KR100361236B1 - 차분코딩원리를구현하는전송시스템 - Google Patents

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Abstract

음성 및 음악 신호들을 전송하기 위한 전송 시스템에 있어서, 입력 신호가 코더에서 두 개의 스펙트럼부들로 분할된다 이들 스펙트럼부들은 자신의 서브-코더에 의해 각각 코딩된다. 본 발명의 사상에 따라, 스펙트럼부를 시간- 도메인 코더에 의해 코딩하고, 다른 스펙트럼부를 변환 도메인 코더에 의해 코딩하여 전송 품질을 크게 개선시킬 수 있다.

Description

차분 코딩 원리를 구현하는 전송 시스템
발명의 배경
본 발명은 입력 신호를 코딩하기 위한 코더(coder)를 구비한 송신기를 포함하는 전송 시스템에 관한 것으로, 코더는 입력 신호의 스펙트럼부(spectral portion)로부터 디지털적으로 코딩된 신호를 유도하기 위한 시간-도메인 코더(time-domain coder)를 포함하고, 송신기는 디지털적으로 코딩된 신호를 전송 채널을 통해 수신기에 전송하기 위한 전송 수단을 포함하고, 수신기는 디지털적으로 코딩된 신호로부터 디코딩된 신호를 유도하기 위한 시간-도메인 디코더를 구비한 디코더를 포함한다.
또한, 본 발명은 상술한 형태의 전송 시스템에 이용되는 송신기, 수신기, 코더 및 디코더에 관한 것이며, 또한, 전송 코딩 및 디코딩하는 방법에 관한 것이다.
서두에 정의된 것과 같은 전송 시스템은 영국 특허 출원 제 GB 2 188 820 호에 이미 공지되어 있다.
그와 같은 전송 시스템들은, 예를 들어, 제한된 전송 용량을 갖는 채널들을 통해 음성 또는 음악 신호들을 전송하기 위해 이용된다.
그와 같은 채널의 제 1 예는 이동국(mobile station)과 고정된 기지국(fixed base station) 사이의 무선 채널이다. 이러한 채널의 이용 가능한 전송 용량은 채널이 매우 많은 사용자들에 의해 이용되기 때문에 제한된다. 제 2 예는, 예를 들어ROM과 같은 자기, 광학 또는 다른 기록 매체에 이용되는 기록 채널이다. 또한 전송 용량도 종종 제한된다.
영국 특허 출원으로부터 공지된 전송 시스템의 송신기에 있어서, 입력 신호의 스펙트럼부는 시간-도메인 코더에 의해 디지털적으로 코딩된 신호로 변환된다.
시간-도메인 코더들의 예들은 펄스 코드 변조, 차분 펄스 코드 변조, 적응 차분 펄스 코드 변조(adaptive differential pulse code modulation), 델타 변조, 적응 델타 변조, 벡터 양자화(CELP)를 구현하는 코더들과 선형 예측을 구현하는 코딩 방법들이 있다. 디지털적으로 코딩된 신호는 이용되는 전송 수단에 의해 채널을 통해 수신기에 전달된다. 시간-도메인 디코더는 코딩된 신호들로부터 디코딩된 신호를 유도한다.
상술한 종래의 전송 시스템의 문제점은 요구되는 높은 전송 속도로 인하여 재구성된 신호의 품질(quality)이 모든 응용들(applications)에 부적당하다는 점이다.
발명의 개요
본 발명의 목적은 서두에 정의된 것과 같은 전송 시스템을 제공하기 위한 것으로, 재구성된 신호의 품질은 전송 속도(transmission rate)가 변하지 않을 때 향상되고, 재구성된 신호의 변하지 않는 품질에 의해, 요구되는 전송 속도가 감소되는 전송 시스템을 제공하기 위한 것이다.
상술한 목적을 위하여, 본 발명에 있어서, 코더는 입력 신호의 다른 스펙트럼부로부터 다른 디지털적으로 코딩된 신호를 유도하기 위한 변환-도메인코더(transform domain coder)를 더 구비하고, 또한, 송신기는 전송 채널을 통해 다른 디지털적으로 코딩된 신호를 수신기에 전송하도록 배열되고, 수신기는 다른 디지털적으로 코딩된 신호로부터 다른 디코딩된 신호를 유도하기 위한 변환-도메인 디코터와, 디코딩된 신호 및 다른 디코딩된 신호로부터 재구성된 신호를 유도하기 위한 조합 수단을 구비하는 것을 특징으로 한다.
본 발명은 입력 신호의 어떤 스펙트럼부들에 대해 시간-도메인 코더가 최적이고, 다른 스펙트럼부들에 대해 변환-도메인 코더가 최적이 된다는 인식에 기초한다. 변환 도메인 코더들의 예들은 서브-밴드 코딩을 이용하는 코더들이고, 여러 형태의 코딩은 시간 도메인에서 다른 도메인으로의 변환을 이용한다. 이와 같은 변환들은, 예를 들어, 불연속 퓨리어 변환(discrete Fourier transform), 불연속 코사인 변환 또는 불연속 와시 하다마드 변환(discrete Walsh Hadamard transform)이 있다. 사람이 들을 수 있는 시스템(human auditory system)의 정신 음향 특성들(psychoacoustical properties)은 이용될 수 있거나 이용되지 않을 수 있다. 시간-도메인 또는 변환 도메인 코더를 각각 이용함으로써, 입력 신호의 서로 다른 스펙트럼부들에 대해, 재구성된 신호 품질을 크게 향상시킬 수 있다.
독일 특허 명세서 제 DE 26 05 306 C2 호의 전송 시스템에 있어서, 입력 신호가 베이스밴드 신호에 의해 나타내는 스펙트럼부와 다수의 서브-밴드 신호들에 의해 나타내는 다른 스펙트럼부로 분할되는 것을 주목한다. 그러나, 그러한 전송 시스템에 있어서, 관련된 신호들이 아날로그 모드로 전송되기 때문에, 코더들과 디코더들은 전혀 필요하지 않다. 독일 특허 명세서로부터 공지된 전송 시스템에서 아날로그 신호들을 디지털적으로 코딩하는 문제에 대해서 어떠한 역할도 할 수 없음을 알 수 있다.
본 발명의 양호한 실시예에 있어서, 시간-도메인 코딩으로 처리되는 스펙트럼부에 위치하는 주파수들은 변환-도메인 코딩으로 처리되는 다른 스펙트럼부에 위치한 주파수들보다 낮은 것을 특징으로 한다.
본 발명에 있어서, 0Hz 내지 수 kHz의 낮은 주파수 영역에서 시간-도메인 코더를 이용하고, 보다 높은 주파수 영역들에 대해 변환 도메인 코더를 이용함으로써, 재구성된 신호의 품질을 크게 향상시킬 수 있다.
