Ａおよ
びＮＰＮ形トランジスタ５Ａのコレクタ・エミッタの直
列回路を介して接地される。また、入力端子１ａは分圧
回路２Ｂを構成する抵抗器３Ｂ、抵抗器４ＢおよびＰＮ
Ｐ形トランジスタ５Ｂのコレクタ・エミッタの直列回路
を介して接地される。この場合、分圧回路２Ａの抵抗器
３Ａ，４Ａの抵抗値がそれぞれＲ1，Ｒ2に設定されると
き、分圧回路２Ｂの抵抗器３Ｂ，４Ｂの抵抗値もそれぞ
れＲ1，Ｒ2に設定される。
【００１５】分圧回路２Ａの出力端子、従って抵抗器３
Ａ，４Ａの接続点は加算手段を構成するミキシング回路
１２の一方の入力端子に接続され、分圧回路２Ｂの出力
端子、従って抵抗器３Ｂ，４Ｂの接続点はミキシング回
路１２の他方の入力端子に接続される。そして、ミキシ
ング回路１２の出力側より出力端子６ａが導出されると
共に、出力端子６ｂは接地される。
Ａ，４Ａの接続点は加算手段を構成するミキシング回路
１２の一方の入力端子に接続され、分圧回路２Ｂの出力
端子、従って抵抗器３Ｂ，４Ｂの接続点はミキシング回
路１２の他方の入力端子に接続される。そして、ミキシ
ング回路１２の出力側より出力端子６ａが導出されると
共に、出力端子６ｂは接地される。
【００１６】この場合、分圧回路２Ａでは、抵抗器３Ａ
と、抵抗器４Ａおよびトランジスタ５Ａのコレクタ・エ
ミッタの直列インピーダンスとでもって入力音声信号ｅ
iが分圧される。また、分圧回路２Ｂでは、抵抗器３Ｂ
と、抵抗器４Ｂおよびトランジスタ５Ｂのコレクタ・エ
ミッタの直列インピーダンスとでもって入力音声信号ｅ
iが分圧される。そして、ミキシング回路１２では分圧
回路２Ａより出力される分圧信号ｖaと分圧回路２Ｂよ
り出力される分圧信号ｖbとの加算処理（ミキシング処
理）が行われ、その加算信号が出力端子６ａ，６ｂ間に
出力音声信号ｖoとして出力される。
と、抵抗器４Ａおよびトランジスタ５Ａのコレクタ・エ
ミッタの直列インピーダンスとでもって入力音声信号ｅ
iが分圧される。また、分圧回路２Ｂでは、抵抗器３Ｂ
と、抵抗器４Ｂおよびトランジスタ５Ｂのコレクタ・エ
ミッタの直列インピーダンスとでもって入力音声信号ｅ
iが分圧される。そして、ミキシング回路１２では分圧
回路２Ａより出力される分圧信号ｖaと分圧回路２Ｂよ
り出力される分圧信号ｖbとの加算処理（ミキシング処
理）が行われ、その加算信号が出力端子６ａ，６ｂ間に
出力音声信号ｖoとして出力される。
【００１７】ミキシング回路１２より出力される加算信
号、従って出力音声信号ｖoは増幅回路７で増幅された
後に、ピーク整流回路８Ａに供給される。すなわち、増
幅回路７の出力端子はダイオード９Ａのアノード・カソ
ードおよびコンデンサ１０Ａの直列回路を介して接地さ
れる。そして、ピーク整流回路８Ａの出力端子、従って
ダイオード９Ａおよびコンデンサ１０Ａの接続点が抵抗
器１１Ａを介して分圧回路２Ａを構成するトランジスタ
５Ａのベースに接続され、正極性のピーク整流信号ＰＤ
aが制御信号としてトランジスタ５Ａのベースに供給さ
れる。
号、従って出力音声信号ｖoは増幅回路７で増幅された
後に、ピーク整流回路８Ａに供給される。すなわち、増
幅回路７の出力端子はダイオード９Ａのアノード・カソ
ードおよびコンデンサ１０Ａの直列回路を介して接地さ
れる。そして、ピーク整流回路８Ａの出力端子、従って
ダイオード９Ａおよびコンデンサ１０Ａの接続点が抵抗
器１１Ａを介して分圧回路２Ａを構成するトランジスタ
５Ａのベースに接続され、正極性のピーク整流信号ＰＤ
aが制御信号としてトランジスタ５Ａのベースに供給さ
れる。
【００１８】また、ミキシング回路１２より出力される
加算信号、従って出力音声信号ｖoは増幅回路７で増幅
