JP3171840B2 - オーデイオ信号の伝送方法及びデコーディング装置 - Google Patents
オーデイオ信号の伝送方法及びデコーディング装置Info
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
-
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- H04B1/665—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission using psychoacoustic properties of the ear, e.g. masking effect
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明はオーディオ信号の伝送方法及びデコーディン
グ装置に関する。上記方法では、上記オーディオ信号を
時間ウィンドウにより時間的に順次連続するブロックに
分割し、次いで、上記ブロック中に含まれている信号成
分を、変換操作によって短時間スペクトルに変換し、そ
れにひきつづいて短時間スペクトルを心理音響的法則性
に基づきコード化し伝送し、この伝送後デコーディング
し、短時間スペクトルを逆変換操作により、再び時間領
域に移行させさらに、時間領域内にあるブロックを相互
につなぎ合わせ合成し、その際上記ブロックをサブブロ
ックに分割し、上記サブブロックにおける信号は上記変
換操作の前は圧縮せしめられ当該逆変換操作の後は伸長
せしめられる。
グ装置に関する。上記方法では、上記オーディオ信号を
時間ウィンドウにより時間的に順次連続するブロックに
分割し、次いで、上記ブロック中に含まれている信号成
分を、変換操作によって短時間スペクトルに変換し、そ
れにひきつづいて短時間スペクトルを心理音響的法則性
に基づきコード化し伝送し、この伝送後デコーディング
し、短時間スペクトルを逆変換操作により、再び時間領
域に移行させさらに、時間領域内にあるブロックを相互
につなぎ合わせ合成し、その際上記ブロックをサブブロ
ックに分割し、上記サブブロックにおける信号は上記変
換操作の前は圧縮せしめられ当該逆変換操作の後は伸長
せしめられる。
オーディオ信号の伝送の際、例えば無線放送、有線伝
送、衛星放送において、また、記録装置において、アナ
ログオーディオ信号を所定の分解能を有するデジタル信
号に変換し、この形態で伝送し、再生の際再びアナログ
信号に変換することが公知である。デジタル信号によっ
ては殊に再生の際比較的大きなS/N比が得られる。
送、衛星放送において、また、記録装置において、アナ
ログオーディオ信号を所定の分解能を有するデジタル信
号に変換し、この形態で伝送し、再生の際再びアナログ
信号に変換することが公知である。デジタル信号によっ
ては殊に再生の際比較的大きなS/N比が得られる。
そのような信号の伝送に必要な帯域幅が、実質的に、
各単位時間ごとに伝送されるべきサンプリング値の数
と、分解能とによつて定まる。
各単位時間ごとに伝送されるべきサンプリング値の数
と、分解能とによつて定まる。
実際上、狭帯域チヤネルで事足りるようにするため又
は既存のチヤネルを介してできるだけ多くのオーデイオ
信号を同時に伝送し得るため、伝送に必要な帯域幅をで
きるだけ小さくする必要性がある。各サンプリング値ご
とのビツト数又はサンプリング値の低減により、所要の
帯域幅が低減され得る。
は既存のチヤネルを介してできるだけ多くのオーデイオ
信号を同時に伝送し得るため、伝送に必要な帯域幅をで
きるだけ小さくする必要性がある。各サンプリング値ご
とのビツト数又はサンプリング値の低減により、所要の
帯域幅が低減され得る。
しかし乍ら、このような手段によつては再生の際、品
質劣化が惹起される。公知方法（西独特許出願公開第35
06912.0号公報）では再生品質の改善のためデジタル信
号が時間的に順次連続する区間において短時間スペクト
ルに変換される。その際その短時間スペクトルは夫々時
間区間に対して、例えば20msに対して、信号のスペクト
ル成分を成す。短時間スペクトル中では一般的に、聞き
手によつては認知されない、即ち情報技術上重要な意義
を有しない一般的成分が心理−音響的法則性に基づき、
時間領域におけるより良好に見出され得る。それらの成
分は伝送の際比較的に弱く重み付けられたり又は除去さ
れる。このような手段によつて、伝送に際し、通常必要
なデータの相当大きな部分が省かれ得、それにより、平
均的ビツトレートが著しく低減され得る。
質劣化が惹起される。公知方法（西独特許出願公開第35
06912.0号公報）では再生品質の改善のためデジタル信
号が時間的に順次連続する区間において短時間スペクト
ルに変換される。その際その短時間スペクトルは夫々時
間区間に対して、例えば20msに対して、信号のスペクト
ル成分を成す。短時間スペクトル中では一般的に、聞き
手によつては認知されない、即ち情報技術上重要な意義
を有しない一般的成分が心理−音響的法則性に基づき、
時間領域におけるより良好に見出され得る。それらの成
分は伝送の際比較的に弱く重み付けられたり又は除去さ
れる。このような手段によつて、伝送に際し、通常必要
なデータの相当大きな部分が省かれ得、それにより、平
均的ビツトレートが著しく低減され得る。
そのような区間内で振幅変動の際、例えば、ブロツク
の経過中非安定状態においてのみ始まる信号の際、当該
信号には伝送後、ノイズが重畳されることが明らかにな
つている。認知され得る原因となるものは当該ノイズは
上記信号のスタート（開始）前にも発生し、よつて不十
分にしかマスキングされ得ないということである。
の経過中非安定状態においてのみ始まる信号の際、当該
信号には伝送後、ノイズが重畳されることが明らかにな
つている。認知され得る原因となるものは当該ノイズは
上記信号のスタート（開始）前にも発生し、よつて不十
分にしかマスキングされ得ないということである。
そのようなノイズは例えば量子化誤差によつて生ぜし
められ得、その際その量子化誤差は短時間スペクトルに
重畳されるものであり、そこにおいて逆変換後ブロツク
全体内部におけるノイズ成分も時間領域にて生じる。
められ得、その際その量子化誤差は短時間スペクトルに
重畳されるものであり、そこにおいて逆変換後ブロツク
全体内部におけるノイズ成分も時間領域にて生じる。
そのようなノイズの低減のため各ブロツクはサブブロ
ツクに分けられ、１つのサブブロツクから隣接のサブブ