본 발명은 도면을 참조하여 보다 상세히 설명하는데, 도면에 있어서, 동일한 구성 요소들에는 동일한 참조 부호로 표시되어 있다.
제 1 도는 본 발명에 따른 전송 시스템을 도시한 도면이다.
제 2 도는 제 1 도에 도시된 전송 시스템에 이용되는 서브-밴드 코더를 도시한 도면이다.
제 3 도는 제 1 도에 도시된 전송 시스템에 이용되는 서브-밴드 디코더를 도시한 도면이다.
제 4 도는 제 2 도에 도시된 서브-밴드 코더에 이용되는 선택 수단을 도시한 도면이다.
제 5 도는 제 4 도에 도시된 선택 수단내의 프로세서(118)에 이용되는 프로그램의 흐름도를 도시한 도면이다.
제 6 도는 제 2 도 및 제 3 도에 도시된 코더 및 디코더에 이용되는 기준 엔벨로프들(reference envelopes)의 그래픽 표현도로서, 엔벨로프가 4개의 값들로 표시된 그래픽 표현도이다.
제 7 도는 제 2 도 및 제 3 도의 코더 및 디코더에 이용되는 기준 엔벨로프들의 그래픽 표현도로서, 엔벨로프가 8개의 값들로 표시된 그래픽 표현도이다.
제 8 도는 본 발명에 따른 변경된 전송 시스템을 도시한 도면이다.
양호한 실시예들의 설명
제 1 도에 도시된 전송 시스템에 있어서, 입력 신호는 송신기(2)에 인가된다. 송신기(2)의 입력은 코더(51)내의 필터 수단(50)의 입력에 접속된다. 필터 수단(50)의 제 1 출력은 지연 소자(D)(62)의 입력에 접속된다. 필터 수단(50)의 제 1 출력상의 출력 신호는 입력 신호의 스펙트럼부를 나타낸다. 지연 소자(62)의 출력은, 본 예에서 선형 예측[LPC : 선형 예측 코딩(Linear Predictive Coding]을 구현하는 벡터 양자화기(LPC)(66)가 되는 시간-도메인 코더의 입력에 접속된다. 출력 신호로서 디지털적으로 코딩된 신호를 전달하는 벡터 양자화기(66)의 출력은, 본 예에서 멀티플렉서(MUX)(68)가 되는 송신기 수단의 제 1 입력에 접속된다.
필터 수단(50)의 다수의 출력들은, 본 예에서 서브-밴드 코더(SBC)(64)가 되는 변환 도메인 코더의 입력에 각각 접속된다. 서브-밴드 코더(64)의 입력 신호들은 입력 신호의 다른 스펙트럼부를 집합적으로 나타낸다. 출력 신호로서 다른 디지털적으로 코딩된 신호를 전달하는 서브-밴드 코더(64)의 출력은 멀티플렉서(68)의 제 2 입력에 접속된다.
멀티플렉서(MUX)(68)의 출력은, 채널(4)을 통해, 수신기(6)의 입력에 접속된다. 수신기(6)에 있어서, 신호는 디멀티플렉서(DEMUX)(70)의 입력에 인가된다. 출력 신호로서 디지털적으로 코딩된 신호를 전달하는 디멀티플렉서(70)의 제 1 출력은, 본 예에서 선형 예측을 구현하는 벡터 역양자화기(84)(LPC)(inverse vector quantizer)가 되는 시간-도메인 디코더에 접속된다. 출력 신호로서 재구성된 신호를 전달하는 벡터 역양자화기(84)의 출력은 시간 지연 소자(D)(86)의 입력에 접속된다. 시간 지연 소자(86)의 출력은 조합 수단(C)(88)의 제 1 입력에 접속된다. 디멀티플렉서(DEMUX)(70)의 제 2 출력은, 본 예에서 서브-밴드 디코더(SEC)(72)가 되는 변환 도메인 디코더의 입력에 접속된다. 입력 신호의 다른 스펙트럼부를 집합적으로 나타내는 출력 신호들로서 재구성된 신호들을 전달하는 서브-밴드 디코더(SBC)(72)의 다수의 출력들은 조합 수단(C)(88)의 입력에 각각 접속된다. 재구성된 입력 신호는 조합 수단(88)의 출력에 이용될 수 있다.
제 1 도에 도시된 전송 시스템의 입력 신호는 필터 수단(50)에 의해 스펙트럼부 및 다른 스펙트럼부로 분할된다. 스펙트럼부는 벡터 양자화기(66)에 의해 디지털적으로 코딩된 신호로 변환된다. 벡터 양자화기(66)의 적절한 구현은, 예를 들어, CCITT 리컴먼데이션 G.728(Recommendation G.728) "낮은 지연 코드 여기된 선형 예측을 이용하여 16kbit/s로 음성을 코딩(Coding of speech at 16kbit/s using low delay code excited linear prediction)"에 기재되어 있다. 이러한 코더는 "합성-분석(analysis by synthesis)" 원리에 기초한다.
상술한 벡터 양자화기에 있어서, 코딩될 입력 신호는 코딩될 신호의 다수의샘플들을 각각 갖는 연속적인 세그먼트들을 얻도록 샘플링된다. 합성 필터(synthesis filter)는 코드북(codebook)에 저장된 대량의 코드북 워드들의 각각에 대해 합성된 신호 세그먼트를 발생하는데 이용된다. 입력 신호의 실제 세그먼트와 합성된 신호 세그먼트의 차이는 지각 가중 필터(perceptual weighting filter)에 의해 필터링된다. 신호 샘플들의 제곱된 합은 지각 가중 필터의 출력 신호 샘플들의 세그먼트로부터 계산된다.
합성된 신호의 발생, 입력 신호와 합성된 신호 사이의 차이의 계산, 지각 가중 필터에 의한 필터링 및, 제곱된 합의 계산은 이용 가능한 1024 코드북 워드들의 각각에 대해 실행된다. 그들 코드북 워드들로부터 코드북 워드가 선택되어, 최소 제곱된 합(least squared sum)을 산출한다.
분석 필터의 전달 함수는, 선형 예측에 의하여, 실제 세그먼트 이전에 합성된 신호의 4 세그먼트들에서 연속된 신호 샘플들 사이의 관계의 평가를 행함으로써 결정된다. 지금, 코딩된 신호는 선택된 코드북 워드의 코드북 인덱스(codebook index)를 구비한다. 예측 파라미터들은 전송될 필요가 없음을 주목한다.