された後に、ピーク整流回路８Ｂに供給される。すなわ
ち、増幅回路７の出力端子はダイオード９Ｂのカソード
・アノードおよびコンデンサ１０Ｂの直列回路を介して
接地される。そして、ピーク整流回路８Ｂの出力端子、
従ってダイオード９Ｂおよびコンデンサ１０Ｂの接続点
が抵抗器１１Ｂを介して分圧回路２Ｂを構成するトラン
ジスタ５Ｂのベースに接続され、負極性のピーク整流信
号ＰＤbが制御信号としてトランジスタ５Ｂのベースに
供給される。
加算信号、従って出力音声信号ｖoは増幅回路７で増幅
された後に、ピーク整流回路８Ｂに供給される。すなわ
ち、増幅回路７の出力端子はダイオード９Ｂのカソード
・アノードおよびコンデンサ１０Ｂの直列回路を介して
接地される。そして、ピーク整流回路８Ｂの出力端子、
従ってダイオード９Ｂおよびコンデンサ１０Ｂの接続点
が抵抗器１１Ｂを介して分圧回路２Ｂを構成するトラン
ジスタ５Ｂのベースに接続され、負極性のピーク整流信
号ＰＤbが制御信号としてトランジスタ５Ｂのベースに
供給される。
【００１９】以上の構成において、分圧回路２Ａにおい
て、抵抗器３Ａ，４Ａの抵抗値をそれぞれＲ1，Ｒ2、ト
ランジスタ５Ａのコレクタ・エミッタ間のインピーダン
ス値をＲxaとすると、入力音声信号ｅiのレベルが小さ
くピーク整流信号ＰＤaが約０.６Ｖ以下であるときは、
Ｒxa＞＞Ｒ1，Ｒ2であるため、分圧信号ｖaはほぼ入力
音声信号ｅiに等しくなる。しかし、入力音声信号ｅiの
レベルが大きくなってピーク整流信号ＰＤaが０．６Ｖ
を越えると、トランジスタ５Ａのコレクタ・エミッタ間
のインピーダンス値Ｒxaが指数関数的に急激に減少する
ため、分圧回路２Ａによるレベル圧縮動作によって正極
性の分圧信号ｖaのレベル増加が制限される。
て、抵抗器３Ａ，４Ａの抵抗値をそれぞれＲ1，Ｒ2、ト
ランジスタ５Ａのコレクタ・エミッタ間のインピーダン
ス値をＲxaとすると、入力音声信号ｅiのレベルが小さ
くピーク整流信号ＰＤaが約０.６Ｖ以下であるときは、
Ｒxa＞＞Ｒ1，Ｒ2であるため、分圧信号ｖaはほぼ入力
音声信号ｅiに等しくなる。しかし、入力音声信号ｅiの
レベルが大きくなってピーク整流信号ＰＤaが０．６Ｖ
を越えると、トランジスタ５Ａのコレクタ・エミッタ間
のインピーダンス値Ｒxaが指数関数的に急激に減少する
ため、分圧回路２Ａによるレベル圧縮動作によって正極
性の分圧信号ｖaのレベル増加が制限される。
【００２０】また、分圧回路２Ｂにおいて、抵抗器３
Ｂ，４Ｂの抵抗値をそれぞれＲ1，Ｒ2、トランジスタ５
Ｂのコレクタ・エミッタ間のインピーダンス値をＲxbと
すると、入力音声信号ｅiのレベルが小さくピーク整流
信号ＰＤbの絶対値が約０.６Ｖ以下であるときは、Ｒxb
＞＞Ｒ1，Ｒ2であるため、分圧信号ｖbはほぼ入力音声
信号ｅiに等しくなる。しかし、入力音声信号ｅiのレベ
ルが大きくなってピーク整流信号ＰＤbの絶対値が０．
６Ｖを越えると、トランジスタ５Ｂのコレクタ・エミッ
タ間のインピーダンス値Ｒxbが指数関数的に急激に減少
するため、分圧回路２Ｂによるレベル圧縮動作によって
正極性の分圧信号ｖbのレベル増加が制限される。
Ｂ，４Ｂの抵抗値をそれぞれＲ1，Ｒ2、トランジスタ５
Ｂのコレクタ・エミッタ間のインピーダンス値をＲxbと
すると、入力音声信号ｅiのレベルが小さくピーク整流
信号ＰＤbの絶対値が約０.６Ｖ以下であるときは、Ｒxb
＞＞Ｒ1，Ｒ2であるため、分圧信号ｖbはほぼ入力音声
信号ｅiに等しくなる。しかし、入力音声信号ｅiのレベ
ルが大きくなってピーク整流信号ＰＤbの絶対値が０．
６Ｖを越えると、トランジスタ５Ｂのコレクタ・エミッ