ロツクへの信号振幅のジヤンプ（跳躍的変化）が検出さ
れる。20dBより大の振幅ジヤンプの際、先行ブロツクに
おける信号が圧縮され、逆変換後伸長される。
ツクに分けられ、１つのサブブロツクから隣接のサブブ
ロツクへの信号振幅のジヤンプ（跳躍的変化）が検出さ
れる。20dBより大の振幅ジヤンプの際、先行ブロツクに
おける信号が圧縮され、逆変換後伸長される。
この場合、下記の難点が生じ得る。
ａ） 実際のジヤンプの識別が不確実である ｂ） 所定の度合を越える、前以て定めたサブブロツク
におけるエネルギ変化のみがジヤンプとして評価され
る。
におけるエネルギ変化のみがジヤンプとして評価され
る。
ｃ） 行なわれたエネルギ検出における不確実性に基づ
き、強調された信号セクシヨンにおける予期しない信号
の過大状態が惹起され得る。
き、強調された信号セクシヨンにおける予期しない信号
の過大状態が惹起され得る。
本発明の課題の基礎となるのは自然のオーデイオ信号
においてその多様性を以て通常現われるような、１つの
ブロツク内の信号の変化の際、伝送後S/N比が改善され
るように、冒頭に述べた方法を改善することにある。
においてその多様性を以て通常現われるような、１つの
ブロツク内の信号の変化の際、伝送後S/N比が改善され
るように、冒頭に述べた方法を改善することにある。
上記課題は請求範囲１の構成要件により解決される。
基本的に、複数ブロツク（オーデイオ信号は時間ウイ
ンドウによりそれらブロツクに分割される）の各サブブ
ロツクにおいて、信号圧縮が行なわれる。上記信号圧縮
は限界値を実際のジヤンプが越えるということにはもは
や依存しなくなる。それにより、後続の信号処理中の影
響及びノイズがそれの原因、由来が何であつても、回避
され得る。伝送後の、ブロツクにおける信号の相補的伸
長により、もとの信号状況が再形成され、その際弱い信
号に対してのS/N比が改善される。
ンドウによりそれらブロツクに分割される）の各サブブ
ロツクにおいて、信号圧縮が行なわれる。上記信号圧縮
は限界値を実際のジヤンプが越えるということにはもは
や依存しなくなる。それにより、後続の信号処理中の影
響及びノイズがそれの原因、由来が何であつても、回避
され得る。伝送後の、ブロツクにおける信号の相補的伸
長により、もとの信号状況が再形成され、その際弱い信
号に対してのS/N比が改善される。
次に図を用いて本発明を詳細に説明する。
第１図は本発明の方法の時間的経過（シーケンス）を
示し、 第２図は順次連続するブロツクを得るためのウインド
ウ化を示し、 第３図ａ〜ｄはブロツクの経過中生じる信号のもとの
波形及び逆変形の後の波形を示し、 第４図はサブブロツクへの分割構成を示し、 第５図はブロツクに重畳されるウインドウ関数を示
し、 第６図は圧縮付き及び圧縮無しの場合のブロツク内の
エネルギ経過を示し、 第７図はサブブロツクのエネルギ計算のため重ならな
いウインドウのもとでの強調された、また強調されてい
ない信号の波形を示し、 第８図は第７図に類似の波形であるがサブブロツクの
エネルギ計算のため80％重なるウインドウの場合を示
し、 第９図〜第11図は信号圧縮又は伸長を実施する回路の
ブロツク接続図であり、 第12図はアダプテイブフイルタの伝達関数の特性図、 第13図は送信側用の動作ステツプのブロツク接続図、 第14図は受信側用の動作ステツプのブロツク接続図、 第15図は１つのブロツクのサブブロツクの強調係数の
グラフイツク特性図、 第16図は第15図と類似のグラフイツク特性図である
が、但し、信号ジヤンプ後強調係数が１にセツトされて
いる場合を示し、 第17図は送信側アダプテイブフイルタ用の回路部分を
示し、 第18図は受信側アダプテイブフイルタ用の回路部分を
示す。
示し、 第２図は順次連続するブロツクを得るためのウインド
ウ化を示し、 第３図ａ〜ｄはブロツクの経過中生じる信号のもとの
波形及び逆変形の後の波形を示し、 第４図はサブブロツクへの分割構成を示し、 第５図はブロツクに重畳されるウインドウ関数を示
し、 第６図は圧縮付き及び圧縮無しの場合のブロツク内の
エネルギ経過を示し、 第７図はサブブロツクのエネルギ計算のため重ならな
いウインドウのもとでの強調された、また強調されてい
ない信号の波形を示し、 第８図は第７図に類似の波形であるがサブブロツクの
エネルギ計算のため80％重なるウインドウの場合を示
し、 第９図〜第11図は信号圧縮又は伸長を実施する回路の
ブロツク接続図であり、 第12図はアダプテイブフイルタの伝達関数の特性図、 第13図は送信側用の動作ステツプのブロツク接続図、 第14図は受信側用の動作ステツプのブロツク接続図、 第15図は１つのブロツクのサブブロツクの強調係数の
グラフイツク特性図、 第16図は第15図と類似のグラフイツク特性図である
が、但し、信号ジヤンプ後強調係数が１にセツトされて
いる場合を示し、 第17図は送信側アダプテイブフイルタ用の回路部分を
示し、 第18図は受信側アダプテイブフイルタ用の回路部分を
示す。
第１図において、オーデイオ信号ａ（ｔ）例えば話声
又は音楽が、１にて示すステツプにより相応のデジタル
信号に変換される。２で示す有利な、但し必ずしも必要
でないステツプにおいて信号はプリエンフアシス操作を
施され、その際、有利にはオーデイオ信号の比較的に高
周波成分が比較的低周波の成分に対して強調される。こ
のような手段によつては低周波の信号が高い周波数の信
号により不良にマスキングされるという作用が補償され
る。而してマスキングを達成するため、有効周波数が遠
く離れていればいるほど、強調の度合は益々強められな
ければならない。
又は音楽が、１にて示すステツプにより相応のデジタル
信号に変換される。２で示す有利な、但し必ずしも必要
でないステツプにおいて信号はプリエンフアシス操作を
施され、その際、有利にはオーデイオ信号の比較的に高
周波成分が比較的低周波の成分に対して強調される。こ
のような手段によつては低周波の信号が高い周波数の信
号により不良にマスキングされるという作用が補償され
る。而してマスキングを達成するため、有効周波数が遠
く離れていればいるほど、強調の度合は益々強められな
ければならない。
３で示すステツプでは信号のウインドウ化が行なわ
れ、それにより、信号セクシヨンを有する時間的に順次
連続するブロツクが形成される。それらのブロツクの持
続時間は有利に20msである。１つのブロツクの複数信号
は事後に別個に単独に後続処理され得る。
れ、それにより、信号セクシヨンを有する時間的に順次