입력 신호의 다른 스펙트럼부는 필터 수단(50)의 출력상의 서브-밴드 신호들에 의해 나타낸다. 이들 서브-밴드 신호들은 서브-밴드 코더(64)에 의해 디지털적으로 코딩된 신호로 변환된다. 필터 수단(50)의 출력상의 서브-밴드 신호들은 적당한 서브-밴드에서 통과 대역 신호를 나타내는 베이스밴드 신호들임을 주목한다. 이러한 베이스밴드 표현은 서브-밴드에 대해 필요한 샘플들이 적당한 서브-밴드의 대역폭애 의해 결정되지만, 적당한 서브- 밴드내의 최대 주파수에 의해 결정되지 않는 장점이 있다. 48kHz의 샘플링 레이트(sampling rate)를 갖는 신호들에 대해 서브-밴드 코더(64)의 적절한 구현은 드래프트 국제 표준 ISO/IEC DIS 11172(Draft International Standard ISO/IEC DIS 11172), 174 내지 337 페이지, 섹션 3, "약 1.5M 비트/초까지의 디지털 기억 매체에 대한 이동 화상 및 관련 음성의 코딩(Coding of moving pictures associated audio for digital storage media up to about 1.5Mbit/s)"으로부터 공지되어 있다. 입력상의 서브-밴드 신호들은 양자화에 의해 디지털 신호로 변환된다. 서브-밴드 신호들은 상이한 서브-밴드들에 대해 상이하게 될 수 있는 다수의 레벨들로 양자화된다. 각각의 서브-밴드에 이용되는 양자화 레벨들의 실제의 수는 관련된 서브-밴드 신호의 출력(power) 및 인접한 서브-밴드들의 서브-밴드 신호들의 출력에 따른다. 그로 인해, 강한 신호 근처의 약한 신호를 들을 수 없는 사람의 가청 시스템의 특성이 이용된다. 결과로서, 강한 신호보다 상당히 적은 양자화 레벨을 갖는 약한 신호를 양자화할 수 있다. 여러 서브-밴드 신호들의 출력에 기초하여, 바로 들을 수 있는 노이즈 레벨이 각각의 서브-밴드에 대해 계산된다. 필요한 양자화 레벨의 수는 상기 노이즈 레벨에 응답하여 각각의 서브-밴드 신호에 대해 결정된다. 다른 디지털적으로 코딩된 신호는 서로 다른 양자화된 서브-밴드 신호들과 각각의 서브-밴드의 양자화 레벨들의 수에 관한 정보를 포함한다. 상기 코더는 0 내지 24kHz의 신호를 코딩하도록 배열된다. 스펙트럼부가 시간-도메인 코더에 의해 코딩되기 때문에, 스펙트럼 영역에 위치한 서브-밴드들은 코딩될 필요가 없음을 주목한다. 이는 그들 서브-밴드들에 어떤 비트도 할당하지 않고 간단히 실행될 수 있다.
멀티플렉서(68)는 디지털적으로 코딩된 신호와 다른 디지털적으로 코딩된 신호를 단일 신호로 조합한다. 시간 지연 소자(62)는, 두 경로들을 따라 멀티플렉서(68)에 도달하는 입력 신호의 스펙트럼부들의 지연들을 동일하게 하기 위해 제공된다. 송신기는 채널을 통해 수신기에 조합된 신호를 전송한다. 수신기에 있어서, 조합된 신호는 디지털적으로 코딩된 신호와 다른 디지털적으로 코딩된 신호로 다시 분할된다. 디지털적으로 코딩된 신호는 벡터 역양자화 회로(84)에 의해 재구성된 신호로 변환된다. 서브-디코더의 적당한 구현은 상기 CCITT 리컴먼데이션 G.728에 기재되어 있다. 벡터 역양자화 회로(84)에 있어서, 벡터 양자화 회로(66)에 의해 선택된 코드북 워드는 전송된 코드북 인덱스에 기초하여 생성된다. 코드북 워드는 합성 필터에 의해 디코딩된 신호로 변환된다. 합성 필터의 파라미터들은 상술한 목적을 위해, 디코딩된 신호의 실제의 세그먼트 이전의 4 세그먼트들로부터 선형 예측하여 유도된다. 이는 코더(66)와 유사하게 실행된다.
다른 디지털적으로 코딩된 신호는 서브-밴드 디코더(72)에 의해 서브-밴드 디코더(72)의 출력에 이용 가능한 다수의 디코딩된 서브-밴드 신호들로 변환된다. 이들 서브-밴드 신호들은 관련된 서브-밴드에서 대역 통과 신호를 나타내는 베이스 밴드 신호들임을 주목한다. 이러한 베이스밴드 표현은 서브-밴드에 대해 필요한 샘플들이 관련된 서브-밴드의 대역폭에 의해 결정되지만, 그 서브-밴드의 최대 주파수에 의해 결정되지 않는 장점이 있다. 조합 수단(88)은 서브-밴드 신호들을 원하는 서브-밴드 주파수로 변환시키고, 이후에, 재구성된 입력 신호를 얻기 위해 그들 신호들을 디코딩된 신호와 조합한다.
제 2 도에 도시된 서브-밴드 코더(64)에 있어서, 서브-밴드 신호들의 각각은 자신의 서브-코더(91 ... 100)에 인가된다. 서브-코더들(91 ... 100) 모두는 동일한 구조로 되어 있다. 서브 코더(91)의 입력은 세그먼팅 수단(S)(90)에 접속된다. 세그먼팅 수단(90)의 출력은 측정 수단(PWR)(92)의 입력과 스케일링 수단(94)의 입력에 접속된다. 측정 수단(92)의 제 1 출력은 스케일링 수단(SCALE)(94)의 제어 입력에 접속된다. 출력 신호에 대한 출력량(power measure)을 전달하는 측정 수단의 제 2 출력은 멀티플렉서(MUX)(102)의 제 1 입력에 접속된다. 스케일링 수단(94)의 출력은 절대값 계산기(95)의 입력과 부호 결정 수단(sign determining means)(98)의 입력에 접속된다. 절대값 계산기의 출력은 선택 수단(SEL)(96)의 입력에 접속된다. 출력 신호에 대한 선택된 기준 엔벨로프의 식별 코드를 전달하는 선택 수단(96)의 출력은 멀티플렉서(102)의 입력에 접속된다. 부호 결정 수단의 출력은 멀티플렉서(102)의 제 3 입력에 접속된다. 멀티플렉서(102)의 출력은 서브-밴드 코더(64)의 출력을 형성한다.