タ間のインピーダンス値Ｒxbが指数関数的に急激に減少
するため、分圧回路２Ｂによるレベル圧縮動作によって
正極性の分圧信号ｖbのレベル増加が制限される。
【００２１】したがって、分圧信号ｖaと分圧信号ｖbの
加算信号としてミキシング回路１２より出力される出力
音声信号ｖoは、図５の例と同様にレベル圧縮制御され
たものとなる（図６の実線ａに示すレベル圧縮特性参
照）。
加算信号としてミキシング回路１２より出力される出力
音声信号ｖoは、図５の例と同様にレベル圧縮制御され
たものとなる（図６の実線ａに示すレベル圧縮特性参
照）。
【００２２】ところで、分圧回路２Ａ，２Ｂより出力さ
れる分圧信号ｖa，ｖbには、それぞれレベル圧縮範囲で
トランジスタ５Ａ，５Ｂの非直線性によって非直線歪が
生じるが、ミキシング回路１２より出力される出力音声
信号ｖoは非直線歪が大幅に低減されたものとなる。
れる分圧信号ｖa，ｖbには、それぞれレベル圧縮範囲で
トランジスタ５Ａ，５Ｂの非直線性によって非直線歪が
生じるが、ミキシング回路１２より出力される出力音声
信号ｖoは非直線歪が大幅に低減されたものとなる。
【００２３】図２は、非直線歪の低減原理を示してい
る。トランジスタ５Ａ，５Ｂの非直線性として、それぞ
れ図２Ｂの実線ａ、一点鎖線ｂに示すように２次の非直
線性を想定したものである。この場合、トランジスタ５
Ａ，５Ｂの２次の非直線性は原点（０，０）を中心とし
て完全な対称形となる。なお、図２Ｂの実線ｃは、トラ
ンジスタ５Ａ，５Ｂの２次の非直線性を合成した特性で
あって直線となる。
る。トランジスタ５Ａ，５Ｂの非直線性として、それぞ
れ図２Ｂの実線ａ、一点鎖線ｂに示すように２次の非直
線性を想定したものである。この場合、トランジスタ５
Ａ，５Ｂの２次の非直線性は原点（０，０）を中心とし
て完全な対称形となる。なお、図２Ｂの実線ｃは、トラ
ンジスタ５Ａ，５Ｂの２次の非直線性を合成した特性で
あって直線となる。
【００２４】図２Ａの実線ｄに示すような入力音声信号
ｅi（正極性信号）が分圧回路２Ａに供給されるとき、
分圧信号ｖaは図２Ｃの実線ｅに示すように正側で伸張
されると共に負側で圧縮されて非対称な波形歪を有する
正極性の信号となる。また、入力音声信号ｅiが分圧回
路２Ｂに供給されるとき、分圧信号ｖbは図２Ｃの一点
鎖線ｆに示すように正側で圧縮されると共に負側で伸張
されて非対称な波形歪を有する正極性の信号となる。し
たがって、ミキシング回路１２より出力される出力音声
信号ｖoは、図２Ｃの実線ｇに示すように非対称な波形
歪が除去されたものとなる。
ｅi（正極性信号）が分圧回路２Ａに供給されるとき、
分圧信号ｖaは図２Ｃの実線ｅに示すように正側で伸張
されると共に負側で圧縮されて非対称な波形歪を有する
正極性の信号となる。また、入力音声信号ｅiが分圧回
路２Ｂに供給されるとき、分圧信号ｖbは図２Ｃの一点
鎖線ｆに示すように正側で圧縮されると共に負側で伸張
されて非対称な波形歪を有する正極性の信号となる。し
たがって、ミキシング回路１２より出力される出力音声
信号ｖoは、図２Ｃの実線ｇに示すように非対称な波形
歪が除去されたものとなる。
【００２５】ところで、図２の低減原理ではトランジス
タ５Ａ，５Ｂの非直線性として２次の非直線性を想定し
たものであり、その場合には非直線歪として偶数次高調
波歪のみが発生する。しかし、実際にはトランジスタ５
Ａ，５Ｂは完全な２次非直線性を有するものでなく、上
述した非直線歪として主体となる偶数次高調波歪の他
に、奇数次高調波歪も発生する。この場合、トランジス
タ５Ａ，５ＢはそれぞれＮＰＮ形、ＰＮＰ形であること
から、正極性の分圧信号ｖa，ｖbに発生する偶数次高調