連続するブロツクが形成される。それらのブロツクの持
続時間は有利に20msである。１つのブロツクの複数信号
は事後に別個に単独に後続処理され得る。
４ではブロツクはウインドウ関数で重み付けによりサ
ブブロツクに細分化される。有利には10〜20のサブブロ
ツクへの細分化が行なわれる。
ブブロツクに細分化される。有利には10〜20のサブブロ
ツクへの細分化が行なわれる。
５で示す後続のステツプではそれぞれのサブブロツク
内での信号に対して一定の増幅ないし減衰がなされる。
その際後述するように、複数のステツプが実行される。
内での信号に対して一定の増幅ないし減衰がなされる。
その際後述するように、複数のステツプが実行される。
増幅率又は減衰率（係数）の決定のため平均パワー
（エネルギ）はサブブロツクに相応する信号セクシヨン
から検出セクシヨンとして導出される。次いで、上記検
出セクシヨンおける平均パワーに対して、選定仕様値
（エネルギ：セクシヨン持続時間）が形成される。これ
ら選定仕様値は１つのブロツクの検出セクシヨンに対し
て最大の選定仕様値を有する検出セクシヨンの選定仕様
値に関連づけられる。次いで上記選定仕様値から、増幅
率が求められ、その際、比例する増幅率又は異なつた量
子化係数での量子化増幅率が選定され得る。
（エネルギ）はサブブロツクに相応する信号セクシヨン
から検出セクシヨンとして導出される。次いで、上記検
出セクシヨンおける平均パワーに対して、選定仕様値
（エネルギ：セクシヨン持続時間）が形成される。これ
ら選定仕様値は１つのブロツクの検出セクシヨンに対し
て最大の選定仕様値を有する検出セクシヨンの選定仕様
値に関連づけられる。次いで上記選定仕様値から、増幅
率が求められ、その際、比例する増幅率又は異なつた量
子化係数での量子化増幅率が選定され得る。
有利には小さな増幅率に対しては比較的大きな増幅率
に対するより小さな量子化ステツプ高さを選定するとよ
い。最大の増幅率は有利に40dBの値に制限される。この
手段の実行後、すべてのサブブロツクにおいて、ほぼ同
じS/N比が、有効エネルギと、コード化により生じるノ
イズエネルギとに関して達せられる。
に対するより小さな量子化ステツプ高さを選定するとよ
い。最大の増幅率は有利に40dBの値に制限される。この
手段の実行後、すべてのサブブロツクにおいて、ほぼ同
じS/N比が、有効エネルギと、コード化により生じるノ
イズエネルギとに関して達せられる。
それにつづいて６で示すステツプにおいて、ブロツク
の信号が変換操作により周波数スペクトルに変換され
る。７において心理−音響的観点に従つてコード化が行
なわれる。つまり、再生の際殊にマスキング効果に基づ
きいずれにしろ認知されないスペクトル成分はコード化
の際比較的弱く（わずかに）重み付けされたり又は省か
れるのである。８は伝送又は記憶のステツプを示し、こ
こにおいて、前述の各ステツプは実質的に再び逆の順序
で解除的に展開進行せしめられる。
の信号が変換操作により周波数スペクトルに変換され
る。７において心理−音響的観点に従つてコード化が行
なわれる。つまり、再生の際殊にマスキング効果に基づ
きいずれにしろ認知されないスペクトル成分はコード化
の際比較的弱く（わずかに）重み付けされたり又は省か
れるのである。８は伝送又は記憶のステツプを示し、こ
こにおいて、前述の各ステツプは実質的に再び逆の順序
で解除的に展開進行せしめられる。
而して、９において、先ずデコード化が行なわれ、そ
れにより、伝送された又は記憶された信号が再び周波数
スペクトルに戻し変換される。10で示すステツプによつ
ては短時間スペクトルが再び時間領域に移される。11に
おいて伝送された増幅率に基づき、ブロツク及びサブブ
ロツク中に存在する信号が相補的に等化される。12では
サブブロツクがブロツクにまとめられ、13では各ブロツ
クから再び１つのまとまりのあるデジタル信号が形成さ
れる。14にてデエンフアシス（これは２におけるプリエ
ンフアシスに対して相補的になされる）の実施の後、15
においてD/A変換が行なわれ、その後、アナログ信号ｂ
（ｔ）が取出され得る。アナログ信号ｂ（ｔ）はアナロ
グ信号ａ（ｔ）と同一でない、それというのも、コード
化の際スペクトル成分が異なつて重み付けされたり、又
は抑圧されるからである。アナログ信号ｂ（ｔ）とａ
（ｔ）との間の相違点ないし差は次のような程度のもの
である、即ち再生の際聞き手によつては認知されないよ
うな程度のものである。
れにより、伝送された又は記憶された信号が再び周波数
スペクトルに戻し変換される。10で示すステツプによつ
ては短時間スペクトルが再び時間領域に移される。11に
おいて伝送された増幅率に基づき、ブロツク及びサブブ
ロツク中に存在する信号が相補的に等化される。12では
サブブロツクがブロツクにまとめられ、13では各ブロツ
クから再び１つのまとまりのあるデジタル信号が形成さ
れる。14にてデエンフアシス（これは２におけるプリエ
ンフアシスに対して相補的になされる）の実施の後、15
においてD/A変換が行なわれ、その後、アナログ信号ｂ
（ｔ）が取出され得る。アナログ信号ｂ（ｔ）はアナロ
グ信号ａ（ｔ）と同一でない、それというのも、コード
化の際スペクトル成分が異なつて重み付けされたり、又
は抑圧されるからである。アナログ信号ｂ（ｔ）とａ
（ｔ）との間の相違点ないし差は次のような程度のもの
である、即ち再生の際聞き手によつては認知されないよ
うな程度のものである。
第２図ａ〜ｃにおいては信号ａ′のウインドウ化が示
されており、このウインドウ化の結果、時間的に順次連
続するブロツク17,18,19が生じる。このことは次のよう
にして行なわれ得る、即ち、信号ａ′が振幅特性カーブ
16と乗ぜられるようにするのである。この特性カーブは
有利な実施例では始めにおいては1/4周期に亘つてサイ
ン状の経過をとり、その後は一定値をとり、終りにおい
てはコサイン状の経過をとる。上記端部における連続的
経過によつては事後の変換操作の際著しく幅広の周波数
スペクトルの生じることとなるのが阻止されるようにす
るものである。更に、ウインドウはブロツクの重なりが
行なわれるようにセツテイング（位置定め）される。次
に、わかり易くするため、矩形状の振幅経過を基礎とす
る。
されており、このウインドウ化の結果、時間的に順次連
続するブロツク17,18,19が生じる。このことは次のよう
にして行なわれ得る、即ち、信号ａ′が振幅特性カーブ
16と乗ぜられるようにするのである。この特性カーブは
有利な実施例では始めにおいては1/4周期に亘つてサイ