8kHz의 최대 주파수를 갖는 오디오 신호에 대한 전송 시스템용 코더(51)의 한 실시예에 있어서, 스펙트럼부는 0 내지 2kHz의 주파수 영역을 포함하지만, 다른 스펙트럼부는 2kHz 내지 8kHz의 주파수 영역을 포함한다. 다른 스펙트럼부는 서브-밴드 코더(64)의 입력에서 8개의 서브-밴드 신호들에 의해 나타낸다. 서브-코더들(91 ... 100)에 있어서, 서브-밴드 신호들은 동일한 시간 기간들(time durations)을 갖는 세그먼트들로 분할되지만, 한 세그먼트내의 서브-밴드 신호의 샘플들의 수는 서브-밴드 신호의 대역폭에 비례한다. 각각의 서브-밴드의 주파수영역과 세그먼트에 대한 샘플들의 대응하는 수는 표(1)에 제공되어 있다. 세그먼트의 시간 기간은 4mS가 된다.
표 (1)
16kHz의 최대 주파수를 갖는 오디오 신호에 대한 전송 시스템용 코더(51)의 실시예에 있어서, 스펙트럼부는 0 내지 4kHz의 주파수 영역을 포함하지만, 다른 스펙트럼부는 4kHz 내지 16kHz까지의 주파수 영역을 포함한다. 다른 스펙트럼부는 서브-밴드 코더(64)의 입력에서 8개의 서브-밴드 신호들에 의해 나타낸다. 서브-코더들(91 ... 100)에 있어서, 서브-밴드 신호들은 동일한 시간 기간들을 갖는 세그먼트들로 분할되지만, 한 세그먼트내의 서브-밴드 신호의 샘플들의 수는 서브-밴드 신호의 대역폭에 비례한다. 각각의 서브-밴드의 주파수 영역과 세그먼트에 대한 샘플들의 대응하는 수는 표(2)에 제공되어 있다. 세그먼트의 시간 기간은 2mS가 된다.
표 (2)
측정 수단(92)은 서브-밴드 신호 샘플들의 관련된 세그먼트의 출력량들(power messures)을 결정한다. 출력량은 대수 출력량으로 변환되고, 실제의 세그먼트와 실제의 세그먼트 이전의 세그먼트의 대수 출력량들 사이의 차이는 허프만 코딩(Huffmann coding)에 의해 코딩된다. 허프만 코딩된 신호는 멀티플렉서(68)에 인가되고, 그 신호는 수신기(6)에 전송된다. 서로 다른 서브-밴드들의 출력량을 코딩하는 대안 방법은 특정 서브-밴드의 출력량을 코딩하고, 관련된 서브-밴드의 출력과 나머지 서브-밴드들의 출력 사이의 출력차를 코딩하는 것이다. 서로 다른 서브-밴드들의 출력량들이 서로 관련된 상태에서는, 전송 용량을 상당히 절약할 수 있다. 스케일링 수단(94)은 측정 수단으로부터 들어오는 제어 신호에 응답하여 서브-밴드 신호 샘플들을 스케일링하기 때문에, 스케일링 수단(94)의 출력상에 세그먼트들의 출력은 일정한 값을 갖는다. 절대값 발생기(95)는 스케일링 수단(94)의 출력 신호의 엔벨로프(envelope)를 발생하고, 엔벨로프를 선택수단(96)에 세그먼팅된 형태로 인가한다. 선택 수단은 스케일링 수단(94)의 출력 신호의 엔벨로프과 기준 엔벨로프들의 수를 비교하고, 스케일링 수단(94)의 출력 신호의 엔벨로프에 가장 대응하는 기준 엔벨로프를 선택한다. 선택 수단은 선택된 기준 엔벨로프의 식별 코드를 출력에서 발생한다. 식별 코드는 수신기(6)로의 전송을 위해 멀티플렉서(102)에 인가된다. 세그먼트에 대해 4개의 서브-밴드 신호 샘플들이 이용되는 서브-밴드들에서는 5개의 기준 엔벨로프들이 이용되지만, 세그먼트에 대해 8개의 서브-밴드 신호 샘플들이 이용되는 서브-밴드들에서는 11개의 기준 엔벨로프들이 이용된다.
8개의 서브-밴드 신호 샘플들을 갖는 서브-밴드들에 이용된 기준 엔벨로프들의 수는 1에서 11까지 변화할 수 있다. 출력량을 허프만 코딩한 결과로서, 출력량에 필요한 비트들의 수는 하나의 세그먼트에서 다음의 세그먼트와 다를 수 있다. 결과로서, 과다한 전송 용량이 있다면, 과다한 전송 용량은 기준 엔벨로프들의 긴 식별 코드를 전송하는데 이용될 수 있기 때문에, 기준 엔벨로프들의 보다 큰 수가 스케일링 수단(94)의 출력 신호의 엔벨로프를 코딩하기 위해 이용될 수 있다.
부호 결정 수단(98)은 스케일링 수단(94)의 출력 신호의 부호를 결정한다. 그러한 부호는 수신기(6)에 전송을 위해 멀티플렉서(102)의 제 3 입력에 인가된다. 서브-밴드들 중 어떤 서브-밴드에 대해서, 스케일링 수단(94)의 출력 신호의 부호가 수신기에 전송되지 않지만, 대신에, 노이즈 발생기에 의해 수신기 단부(receiver end)에서 발생된다. 이러한 단순화는 보다 높은 서브-밴드들에 대해 특히 허용 가능하도록 나타난다.
제 3 도에 도시된 서브-밴드 디코더(72)에 있어서, 디멀티플렉서(70)의 출력 신호는 다른 디멀티플렉서(DEMUX)(104)에 인가된다. 서브-디코더들(106 ... 114)의 각각에는 디멀티플렉서(104)의 3개의 출력 신호들이 공급된다. 그들 출력들 중 제 1 출력은 기준 엔벨로프 발생기(SHAPES)(108)에 접속된다. 그들 출력들 중 제 2 출력은 승산기 회로(110)의 제 1 입력에 접속되고, 그들 출력들 중 제 3 출력은 승산기 회로(112)의 제 1 입력에 접속된다. 그러나, 대안으로, 멀티플렉서(104)의 제 3 출력이 존재하지 않지 않지만, 승산기 회로(112)의 제 1 입력이 노이즈 발생기(109)의 한 출력에 접속됨을 고려할 수 있다. 기준 엔벨로프 발생기(108)의 출력은 승산기 회로(110)의 제 2 입력에 접속된다. 승산기 회로(110)의 출력은 승산기 회로(112)의 제 2 입력에 접속된다. 승산기 회로(112)의 출력은 디코딩된 서브-밴드 신호들 중 하나를 형성한다. 서브-디코더들(106 ... 114)은 동일한 방식으로 구성된다.