波歪成分は互いに極性が逆となり、ミキシング回路１２
の加算処理でもって相殺される。したがって、ミキシン
グ回路１２より出力される出力音声信号ｖoは基本波成
分と奇数次高調波歪成分のみとなり、非直線歪が低減さ
れたものとなる。
タ５Ａ，５Ｂの非直線性として２次の非直線性を想定し
たものであり、その場合には非直線歪として偶数次高調
波歪のみが発生する。しかし、実際にはトランジスタ５
Ａ，５Ｂは完全な２次非直線性を有するものでなく、上
述した非直線歪として主体となる偶数次高調波歪の他
に、奇数次高調波歪も発生する。この場合、トランジス
タ５Ａ，５ＢはそれぞれＮＰＮ形、ＰＮＰ形であること
から、正極性の分圧信号ｖa，ｖbに発生する偶数次高調
波歪成分は互いに極性が逆となり、ミキシング回路１２
の加算処理でもって相殺される。したがって、ミキシン
グ回路１２より出力される出力音声信号ｖoは基本波成
分と奇数次高調波歪成分のみとなり、非直線歪が低減さ
れたものとなる。
【００２６】例えば、入力音声信号ｅiがＥisinωｔな
る正極性の正弦波信号であるとき、分圧回路２Ａより出
力される正極性の分圧信号ｖaは、（１）式のように表
される。ここで、Ｅiは正弦波信号の振幅、Ｖ1は基本波
成分の振幅、Ｖ2，Ｖ3，Ｖ4，・・・はそれぞれ２次、
３次、４次、・・・の高調波歪成分の振幅、φ2，φ3，
φ4，・・・はそれぞれ２次、３次、４次、・・・の高
調波歪成分の位相角を示している。
る正極性の正弦波信号であるとき、分圧回路２Ａより出
力される正極性の分圧信号ｖaは、（１）式のように表
される。ここで、Ｅiは正弦波信号の振幅、Ｖ1は基本波
成分の振幅、Ｖ2，Ｖ3，Ｖ4，・・・はそれぞれ２次、
３次、４次、・・・の高調波歪成分の振幅、φ2，φ3，
φ4，・・・はそれぞれ２次、３次、４次、・・・の高
調波歪成分の位相角を示している。
【００２７】 ｖa＝Ｖ1sinωｔ＋Ｖ2sin（２ωｔ＋φ2）＋Ｖ3sin（３ωｔ＋φ3） ＋Ｖ4sin（４ωｔ＋φ4）＋Ｖ5sin（５ωｔ＋φ5）＋・・・ ・・・（１） またこのとき、（１）式がＮＰＮ形トランジスタを用い
た場合であるとすると、ＰＮＰ形トランジスタを用いた
分圧回路２Ｂより出力される正極性の分圧信号ｖbは、
（１）式の偶数次高調波歪成分のみの極性が反転し、
（２）式のように表される。
た場合であるとすると、ＰＮＰ形トランジスタを用いた
分圧回路２Ｂより出力される正極性の分圧信号ｖbは、
（１）式の偶数次高調波歪成分のみの極性が反転し、
（２）式のように表される。
【００２８】 ｖb＝Ｖ1sinωｔ−Ｖ2sin（２ωｔ＋φ2）＋Ｖ3sin（３ωｔ＋φ3） −Ｖ4sin（４ωｔ＋φ4）＋Ｖ5sin（５ωｔ＋φ5）−・・・ ・・・（２） したがって、ミキシング回路１２で分圧信号ｖa，ｖbを
加算して得られる出力音声信号ｖoは、（３）式のよう
に表される。すなわち、偶数次高調波歪成分が相殺さ
れ、基本波成分と奇数次高調波歪成分のみとなる。
加算して得られる出力音声信号ｖoは、（３）式のよう
に表される。すなわち、偶数次高調波歪成分が相殺さ
れ、基本波成分と奇数次高調波歪成分のみとなる。
【００２９】 ｖo＝２Ｖ1sinωｔ＋２Ｖ3sin（３ωｔ＋φ3）＋２Ｖ5sin（５ωｔ＋φ5） ＋２Ｖ7sin（７ωｔ＋φ7）＋・・・ ・・・（３） このように本例によれば、ミキシング回路１２より出力
される出力音声信号ｖoは基本波成分と奇数次高調波歪
成分のみとなり、レベル圧縮範囲で分圧回路２Ａ，２Ｂ
を構成するトランジスタ５Ａ，５Ｂの非直線性によって
生じる非直線歪を低減できる。ここで、奇数次高調波歪
は偶数次高調波歪に比べて小さく、偶数次高調波歪成分