ン状の経過をとり、その後は一定値をとり、終りにおい
てはコサイン状の経過をとる。上記端部における連続的
経過によつては事後の変換操作の際著しく幅広の周波数
スペクトルの生じることとなるのが阻止されるようにす
るものである。更に、ウインドウはブロツクの重なりが
行なわれるようにセツテイング（位置定め）される。次
に、わかり易くするため、矩形状の振幅経過を基礎とす
る。
ウインドウは20msの持続時間を有するこの時間は以下
のことをなすために有利であることが判明している、即
ち、一方では事後のコード化の際十分スペクトル線を含
む十分微細に分解された短時間スペクトルを得るため
と、有効なデータ圧縮（リダクシヨン）を行ない得るた
めと、他方では信号の変化の際増幅度を比較的迅速にそ
のつど変化された状態に調整し、もつて、心理−音響的
前及び後マスキング効果を利用するために有利であるこ
とが判明している。
のことをなすために有利であることが判明している、即
ち、一方では事後のコード化の際十分スペクトル線を含
む十分微細に分解された短時間スペクトルを得るため
と、有効なデータ圧縮（リダクシヨン）を行ない得るた
めと、他方では信号の変化の際増幅度を比較的迅速にそ
のつど変化された状態に調整し、もつて、心理−音響的
前及び後マスキング効果を利用するために有利であるこ
とが判明している。
実際上、信号の始まり（スタート）が突然安定状態か
ら外れたところで起こり、このスタートがブロツク内部
で例えば後半部で起る場合が生じ得る。この場合は第３
図ａに示してある。変換された信号を第３図ｂに示す。
コード化の際の量子化誤差により第３図ｂに示す短時間
スペクトルにノイズスペクトルが重畳され、その結果第
３図ｃに示すスペクトルが生じる。逆変換後上記ノイズ
スペクトルが信号経過に影響を及ぼすのは信号のスター
トの時点以降はじめてというのではなく、ブロツクの開
始の際に既になされる（第３図ｄ）。事前マスキング効
果は事後マスキング効果よりわずかであるので、上記ノ
イズは聴取可能である。変換操作及び伝送前のブロツク
内の相応の圧縮並びに伝送及び逆変換後の伸長後S/N比
を著しく改善し得る。
ら外れたところで起こり、このスタートがブロツク内部
で例えば後半部で起る場合が生じ得る。この場合は第３
図ａに示してある。変換された信号を第３図ｂに示す。
コード化の際の量子化誤差により第３図ｂに示す短時間
スペクトルにノイズスペクトルが重畳され、その結果第
３図ｃに示すスペクトルが生じる。逆変換後上記ノイズ
スペクトルが信号経過に影響を及ぼすのは信号のスター
トの時点以降はじめてというのではなく、ブロツクの開
始の際に既になされる（第３図ｄ）。事前マスキング効
果は事後マスキング効果よりわずかであるので、上記ノ
イズは聴取可能である。変換操作及び伝送前のブロツク
内の相応の圧縮並びに伝送及び逆変換後の伸長後S/N比
を著しく改善し得る。
この目的のため、第４図に示すように、各ブロツク1
6,17……はサブブロツクに細分化される。これらサブブ
ロツクはブロツクエツジのところを除いて、同じ時間的
拡がりを有しており、その際、それらサブブロツクは夫
々半部づつ重なり合つている。ブロツクエツジにおいて
は半分の時間的拡がりを有するサブブロツク18との重な
り合いが存在する。それらの重なり合う矩形のサブブロ
ツクにおいては平均的信号パワー（エネルギ）が定めら
れる（時間区間の拡がりにより除された当該時間区間に
おけるエネルギの値）。
6,17……はサブブロツクに細分化される。これらサブブ
ロツクはブロツクエツジのところを除いて、同じ時間的
拡がりを有しており、その際、それらサブブロツクは夫
々半部づつ重なり合つている。ブロツクエツジにおいて
は半分の時間的拡がりを有するサブブロツク18との重な
り合いが存在する。それらの重なり合う矩形のサブブロ
ツクにおいては平均的信号パワー（エネルギ）が定めら
れる（時間区間の拡がりにより除された当該時間区間に
おけるエネルギの値）。
後続のステツプにおいて、第５図に示すように、先ず
矩形状のサブブロツク19,20,21…が、cos2ウインドウ関
数で重み付けされる。その他のサブブロツクの半分の時
間的拡がりのみを有するブロツクエツジにおける時間区
間はcos2ハーフウインドウ23で重み付けされる。相互に
重なり合う重み付け係数は加わり合つて信号ブロツクの
各時点にて１となる。
矩形状のサブブロツク19,20,21…が、cos2ウインドウ関
数で重み付けされる。その他のサブブロツクの半分の時
間的拡がりのみを有するブロツクエツジにおける時間区
間はcos2ハーフウインドウ23で重み付けされる。相互に
重なり合う重み付け係数は加わり合つて信号ブロツクの
各時点にて１となる。
第６図においてはサブブロツク19,20,21における信号
が検出された平均パワー（実線で示す）に相応して次の
ように増幅ないし減衰される、即ちサブブロツク19,20,
21……における平均パワーがほぼ等しくなる（破線で示
す）ように増幅ないし減衰されるかが示されている。異
なつた表示のためブロツクはここでは破線では示してな
い。信号の増幅及び減衰により、ブロツク有効エネルギ
と、コード化により生じるブロツクノイズエネルギとの
比が変化されない。他方では上記手段によつてはすべて
のサブブロツクにおいて同じS/N比が生じるのが達成さ
れる。要するにS/N比に関しては当初からブロツクのウ
インドウ化（これはサブブロツクの大きさに相応するこ
ととなる）により選定する場合におけると同じものが達
成される。比較的に短いブロツクの前述の欠点は回避さ
れる。
が検出された平均パワー（実線で示す）に相応して次の
ように増幅ないし減衰される、即ちサブブロツク19,20,
21……における平均パワーがほぼ等しくなる（破線で示
す）ように増幅ないし減衰されるかが示されている。異
なつた表示のためブロツクはここでは破線では示してな
い。信号の増幅及び減衰により、ブロツク有効エネルギ
と、コード化により生じるブロツクノイズエネルギとの
比が変化されない。他方では上記手段によつてはすべて
のサブブロツクにおいて同じS/N比が生じるのが達成さ
れる。要するにS/N比に関しては当初からブロツクのウ
インドウ化（これはサブブロツクの大きさに相応するこ
ととなる）により選定する場合におけると同じものが達
成される。比較的に短いブロツクの前述の欠点は回避さ
れる。
相互に重なり合うサブブロツクは有利に心理音響的理
由によりほぼ２〜4msの時間的拡がりに選定される。44.