기준 엔벨로프 발생기(108)는 수신된 식별 코드에 응답하여 선택된 기준 엔벨로프를 발생한다. 승산기 회로(110)는 선택된 기준 엔벨로프에 출력량을 승산하기 때문에, 관련된 서브-밴드 신호의 재구성된 엔벨로프를 얻는다. 서브-밴드 신호의 재구성된 엔벨로프는 승산기 회로(112)에서 서브-밴드 신호 샘플들의 수신된 부호로 승산되기 때문에, 디코딩된 서브-밴드 신호는 승산기 회로(112)의 출력에 이용 가능하게 된다. 서브-밴드 신호의 샘플들의 부호가 전송되지 않는 서브-밴드들에 대해서, 승산기 회로(112)는 승산기 회로(110)의 출력 신호에 노이즈 소스(109)의 출력 신호를 승산한다.
제 4 도에 도시된 선택 수단(96)에 있어서, 하나의 세그먼트에 조합된 스케일링된 서브-밴드 신호의 4개의 절대값들을 입력 신호들에 전달하는 4개의 입력들은 프로세서(PROC)(118)의 4개의 입력들에 접속된다. 제 2 도에 있어서, 선택 수단(96)의 4개의 입력들은 단일 입력으로 도시되어 있다. 출력 신호에 어드레스 신호를 전달하는 프로세서(118)의 제 1 출력은 ROM(SHAPES)(116)의 한 입력에 접속된다. 출력 신호들을 위한 기준 엔벨로프를 나타내는 4개의 값들을 전달하는 ROM(116)의 4개의 출력들은 프로세서(118)의 다른 4개의 입력들에 접속된다. 출력 신호를 위한 기준 엔벨로프의 식별 코드를 전달하는 프로세서(118)의 제 2 출력은 선택 수단(96)의 출력을 형성한다.
제 4 도에 도시된 선택 수단(96)에 있어서, 스케일링 수단(94)의 출력 신호의 엔벨로프는 연속된 순간들에서 엔벨로프의 4개의 값들에 의해 나타낸다고 가정한다. 또한, 기준 엔벨로프들의 각각은 연속된 순간들에서 4개의 값들에 의해 나타낸다고 가정한다. 선택 수단(96)에 있어서, 프로세서는 ROM(116)에 연속된 어드레스들을 발생한다. ROM(116)은, 4개의 값들의 형태로, 그와 같은 어드레스로 저장된 기준 엔벨로프를 공급한다. 프로세서(118)는 기준 엔벨로프와 스케일링 수단(94)의 출력 신호의 엔벨로프를 나타내는 값들을 판독한다. 프로세서(118)는 두 개의 엔벨로프들 사이의 차분량(difference measure)을 발생하는데, 이 차분량은, 예들 들어, 엔벨로프들에 의해 나타낸 대응하는 값들 사이의 제곱차의 합과 같다. 프로세서는 비교를 위해 이용되는 모든 기준 엔벨로프들의 어드레스들을 연속으로 발생하고, 최소화된 차분량을 갖는 기준 엔벨로프의 식별 코드를 제 2 출력에 생성한다.엔벨로프들이 8개의 신호 샘플들로 나타내는 서브-밴드들에 있어서, 선택 수단은 8개의 입력들을 갖도록 되어 있다. 그러므로, ROM(116)은 8개의 출력들을 갖게 되고, 프로세서(118)의 입력 포트들은 8개의 입력들을 갖게 된다.
상술한 기능을 실행하기 위하여, 프로세서(118)는 제 5 도에 도시된 흐름도에 따라 프로그램된다. 숫자화된 명령들은 아래의 기재된 번호와 표시에 대해 괄호에 함축된 의미를 갖는다.
번호 표시(함축된 의미)
120 START (프로그램 시작)
122 MIM:=Z (변수 MIN의 값이 상수 Z와 동일하게 구성)
124 READ SEGMENT (세그먼트의 엔벨로프를 나타내는 값들을 판독)
126 SHAPENO:=1 (제 1 기준 엔벨로프를 선택)
128 READ SHAPE (기준 엔벨로프를 나타내는 값들을 판독)
130 CALCULATE SQDIFF (기준 엔벨로프와 세그먼트 엔벨로프 사이의 제곱차를 계산)
132 SQDIFF < MIN ? (SQDIFF가 MIN값 보다 작은지의 여부를 테스트)
134 MIN:=SQDIFF (가변 MIN값을 가변 SQDIFF와 동일하게 구성)
136 INDEX:=SHAPENO (먼 최적의 기준 엔벨로프의 인덱스를 저장)
138 SHAPENO=N ? (모든 기준 엔벨로프들이 세그먼트 엔벨로프와 비교되었는지의 여부를 테스트)
140 SHAPENO:=SHAPENO+1 (다음 기준 엔벨로프를 선택)
142 WRITE INDEX (선택된 기준 엔벨로프의 식별 코드를 프로세서의 제 2 출력에 제공)
제 5 도의 흐름도에 따른 프로그램은 서브-밴드 신호 샘플들의 각각의 세그먼트에 대해 한번 실행된다. 단계(122)에서, 최소 에러량을 나타내는 변수 MIN은 숫자 Z와 동일하게 구성되는데, 이는 너무 크기 때문에, 최소 차분량은 작은 숫자 Z에 해당되도록 제한된다. 이어서, 단계(124)에서는 세그먼트의 엔벨로프를 나타내는 값들이 프로세서(118)에 의해 판독된다. 단계(126)에서는 제 1 기준 엔벨로프에 속하는 어드레스가 프로세서의 제 1 출력에 제공된다. 단계(128)에서는 기준 엔벨로프를 나타내는 값들이 프로세서에 의해 판독된다. 단계(130)에서는 세그먼트의 엔벨로프와 기준 엔벨로프 사이의 차분량이 계산된다. 이러한 차분량(SQDIFF)은 다음과 같이 계산된다.
식(1)에서, i는 실행 변수(running variable)이고, L은 엔벨로프를 나타내는 값들의 수이고, xi는 세그먼트의 엔벨로프를 나타내는 값들 중 i번째의 값이며, yi는 기준 엔벨로프를 나타내는 값들 중 i번째의 값이다.
단계(132)에서는 SQDIFF의 값이 MIN의 값과 비교된다. 만일, SQDIFF의 값이 MIN의 값 보다 작게 되면, 실제의 기준 엔벨로프는 세그먼트의 엔벨로프와 이전에 비교되었던 기준 엔벨로프보다 더 많은 세그먼트의 엔벨로프에 대응한다. 이 경우에, 단계(134)에서의 MIN의 값은 SQDIFF의 값과 같게 된다. 부가적으로, 단계(136)에서, 가장 멀리 대응하는 기준 엔벨로프의 식별 코드를 나타내는 INDEX의 값은 현재의 기준 엔벨로프의 식별 코드와 같게 된다. SQDIFF의 값이 MIN의 값 보다 작지않게 된다면, 단계(134 및 136)는 스킵핑(skipped)된다.