が相殺されることにより全高調波歪率を大幅に減少でき
る。
される出力音声信号ｖoは基本波成分と奇数次高調波歪
成分のみとなり、レベル圧縮範囲で分圧回路２Ａ，２Ｂ
を構成するトランジスタ５Ａ，５Ｂの非直線性によって
生じる非直線歪を低減できる。ここで、奇数次高調波歪
は偶数次高調波歪に比べて小さく、偶数次高調波歪成分
が相殺されることにより全高調波歪率を大幅に減少でき
る。
【００３０】図３の曲線ａは、図４の実線ａに示すよう
なレベル圧縮特性を有する場合の図１の実施例における
歪特性の実測例を示している（図４の破線ｂはレベル圧
縮制御が行われない場合の入出力特性である）。図３の
実線ｂは図５の従来例における歪特性の実測例である。
図３から明かなように、実施例では全高調波歪率を大幅
に減少できる。なお、このレベル圧縮特性と歪特性は、
オーディオ周波数範囲内ではほとんど変化しない。
なレベル圧縮特性を有する場合の図１の実施例における
歪特性の実測例を示している（図４の破線ｂはレベル圧
縮制御が行われない場合の入出力特性である）。図３の
実線ｂは図５の従来例における歪特性の実測例である。
図３から明かなように、実施例では全高調波歪率を大幅
に減少できる。なお、このレベル圧縮特性と歪特性は、
オーディオ周波数範囲内ではほとんど変化しない。
【００３１】なお、上述実施例においては、ミキシング
回路１２より出力される加算信号を増幅回路７で増幅し
た後にピーク整流回路８Ａ，８Ｂに供給するものを示し
たが、加算信号のレベルによっては、この加算信号を直
接ピーク整流回路８Ａ，８Ｂに供給したり、あるいはレ
ベルを減衰制御した後にピーク整流回路８Ａ，８Ｂに供
給することも考えられる。また、上述実施例において
は、この発明を音声信号のレベル圧縮制御に適用した例
を示したが、その他の信号のレベル圧縮制御にも適用で
きることは勿論である。
回路１２より出力される加算信号を増幅回路７で増幅し
た後にピーク整流回路８Ａ，８Ｂに供給するものを示し
たが、加算信号のレベルによっては、この加算信号を直
接ピーク整流回路８Ａ，８Ｂに供給したり、あるいはレ
ベルを減衰制御した後にピーク整流回路８Ａ，８Ｂに供
給することも考えられる。また、上述実施例において
は、この発明を音声信号のレベル圧縮制御に適用した例
を示したが、その他の信号のレベル圧縮制御にも適用で
きることは勿論である。
【００３２】
【発明の効果】請求項１の発明によれば、入力信号が供
給される一方および他方の分圧手段を構成するトランジ
スタとしてそれぞれＮＰＮ形トランジスタおよびＰＮＰ
形トランジスタが使用されるため、これら一方および他
方の分圧手段より出力される分圧信号に含まれる偶数次
高調波歪成分は互いに極性が逆になり、加算手段におけ
る加算処理で相殺される。したがって、加算手段より出
力される出力信号は、基本波成分の他は奇数次高調波歪
成分のみとなり、レベル圧縮範囲でトランジスタの非直
線性によって生じる非直線歪を大幅に低減でき、しかも
従来のように圧縮開始入力レベルを低くして非直線歪を
小さくとどめるものでなく、ＳＮ比の劣化を招くことも
ない。
給される一方および他方の分圧手段を構成するトランジ
スタとしてそれぞれＮＰＮ形トランジスタおよびＰＮＰ
形トランジスタが使用されるため、これら一方および他
方の分圧手段より出力される分圧信号に含まれる偶数次
高調波歪成分は互いに極性が逆になり、加算手段におけ
る加算処理で相殺される。したがって、加算手段より出
力される出力信号は、基本波成分の他は奇数次高調波歪
成分のみとなり、レベル圧縮範囲でトランジスタの非直
線性によって生じる非直線歪を大幅に低減でき、しかも