1KHzのサンプリング周波数のもとでのほぼ1000のサンプ
リング値を有するブロツクの場合このことは10〜20のサ
ブブロツクの形成に相応する。更に、心理−音響的理由
により信号増幅度を例えば40dBの最大値に制限すると好
適である。
由によりほぼ２〜4msの時間的拡がりに選定される。44.
1KHzのサンプリング周波数のもとでのほぼ1000のサンプ
リング値を有するブロツクの場合このことは10〜20のサ
ブブロツクの形成に相応する。更に、心理−音響的理由
により信号増幅度を例えば40dBの最大値に制限すると好
適である。
量子化段階（ステツプ）に必要な付加的データを制限
するには増幅率を量子化し、その際、量子化を比較的粗
く行ない得るようにすれば事足りる。量子化は次のよう
に行なわれ得る、即ち、比較的小さな増幅係数（率）に
対しては比較的大きなものに対してよりも、小さな量子
化段階（ステツプ）高さが選定されるようにするのであ
る。その場合量子化は次のように設計選定される。即
ち、強調されたサブブロツクにおける平均パワーが、検
出された最高の平均パワーを有するサブブロツク、即ち
基準ブロツクにおけるパワーを越えないように設計選定
されている。そのようにして、ブロツクノイズに比して
のブロツク有効エネルギの利得を得ることが可能とな
る。この場合S/N比はすべてのサブブロツクにとつても
はや同じものとならず、ごく近似的に等しいものに過ぎ
ない。
するには増幅率を量子化し、その際、量子化を比較的粗
く行ない得るようにすれば事足りる。量子化は次のよう
に行なわれ得る、即ち、比較的小さな増幅係数（率）に
対しては比較的大きなものに対してよりも、小さな量子
化段階（ステツプ）高さが選定されるようにするのであ
る。その場合量子化は次のように設計選定される。即
ち、強調されたサブブロツクにおける平均パワーが、検
出された最高の平均パワーを有するサブブロツク、即ち
基準ブロツクにおけるパワーを越えないように設計選定
されている。そのようにして、ブロツクノイズに比して
のブロツク有効エネルギの利得を得ることが可能とな
る。この場合S/N比はすべてのサブブロツクにとつても
はや同じものとならず、ごく近似的に等しいものに過ぎ
ない。
当該サブブロツクにて信号の圧縮が行なわれるサブブ
ロツクのみが、重なるウインドウ関数によつて重み付け
されるのであつて、増幅率の計算のため平均信号パワー
を検出するのに用いられるサブブロツクは重み付けされ
ないようにすると、所定の信号ジヤンプの際十分高めら
れた増幅率が生ぜしめられ得る。
ロツクのみが、重なるウインドウ関数によつて重み付け
されるのであつて、増幅率の計算のため平均信号パワー
を検出するのに用いられるサブブロツクは重み付けされ
ないようにすると、所定の信号ジヤンプの際十分高めら
れた増幅率が生ぜしめられ得る。
この場合は第７図において理想的な矩形電圧に対して
示してある。強調されていない信号経過は26で示し、強
調された信号経過は27で示す。小さな文字a0〜a8は強調
係数を表わすか又は増幅率と称される。ジヤンプの側縁
（フランク）とサブブロツク限界とが一致しない場合、
過度の上昇、増大が生じる。
示してある。強調されていない信号経過は26で示し、強
調された信号経過は27で示す。小さな文字a0〜a8は強調
係数を表わすか又は増幅率と称される。ジヤンプの側縁
（フランク）とサブブロツク限界とが一致しない場合、
過度の上昇、増大が生じる。
上記の過度の上昇、増大を小さくするため、本発明の
実施例によれば平均信号パワーの検出が、同様に50％の
重なり合いのブロツクで行なわれ、この場合云うまでも
なく矩形ウインドウで行なわれる。上記ブロツクは直接
的に、当該サブブロツクにて信号の増幅されるサブブロ
ツクに相応する。この手段の結果は第８図に、同じ信号
ジヤンプに対して示してある。26はやはり強調されてい
ない信号経過を示し、28はここでは強調された変化され
た信号経過を示す。
実施例によれば平均信号パワーの検出が、同様に50％の
重なり合いのブロツクで行なわれ、この場合云うまでも
なく矩形ウインドウで行なわれる。上記ブロツクは直接
的に、当該サブブロツクにて信号の増幅されるサブブロ
ツクに相応する。この手段の結果は第８図に、同じ信号
ジヤンプに対して示してある。26はやはり強調されてい
ない信号経過を示し、28はここでは強調された変化され
た信号経過を示す。
これまで説明した方法を完全なオーデイオ信号に適用
する場合、増幅率はエネルギの豊富なスペクトル成分に
対してのみ該当する。それというのは、上記のエネルギ
の豊かな成分によつてのみ当該係数が規定されるからで
ある。アナログ信号においてはほぼ常にほぼ3KHzまでの
スペクトル成分が、最もエネルギ豊富である。
する場合、増幅率はエネルギの豊富なスペクトル成分に
対してのみ該当する。それというのは、上記のエネルギ
の豊かな成分によつてのみ当該係数が規定されるからで
ある。アナログ信号においてはほぼ常にほぼ3KHzまでの
スペクトル成分が、最もエネルギ豊富である。
ほぼ3KHzまでのエネルギの豊富なスペクトル成分に対
して当該手法が最大の表示精度を有する場合、比較的小
さなエネルギ成分の比較的高い周波数の際信号ジヤンプ
により、コード化に際して精度の劣化がより大になり、
それにより場合により可聴のノイズが惹起される。
して当該手法が最大の表示精度を有する場合、比較的小
さなエネルギ成分の比較的高い周波数の際信号ジヤンプ
により、コード化に際して精度の劣化がより大になり、
それにより場合により可聴のノイズが惹起される。
第１の実施例によれば、伝送及びコード化前は信号が
プリエンフアシスを施され、伝送及びデコーデイング後
はデエンフアシスを施される。
プリエンフアシスを施され、伝送及びデコーデイング後
はデエンフアシスを施される。
第９図〜第11図はプリエンフアシスないしデエンフア
シスと共に圧縮ないし伸長を行なうためのブロツク接続
図を示す。
シスと共に圧縮ないし伸長を行なうためのブロツク接続
図を示す。
第９図において、可制御のアンプ24が信号路中に配置
されている。フイルタ25は制御信号路中に設けられてい
る。この回路が逆方向制御により相補的伸長のために用