단계(138)에서는 모든 기준 엔벨로프들이 서브-밴드 신호 샘플들의 세그먼트의 엔벨로프와 미리 비교되었는지를 검사한다. 비교되었다면, 서브-밴드 신호 샘플들의 세그먼트의 엔벨로프에 가장 대응하는 기준 엔벨로프의 식별 코드를 나타내는 변수 INDEX는 단계(142)에서 기록된다. 비교에 있어서 관련되는 모든 기준 엔벨로프들이 서브-밴드 신호 샘플들의 세그먼트의 엔벨로프와 아직 비교되지 않았다면, 다음 기준 엔벨로프가 단계(140)에서 선택되고, 단계(128)로 진행한다.
코더 및 디코더는 하드웨어로 완벽하게 구현될 수 있지만, 대안으로, 코더 및 디코더가 신호 프로세서내의 전체 또는 일부에 포함될 수 있음을 주의한다. 이때, 신호 프로세서는 적당한 소프트웨어에 의해 제어된다.
제 6 도는 서브-밴드가 4개의 값들로 표시된 서브-밴드들에 이용되는 5개의 기준 엔벨로프를 도시한 도면이다. 기준 엔벨로프들은 값들 yk,i로 표시되는데, 여기서, k는 기준 엔벨로프의 일련 번호이고, i는 기준 엔벨로프를 또한 정의하는 값의 일련 번호이다. 도시된 예에서는 모든 기준 엔벨로프들이 동일하게 발생하지 않음을 나타내고 있다. 이러한 현상은, 예를 들어, 허프만 코딩에 의해, 기준 엔벨로프의 식별 코드를 전송하는데 필요한 전송 용량을 감소시키는데 이용될 수 있다.
제 7 도에 있어서, 11개의 값으로 표시된 서브-밴드들에 이용되는 11 개의기준 엔벨로프들이 도시되어 있다. 여기서도, 도시된 예에서는 모든 기준 엔벨로프들이 동일하게 발생하지 않음을 나타내고 있다.
선택적으로, 코딩될 서브-밴드 신호로부터 유도되는 적응 기준 엔벨로프들이 고정된 기준 엔벨로프들을 대신하거나 부가로 이용될 수 있음을 주시한다.
제 8 도에 도시된 전송 시스템에 있어서, 입력 신호는 송신기(2)에 인가된다. 송신기(2)의 입력은 코더(51)내의 필터 수단(50)의 입력에 접속된다. 필터 수단(50)의 제 1 출력은 지연 소자(62)의 입력과 감산기 회로(65)의 입력에 접속된다. 필터 수단(50)의 제 1 출력상의 출력 신호는 입력 신호의 스펙트럼부를 나타낸다. 지연 소자(62)의 출력은 선형 예측(LPC ; 선형 예측 코딩)을 이용하는 벡터 양자화 회로(66)가 되는 경우에 시간 도메인 코더의 입력에 접속된다. 출력 신호를 위해 제 1 디지털적으로 코딩된 신호를 전달하는 벡터 양자화 회로(66)의 출력은 멀티플렉서(68)인 경우에 송신기 수단의 제 1 입력과, 시간-도메인 디코더(67)에 접속된다. 시간-도매인 디코더(67)의 출력은 감산기 회로(65)의 제 2 입력에 접속된다.
필터 수단(50)의 다수의 출력들과 감산기 회로(65)의 출력은, 서브-밴드 코더(64)에 의해 형성되는 경우에 변환 도메인 코더의 입력에 각각 접속된다. 서브-밴드 코더(64)의 입력 신호들은 입력 신호의 스펙트럼부와 다른 스펙트럼부의 조합을 함께 나타낸다. 출력 신호에 다른 디지털적으로 코딩된 신호를 전달하는 서브-밴드 코더(64)의 출력은 멀티플렉서(68)의 제 2 입력에 접속된다.
멀티플렉서(68)의 출력은, 채널(4)을 통해, 수신기(6)의 입력에 접속된다.수신기(6)에 있어서, 신호는 디멀티플렉서(70)의 입력에 인가된다. 출력 신호에 디지털적으로 코딩된 신호를 전달하는 디멀티플렉서(70)의 제 1 출력은, 선형 예측을 구현하는 벡터 역양자화 회로(84)가 되는 경우에 시간-도메인 디코더에 접속된다. 출력 신호를 위한 디코딩된 신호를 전달하는 벡터 역양자화 회로(84)의 출력은 시간 지연 소자(86)의 입력에 접속된다. 시간 지연 소자(86)의 출력은 가산기 회로(87)의 제 1 입력에 접속된다. 가산기 회로(87)의 출력은 조합 수단(88)의 제 1 입력에 접속된다. 디멀티플렉서(70)의 제 2 출력은, 서브-밴드 디코더(72)인 경우에 변환 도메인 디코더의 입력에 접속된다. 입력 신호의 다른 스펙트럼부를 집합적으로 나타내는 출력 신호들을 위해 재구성된 신호들을 전달하는 서브-밴드 디코더(72)의 다수의 출력들은 조합 회로(88)의 입력에 각각 접속된다. 입력 신호의 스펙트럼부를 나타내는 서브-밴드 디코더(72)의 출력은 가산기 회로(87)의 제 2 입력에 접속된다. 재구성된 입력 신호는 조합 수단(88)의 출력에 이용될 수 있다.
제 8 도에 도시된 전송 시스템의 입력 신호는 필터 수단(50)에 의해 스펙트럼부와 다른 스펙트럼부로 분할된다. 스펙트럼부는 벡터 양자화 회로(66)에 의해 디지털적으로 코딩된 신호로 변환된다. 벡터 양자화 회로(66)에 적당한 구현은 이미 제 1 도를 참조하여 설명하였다. 디지털적으로 코딩된 신호는 시간-도메인 디코더(67)에 의해 디코딩된 신호로 변환되고, 디코딩된 신호는 감산기 회로(65)에 의해 입력 신호의 스펙트럼부로부터 감산된다. 그후에, 감산기 회로의 출력에는 시간-도메인 코더의 코딩 에러를 나타내는 이용 가능한 코딩 에러 신호가 제공된다.
입력 신호의 다른 스펙트럼부는 필터 수단(50)의 출력상의 서브-밴드 신호들에 의해 나타난다. 감산기 회로(65)의 출력상의 서브-밴드 신호들 및 코딩 에러 신호는 서브-밴드 코더(64)에 의해 다른 디지털적으로 코딩된 신호로 변환된다. 시간-도메인 디코더(67) 및 감산기 회로(65)에 의한 연장은 서브-밴드 코더(64)에 의해 시간-도메인 코더(66)의 임의의 코딩 에러를 다시 한번 코딩하여, 이 코딩 에러를 수신기에 전송할 수 있다. 그들 량들(measures)은 전송 품질의 개선을 실현시킬 수 있다. 그러한 목적에 필요한 부가적인 복잡성은 거의 없는데, 그 이유는 종합-분석 시간-도메인 코더에 이용 가능한 시간-도메인 디코더에 이미 존재하기 때문이다. 서브-밴드 코더(65)의 모든 입력 신호들이 지연의 동일한 기간에 처리되도록 하기위하여, 일정한 시간 기간동안 다른 스펙트럼부를 나타내는 신호들 및 감산기 회로(65)의 입력 신호를 지연시킬 필요가 있다.