従来のように圧縮開始入力レベルを低くして非直線歪を
小さくとどめるものでなく、ＳＮ比の劣化を招くことも
ない。
【図１】この発明に係るレベル圧縮回路の一実施例を示
す構成図である。
す構成図である。
【図２】実施例の非直線歪の低減原理を示す図である。
【図３】実施例と従来例の歪特性の実測例を示す図であ
る。
る。
【図４】実施例のレベル圧縮特性例を示す図である。
【図５】従来のレベル圧縮回路を示す構成図である。
【図６】レベル圧縮特性の一例を示す図である。
１ａ，１ｂ 入力端子 ２Ａ，２Ｂ 分圧回路 ３Ａ，３Ｂ，４Ａ，４Ｂ 抵抗器 ５Ａ ＮＰＮ形トランジスタ ５Ｂ ＰＮＰ形トランジスタ ６ａ，６ｂ 出力端子 ７ 増幅回路 ８Ａ，８Ｂ ピーク整流回路 １２ ミキシング回路
Claims (1)
- 【請求項１】 第１の抵抗と、第２の抵抗およびトラン
ジスタのコレクタ・エミッタの直列回路による合成イン
ピーダンスとで分圧する分圧手段を２個有し、 上記２個の分圧手段の一方および他方を構成する上記ト
ランジスタをそれぞれＮＰＮ形トランジスタおよびＰＮ
Ｐ形トランジスタとし、 入力信号を上記一方および他方の分圧手段に供給して分
圧し、 上記一方および他方の分圧手段より出力される分圧信号
を加算手段で加算し、 上記加算手段より出力される加算信号をそのまままたは
増幅した後に第１および第２のピーク整流手段に供給し
てピーク整流し、 上記第１のピーク整流手段より出力される正極性のピー
ク整流信号を上記一方の分圧手段を構成する上記ＮＰＮ
形トランジスタのベースに制御信号として供給し、 上記第２のピーク整流手段より出力される負極性のピー
ク整流信号を上記他方の分圧手段を構成する上記ＰＮＰ
形トランジスタのベースに制御信号として供給し、 上記加算手段より出力される加算信号を出力信号とする
ことを特徴とするレベル圧縮回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29142194A JP3192894B2 (ja) | 1994-11-25 | 1994-11-25 | レベル圧縮回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29142194A JP3192894B2 (ja) | 1994-11-25 | 1994-11-25 | レベル圧縮回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08154291A JPH08154291A (ja) | 1996-06-11 |
| JP3192894B2 true JP3192894B2 (ja) | 2001-07-30 |
Family
ID=17768667
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29142194A Expired - Fee Related JP3192894B2 (ja) | 1994-11-25 | 1994-11-25 | レベル圧縮回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3192894B2 (ja) |
-
1994
- 1994-11-25 JP JP29142194A patent/JP3192894B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08154291A (ja) | 1996-06-11 |
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