いられる場合、フイルタ25が省かれ得る。
されている。フイルタ25は制御信号路中に設けられてい
る。この回路が逆方向制御により相補的伸長のために用
いられる場合、フイルタ25が省かれ得る。
第10図にはフイルタ25が可制御アンプ24に前置接続さ
れている。この構成は伸長の際にもフイルタを要する。
れている。この構成は伸長の際にもフイルタを要する。
第11図にはフイルタ25は同様に可制御アンプ24に前置
接続されており、付加的に可制御に構成されている。そ
の場合遮断周波数は次のようにシフトされ得る、すなわ
ち実際上常にマスキングが達成し得るようにシフトされ
得る。
接続されており、付加的に可制御に構成されている。そ
の場合遮断周波数は次のようにシフトされ得る、すなわ
ち実際上常にマスキングが達成し得るようにシフトされ
得る。
伸長の場合可制御フイルタ25及び可制御アンプ24が逆
方向に制御され得る。
方向に制御され得る。
別の実施例によれば、固定的なプリ及びデエンフアシ
スに代つて、周波数選択性の信号強調を行ない、その際
アダプテイブフイルタが使用される。種々の増幅度に対
するその種アダプテイブフイルタの伝達関数が第12図に
示してある。その場合上記フイルタでは平均周波数のみ
が強調され、下方及び上方周波数は考慮されない。
スに代つて、周波数選択性の信号強調を行ない、その際
アダプテイブフイルタが使用される。種々の増幅度に対
するその種アダプテイブフイルタの伝達関数が第12図に
示してある。その場合上記フイルタでは平均周波数のみ
が強調され、下方及び上方周波数は考慮されない。
第13図及び第14図はアダプテイブフイルタを含めた方
法を実施するための手法過程ステツプを表わしたブロツ
ク図を示し、その際第13図は送信側に対して、第14図は
受信側に対して示してある。
法を実施するための手法過程ステツプを表わしたブロツ
ク図を示し、その際第13図は送信側に対して、第14図は
受信側に対して示してある。
送信側では入力信号は固定的BPF（バンドパスフイル
タ）29を用いて、フイルタ係数の検出に寄与する信号成
分のみに低減される。上記BPF29はその特性上第12図に
示すアダプテイブフイルタと同等のものにすべきであ
る。上記BPF29の出力信号は30において例えば有利には1
024のサンプリング値を有するブロツクに分割され、そ
の際上記ブロツクは夫々6.2％ずつ重なり合う。そのよ
うにして形成されるブロツクはその時間的位置関係にお
いて次のようなブロツクに相応する、即ち、事後にアダ
プテイブフイルタに供給されるブロツクに相応する。選
択的に固定的バンドパスフイルタリングは個別のブロツ
クに対して相応のブロツク性に従つて行なうこともでき
る。それによつてもすべての後続の処理ステツプが変ら
ない。
タ）29を用いて、フイルタ係数の検出に寄与する信号成
分のみに低減される。上記BPF29はその特性上第12図に
示すアダプテイブフイルタと同等のものにすべきであ
る。上記BPF29の出力信号は30において例えば有利には1
024のサンプリング値を有するブロツクに分割され、そ
の際上記ブロツクは夫々6.2％ずつ重なり合う。そのよ
うにして形成されるブロツクはその時間的位置関係にお
いて次のようなブロツクに相応する、即ち、事後にアダ
プテイブフイルタに供給されるブロツクに相応する。選
択的に固定的バンドパスフイルタリングは個別のブロツ
クに対して相応のブロツク性に従つて行なうこともでき
る。それによつてもすべての後続の処理ステツプが変ら
ない。
フイルタリングされた信号ブロツクは50％重なる矩形
ウインドウで、31にて例えば９つのサブブロツクに分割
される。それらのサブブロツクによる平均信号パワーが
求められ、当該信号パワーの最大値が基準量として規
定、確定される。それにひきつづいて32にて、上記基準
量に係わる強調係数が、各サブブロツクに対して計算さ
れる。数字的には上記強調係数は fi＝Ｐ基準/Pi と表わされ得る。その際、fiはｉ番目のサブブロツクの
当該係数、Ｐ基準は基準量、Piはｉ番目のサブブロツク
の平均信号パワーである。
ウインドウで、31にて例えば９つのサブブロツクに分割
される。それらのサブブロツクによる平均信号パワーが
求められ、当該信号パワーの最大値が基準量として規
定、確定される。それにひきつづいて32にて、上記基準
量に係わる強調係数が、各サブブロツクに対して計算さ
れる。数字的には上記強調係数は fi＝Ｐ基準/Pi と表わされ得る。その際、fiはｉ番目のサブブロツクの
当該係数、Ｐ基準は基準量、Piはｉ番目のサブブロツク
の平均信号パワーである。
上記fiは第15図にてクロスで示す支持個所に対して該
当するものであり、受信器に伝達される。完全なアダプ
テイブフイルリングのためには33にて、存在（生起）し
ている９つの値が次のようにして1024に微細加工される
必要がある、即ち、上記支持個所間で各係数fiがソフト
に相互に入り組み合う（移行し合う）ようにするのであ
る。１つのブロツクの1024のすべてのサンプリング値に
対する係数特性経過は第15図の例に対して実線で示して
ある（すべての係数が変らないままとすれば）。
当するものであり、受信器に伝達される。完全なアダプ
テイブフイルリングのためには33にて、存在（生起）し
ている９つの値が次のようにして1024に微細加工される
必要がある、即ち、上記支持個所間で各係数fiがソフト
に相互に入り組み合う（移行し合う）ようにするのであ
る。１つのブロツクの1024のすべてのサンプリング値に
対する係数特性経過は第15図の例に対して実線で示して
ある（すべての係数が変らないままとすれば）。
心理音響的基準を考慮すれば当該係数は信号ジヤンプ
の後１にセットされ得る、それというのは事後マスキン
グが事前マスキングより良好に作用するからである。こ
の場合は第15図に示してある。この場合は第16図に示し
てある。当該入り組み合い（移り合い）は本例ではコサ
インの２乗の関数を用いてなされる。
の後１にセットされ得る、それというのは事後マスキン
グが事前マスキングより良好に作用するからである。こ
の場合は第15図に示してある。この場合は第16図に示し