필터 수단(50)의 출력상의 서브-밴드 신호들은 특정 서브-밴드에서 대역 통과 신호를 나타내는 베이스밴드 신호들임을 주목한다. 베이스밴드 표현은 서브-밴드에 대해 도구된 샘플들이 특정 서브-밴드의 대역폭에 의해 결정되지만, 특정 서브-밴드의 최대 주파수에 의해 결정되지 않는 유리한 장점이 있다. 48kHz의 샘플링 레이트를 갖는 신호들에 대해 서브-밴드 코더(64)의 적당한 구현은 ISO/IEC DIS 11172, "약 1.5 M비트/초까지의 디지털 기억 매체에 대한 이동 화상들 및 관련된 오디오의 정보 기술 코딩(Information technology coding of moving pictures and associated audio for digital storage media up to about 1.5 Mbit/s)"의 섹션 3, 174 내지 337 페이지들에 이미 공지되어 있다. 입력상의 서브-밴드 신호들은 양자화에 의해 디지털 신호로 변환된다. 서브-밴드 신호들은 서로 다른 서브-밴드들에 대해 서로 다르게 될 수 있는 다수의 레벨들로 양자화된다. 각각의 서브-밴드에 이용되는 양자화 레벨들의 실제 수는 특정 서브-밴드 신호의 출력(power)과 인접한 서브-밴드들의 서브-밴드 신호들의 출력에 의존한다. 그후, 강한 신호 근처에 약한 신호를 청취할 수 없는 인간이 들을 수 있는 시스템의 특성이 이용된다. 결과로서, 강한 신호보다 훨씬 작은 양자화 레벨들을 갖는 약한 신호를 양자화할 수 있다. 여러 서브-밴드 신호들의 출력을 기초로 하여, 각각의 서브-밴드에 대해 바로 예측 가능한 노이즈 레벨이 계산된다. 필요한 양자화 레벨들의 수는 노이즈 레벨에 응답하여 각각의 서브-밴드에 대해 결정된다. 다른 디지털적으로 코딩된 신호는 서로 다른 양자화된 서브-밴드 신호들과 각각의 서브-밴드의 양자화 레벨들의 수에 대한 정보를 포함한다. 상기 코더는 0-24kHz의 신호를 코딩하도록 배열되는 것을 주목한다. 0-4kHz 스펙트럼부가 시간-도메인 코더에 의해 코딩되기 때문에, 그 스펙트럼 영역에 위치하는 서브-밴드들은 상대적으로 작은 진폭을 갖게 되는 코딩 에러 신호만을 포함한다. 결과로서, 약간의 비트들 보다 많지 않은 비트들이 그들 서브-밴드들에 할당되기 때문에, 코딩 에러 신호를 전송하기 위해 어떤 부가적인 전송 용량을 거의 필요치 않게 된다.
멀티플렉서(68)는 디지털적으로 코딩된 신호와 다른 디지털적으로 코딩된 신호를 단일 신호로 조합한다. 시간 지연 소자(62)는 2개의 경로들을 따라 멀티플렉서(68)에 도달하는 입력 신호의 스펙트럼부들의 지연들을 동일하게 하기 위해 제공된다. 송신기는 채널을 통해 조합된 신호를 수신기에 전송한다. 수신기에 있어서,조합된 신호는 디지털적으로 코딩된 신호 및 다른 디지털적으로 코딩된 신호로 다시 분할된다. 디지털적으로 코딩된 신호는 벡터 역양자화 회로(84)에 의해 제 1 재구성된 신호로 변환된다. 서브-디코더의 적당한 구현은 상기 CCITT 리컴먼데이션 G.728에 기재되어 있다.
다른 디지털적으로 코딩된 신호는 서브-밴드 디코더(72)에 의해 다수의 디코딩된 서브-밴드 신호들로 변환된다. 코딩 에러 신호를 나타내는 최저 서브-밴드 출력 신호(0-4kHz)는 디코딩된 신호를 얻기 위해 가산기 회로(87)에 의해 지연 소자(86)의 출력에 디코딩된 신호에 부가된다.
서브-밴드 디코더(72)의 출력상의 서브-밴드 신호들은 특정 서브 밴드에서 대역 통과 신호를 각각 나타내는 베이스밴드 신호들임을 주목한다. 베이스밴드 표현은 서브 밴드에 대해 요구된 샘플들의 수가 특정 서브-밴드의 최대 주파수에 의해 결정되는 것 보다 특정 서브-밴드의 대역폭에 의해 결정되는 장점이 있다. 조합 수단(88)은 서브-밴드 신호들을 원하는 서브-밴드 주파수로 변환하고, 재구성된 입력 신호를 연기 위해 서브-밴드 주파수 신호들을 디코딩된 신호와 조합한다.

Claims (9)

  1. 송신기 및 수신기를 포함하는 전송 시스템에 있어서,
    상기 송신기는 코딩 수단을 포함하고, 상기 코딩 수단은,
    전송될 입력 신호의 제 1 스펙트럼부의 시간-도메인 엔코딩에 의해 단일 시간-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 유도하기 위한 시간-도메인 코더로서, 상기 제 1 스펙트럼부는 적어도 2kHz 이상이지만 4kHz를 넘지 않는 주파수를 갖는, 상기 시간-도메인 코더와,
    상기 입력 신호의 제 2 스펙트럼부의 변환-도메인 엔코딩에 의해 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 유도하기 위한 변환-도메인 코더로서, 상기 제 2 스펙트럼부는 상기 제 1 스펙트럼부의 주파수 대역보다 높은 주파수 대역 및 실질적으로 보다 큰 대역폭을 갖는, 상기 변환-도메인 코더를 구비하고,
    상기 변환-도메인 코더는 상기 제 2 스펙트럼부의 대응하는 다수의 서브-밴드들 중 각각의 서브-밴드들을 각각 변환-도메인 엔코딩하기 위한 다수의 서브-코더들을 구비하고,
    상기 송신기는, 전송 신호를 얻도록 상기 시간-도메인 엔코딩된 디지털 신호 및 상기 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 멀티플렉싱하기 위한 수단과, 전송 채널을 통해 상기 전송 신호를 상기 수신기에 전송하기 위한 수단을 더 포함하고,
    상기 수신기는, 상기 시간-도메인 엔코딩된 디지털 신호 및 상기 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 회복하도록 상기 전송 신호를 디멀티플렉싱하기 위한수단을 포함하고, 디코딩 수단은,
    상기 입력 신호의 상기 제 1 스펙트럼부를 나타내는 제 1 디코딩된 신호를 유도하도록 상기 시간-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 디코딩하기 위한 시간-도메인 디코더와,
    상기 입력 신호의 상기 제 2 스펙트럼부를 나타내는 제 2 디코딩된 신호를 유도하도록 상기 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 디코딩하기 위한 변환-도메인 디코더를 구비하고,
    상기 수신기는 상기 제 1 및 제 2 디코딩된 신호들의 조합에 기초하여 상기 입력 신호를 재구성하기 위한 조합 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 전송시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 시간-도메인 코더는 벡터 양자화 코더를 구비하고, 상기 시간-도메인 디코더는 벡터 양자화 디코더를 구비하는 것을 특징으로 하는, 전송 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 시간-도메인 코더는 선형 예측 수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는, 전송 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 변환-도메인 코더는 서브-밴드 코더를 구비하고, 상기 변환-도메인 디코더는 서브-밴드 디코더를 구비하는 것을 특징으로 하는, 전송 시스템.