てある。当該入り組み合い（移り合い）は本例ではコサ
インの２乗の関数を用いてなされる。
図示の係数特性経過からは34にて、第17図にて例とし
て示したように、アダプテイブフイルタ35に対するフイ
ルタ係数a1〜a3が各サンプリング値に対して計算され得
る。而して、当該パルス応答が各サンプリング値の読込
の際変化するアダプテイブフイルタが形成される。この
フイルタは次のように設計される、即ち、第12図に示す
値関数間で変化し得るように設計される。係数１に対す
る伝達関数はHminで示されており、有利に10000の最大
許容係数に対する伝達関数はHmaxで示されている。その
ようにして算出されたフイルタは36で得られたフイルタ
リングされていないブロツク（これは連続的信号から取
出され解析ウインドウで既に重み付けされている）に適
用される。従つて、平均周波数領域における信号成分の
みが強調され、低周波及び高周波信号成分は殆ど変らな
いままである。そのようにしてフイルタリングされたブ
ロツクはエンコーダ37に供給される。
て示したように、アダプテイブフイルタ35に対するフイ
ルタ係数a1〜a3が各サンプリング値に対して計算され得
る。而して、当該パルス応答が各サンプリング値の読込
の際変化するアダプテイブフイルタが形成される。この
フイルタは次のように設計される、即ち、第12図に示す
値関数間で変化し得るように設計される。係数１に対す
る伝達関数はHminで示されており、有利に10000の最大
許容係数に対する伝達関数はHmaxで示されている。その
ようにして算出されたフイルタは36で得られたフイルタ
リングされていないブロツク（これは連続的信号から取
出され解析ウインドウで既に重み付けされている）に適
用される。従つて、平均周波数領域における信号成分の
みが強調され、低周波及び高周波信号成分は殆ど変らな
いままである。そのようにしてフイルタリングされたブ
ロツクはエンコーダ37に供給される。
係数fiは例えば対数的に量子化され、夫々５ビツトで
伝送される。受信器において上記係数から、38にて相応
の外挿後、それにひきつづいて39にて、逆フイルタ40に
対するフイルタ係数b1〜b9を定める1024の係数が再形成
される。上記の逆フイルタに対しては第18図に示してあ
る。このフイルタによつてはブロツクが、受信器にて41
にてデコーデイングの後フイルタリングされて、強調が
再び解除される。それにひきつづいて、42にて合成ウイ
ンドウで重み付けされ、１つの連続信号が、各ブロツク
の相並んでの配置により発生される。
伝送される。受信器において上記係数から、38にて相応
の外挿後、それにひきつづいて39にて、逆フイルタ40に
対するフイルタ係数b1〜b9を定める1024の係数が再形成
される。上記の逆フイルタに対しては第18図に示してあ
る。このフイルタによつてはブロツクが、受信器にて41
にてデコーデイングの後フイルタリングされて、強調が
再び解除される。それにひきつづいて、42にて合成ウイ
ンドウで重み付けされ、１つの連続信号が、各ブロツク
の相並んでの配置により発生される。
フロントページの続き (31)優先権主張番号 Ｐ３８１７８６４．８ (32)優先日 昭和63年５月26日(1988．5．26) (33)優先権主張国 ドイツ（ＤＥ） 合議体 審判長 吉見 信明 審判官 日下 善之 審判官 川名 幹夫 (56)参考文献 特開 昭63−7023（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−201526（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−144104（ＪＰ，Ａ)
Claims (26)
- 【請求項１】オーディオ信号（ａ′）の伝送方法であっ
て、上記オーディオ信号を時間ウィンドウ（３）により
時間的に順次連続するブロック（17,18,19）に分割し
（30）、次いで、上記ブロック中に含まれている信号成
分を、変換操作（６）によって短時間スペクトルに変換
し、それにひきつづいて短時間スペクトルを心理音響的
法則性に基づき、コード化し（7,37）伝送し（８）、こ
の伝送後デコーディングし（９）、短時間スペクトルを
逆変換操作（10）により、再び時間領域に移行させさら
に、時間領域内にあるブロックを相互につなぎ合わせ合
成し（13）、その際上記ブロックをサブブロック（4,3
1）に分割し、上記サブブロックにおける信号は上記変
換操作の前は圧縮／伸長せしめられ（５）当該変換操作
の後は相補的な伸長／圧縮を施される（11）ようにした
方法において、当該方法は、コード化すべきスペクトル
の係数への変換に係わるものであり、上記信号を圧縮／
伸長の際、サブブロック（4,31）における平均信号パワ
ー（エネルギ）に依存して増幅又は減衰し（32）、伸長
／圧縮の際相補的処理（40）を施し、ここで、前記変換
操作（６）の前に、前記の平均信号パワー（エネルギ）
のうち比較的小さいものは、大きい増幅係数と結合さ
れ、そして、前記変換操作（６）の前に、前記の平均信
号パワー（エネルギ）のうち比較的大きいものは、小さ
な増幅係数、又は、減衰係数と結合され、それにより、
前記変換操作（６）の前に、前記サブブロックにおける
平均信号パワー（エネルギ）がほぼ等しくなるようにし
たことを特徴とするオーディオ信号伝送方法。 - 【請求項２】コーティング側ないし伝送側での時間に依
存する増幅度および／又は、デコーディング側ないし受
信側での減衰度の最大の変化が制限されるようにした請
求項１記載の方法。 - 【請求項３】サブブロック（31）へのブロックの細分化
がウィンドウ関数（4,16）で重み付けにより行なわれ、
該ウィンドウ関数は時間間隔に亘って一定値を有する請
求項１又は２記載の方法。 - 【請求項４】上記ウィンドウ関数（16）は重なり合い、
上記ブロックはその両エッジにて半分の時間幅のウィン
ドウ関数で重み付けされるようにした請求項３記載の方
法。 - 【請求項５】上記ブロックは連続的経過を有する別のウ
ィンドウ関数で重み付けされ、サブブロックの限界にて
零にされ、ブロック全体において合わさって一定の重み
付け値が形成されるようにした請求項４記載の方法。 - 【請求項６】前記一定の重み付け値は１であるようにし
た請求項５記載の方法。 - 【請求項７】ウィンドウ関数はブロックエッジにてCOS2
ハーフウィンドウを有するハニング（Hanning）である
請求項３から６までのいずれか１項記載の方法。 - 【請求項８】サブブロックのような上記検出セクション
も、ウィンドウ関数でのブロックの重み付けにより得ら
れ、上記ウィンドウ関数は当該時間区間に亘って一定の
値を有するようにした請求項３から７までのいずれか１
項記載の方法。 - 【請求項９】上記ウィンドウ関数は重なり合う請求項８
記載の方法。 - 【請求項１０】上記検出セクションにおける平均エネル
ギに対して選定仕様値（セクション持続時間によりエネ
ルギを除した値）が形成される請求項８又は９項記載の
方法。 - 【請求項１１】１つのブロックの検出セクションに対す
る選定仕様値は１つのブロックの検出セクションのそれ
に関連づけられ、生じる選定値比により増幅度が定めら
れるようにした請求項10記載の方法。 - 【請求項１２】１つのブロックの検出セクションに対す
る選定仕様値は最大の選定仕様値を有する１つの検出セ
クションのそれに関連づけられ、生じる選定値比により
増幅度が比例的に定められるようにした請求項11記載の
方法。 - 【請求項１３】量子化された増幅度が選定される請求項
11又は12記載の方法。 - 【請求項１４】上記量子化は不均一に行なわれるように
した請求項13記載の方法。 - 【請求項１５】上記量子化は不均一に行なわれ、小さな
増幅度に対しては比較的に大の係数に対するより小さな
量子化ステップレベルが選定されるように上記不均一量
子化が行なわれるようにした請求項13記載の方法。 - 【請求項１６】上記増幅係数は例えば40dBの最大値に制
限されるようにした請求項１から15までのいずれか１項
記載の方法。 - 【請求項１７】上記信号はブロック形成前プリエンファ
シス（24,25）せしめられ、かつ、上記ブロックの伝送
及び相互間のつなぎ合わせの合成接続後では相補的デエ
ンファシスが施されるようにした請求項１から16までの
いずれか１項記載の方法。 - 【請求項１８】上記プリエンファシス（24,25）により
オーディオ信号の比較的高周波のスペクトル成分が比較
的低周波の成分に対して強調される請求項17記載の方
法。 - 【請求項１９】サブブロックにおける平均的信号パワー
の決定に用いられる信号は周波数依存的にろ波され、圧
縮及び伸長は同様に周波数依存的に行なわれるようにし
た請求項１から16までのいずれか１項記載の方法。 - 【請求項２０】サブブロックにおける平均的信号パワー
の決定に用いられる信号は周波数依存的に、バンドパス
フィルタ（29）を用いてろ波され、圧縮及び伸長は同様
に周波数依存的に行なわれるようにした請求項１から16
までのいずれか１項記載の方法。 - 【請求項２１】サブブロックにおける平均信号パワーの
決定に用いられる信号から、アダプティブバンドパスフ
ィルタの変化のための選定仕様値が得られ、上記アダプ
ティバンドパスフィルタを用いて圧縮及び伸長が行なわ
れる請求項19又は20記載の方法。 - 【請求項２２】上記アダプティブバンドパスフィルタは
３つの係数を有するトランスバーサルフィルタとして構
成されている請求項21記載の方法。 - 【請求項２３】差当たり各サブブロックに対して、最も
高い信号パワーを有するものに関連づけられている選定
仕様値から、上記サブブロックにおける各サンプリング
値に対して、中間値を外挿し、更に、上記アダプティブ
フィルタは各サンプリング値ごとに上記の外挿された中
間値に相応して変化せしめられるようにした請求項21又
は22記載の方法。 - 【請求項２４】最も高い信号パワーを有するサブブロッ
クに後続するサブブロックにおいて、当該選定仕様値は
最も高い信号パワーを有する上記サブブロックの基準値
に等しくセットされ、即ち、上記サブブロックにおい
て、サンプリング値に依存してのアダプティブフィルタ
の変化がもはや行なわれないようにした請求項23記載の
方法。 - 【請求項２５】サブブロックの数に相応する支持値とし
て用いられる選定仕様値のみが伝送され、場合により、
付加的に外挿規定が伝送され、受信側にて、外挿された
中間値が再形成され、伸長の実施のため反転されるよう
にした請求項23又は24記載の方法。 - 【請求項２６】ディジタオーディオ信号のデコーディン
グ装置であって、前記オーディオ信号は時間ウィンドウ
を用いて時間的に順次連続するブロックに細分化され、
ここで、上記ブロック内に含まれている信号部分は変換
操作及び心理音響的法則性に基づくコーディングにより
短時間スペクトルに変換され、ここで前記ブロックは複
数サブブロックに細分化され、そして、或サブブロック
から別のサブブロックへのレベル変化又は平均信号エネ
ルギ（パワー）変化が所定値を越える場合、前記サブブ
ロックにおける信号は夫々変換操作前に圧縮、伸長され
るように構成されており、前記サブブロックの比較的低
い平均信号レベルは、大きい増幅係数と結合され、そし
て、前記サブブロックの比較的高い平均信号レベルは、
小さな増幅係数、又は、減衰係数と結合され、それによ
り、前記変換操作（６）の前に、前記サブブロックにお
ける平均信号パワー（エネルギ）がほぼ等しくなるよう
に構成されており、 短時間スペクトルに対して逆変換を行なうデジタルオー
ディオ信号デコーディング手段（41）と、圧縮係数評価
手段（38）と、前記圧縮係数評価手段により制御される
フィルタリング手段（40,39）を有し、該フィルタリン
グ手段は前記のデコーディング手段の出力信号に対して
夫々相応の逆の伸長、圧縮を行なって、サブブロックに
おける実質的に原信号振幅を再形成するものであり、更
に、合成ウィンドウ手段（42）を有し、該ウィンドウ手
段は重み付けを行ない、且つ時間的に順次連続するブロ
ックを合成するように構成されていることを特徴とす
る、オーディオ信号のデコーディング装置。
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