  5. 전송될 입력 신호를 코딩하기 위한 코딩 수단을 포함하는 송신기에 있어서,
    상기 코딩 수단은,
    상기 입력 신호의 제 1 스펙트럼부의 시간-도메인 엔코딩에 의해 단일 시간-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 유도하기 위한 시간-도메인 코더로서, 상기 제 1 스펙트럼부는 적어도 2kHz 이상이지만 4kHz를 넘지 않는 주파수를 갖는, 상기 시간-도메인 코더와,
    상기 입력 신호의 제 2 스펙트럼부의 변환-도메인 엔코딩에 의해 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 유도하기 위한 변환-도메인 코더로서, 상기 제 2 스펙트럼부는 상기 제 1 스펙트럼부의 주파수 대역보다 높은 주파수 대역 및 실질적으로 보다 큰 대역폭을 갖는, 상기 변환-도메인 코더를 구비하고,
    상기 변환-도메인 코더는 상기 제 2 스펙트럼부의 대응하는 다수의 서브-밴드들 중 각각의 서브-밴드들을 각각 변환-도메인 엔코딩하기 위한 다수의 서브-코더들을 구비하고,
    전송 신호를 얻도록 상기 시간-도메인 및 상기 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호들을 멀터플렉싱하기 위한 수단을 더 포함하는 송신기.
  6. 수신기에 있어서,
    수신된 전송 신호로부터 시간-도메인 엔코딩된 디지털 신호 및 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 유도하기 위한 디멀티플렉싱 수단과,
    재구성될 신호의 제 1 스펙트럼부를 나타내는 제 1 디코딩된 신호를 유도하도록 상기 시간-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 디코딩하기 위한 시간-도메인 디코더로서, 상기 제 1 스펙트럼부는 적어도 2kHz 이상이지만 4kHz를 넘지 않는 주파수를 갖는, 상기 시간-도메인 디코더와,
    재구성될 신호의 제 2 스펙트럼부를 나타내는 제 2 디코딩된 신호를 유도하도록 상기 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 디코딩하기 위한 변환-도메인 디코더로서, 상기 제 2 스펙트럼부는 상기 제 1 스펙트럼부의 주파수 대역보다 높은 주파수 대역 및 실질적으로 보다 큰 대역폭을 갖는, 상기 변환-도메인 디코더와,
    상기 제 2 스펙트럼부의 다수의 서브-밴드들에 대응하는 다수의 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호들을 각각 변환-도메인 디코딩하기 위한 다수의 서브-디코더들을 구비하는 상기 변환-도메인 디코더와,
    상기 제 1 및 제 2 디코딩된 신호들의 조합에 기초하여 상기 재구성될 신호를 유도하기 위한 조합 수단을 포함하는 수신기.
  7. 입력 신호를 송신기에서 수신기로 전송하는 방법에 있어서, 단일 시간-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 유도하도록 상기 입력 신호의 제 1 스펙트럼부를 시간-도메인 엔코딩하는 단계로서, 상기 제 1 스펙트럼부는 적어도 2kHz 이상이지만 4kHz를 넘지 않는 주파수를 갖는, 상기 시간-도메인 엔코딩 단계와,
    변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 유도하도록 상기 입력 신호의 제 2 스펙트럼부를 변환-도메인 엔코딩하기 위한 단계로서, 상기 제 2 스펙트럼부는 상기 제 1 스펙트럼부의 주파수 대역보다 높은 주파수 대역 및 실질적으로 보다 큰 대역폭을 갖는, 상기 변환-도메인 엔코딩 단계와,
    상기 수신기에 전송되는 복합 전송 신호를 얻도록 상기 시간-도메인 및 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호들을 멀티플렉싱하는 단계와,
    상기 수신기에서 수신할 때, 상기 시간-도메인 엔코딩된 디지털 신호 및 상기 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 회복하도록 상기 전송 신호를 디멀티플렉싱하는 단계와,
    상기 입력 신호의 상기 제 1 스펙트럼부를 나타내는 제 1 디코딩된 신호를 회복하도록 상기 시간-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 시간-도메인 디코딩하는 단계와,
    상기 입력 신호의 상기 제 2 스펙트럼부를 나타내는 제 2 디지털 신호를 회복하도록 상기 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 변환-도메인 디코딩하는 단계와,
    상기 입력 신호를 재구성하도록 상기 회복된 제 1 및 제 2 디지털 신호들을 조합하는 단계를 포함하는 입력 신호 전송 방법.
  8. 전송을 위해 입력 신호를 코딩하는 방법에 있어서,
    단일 시간-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 유도하도록 상기 입력 신호의 제1 스펙트럼부를 시간-도메인 엔코딩하는 단계로서, 상기 제 1 스펙트럼부는 적어도 2kHz 이상이지만 4kHz를 넘지 않는 주파수를 갖는, 상기 시간-도메인 엔코딩 단계와,
    변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 유도하도록 상기 입력 신호의 제 2 스펙트럼부를 변환-도메인 엔코딩하는 단계로서, 상기 제 2 스펙트럼부는 상기 제 1 스펙트럼부의 주파수 대역보다 높은 주파수 대역 및 실질적으로 보다 큰 대역폭을 갖는, 상기 변환-도메인 엔코딩 단계와,
    조합된 전송 신호를 형성하도록 상기 시간-도메인 및 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호들을 멀티플렉싱하는 단계를 포함하는 입력 신호 코딩 방법.
  9. 수신된 디지털적으로 코딩된 전송 신호를 디코딩하는 방법에 있어서,
    재구성될 신호의 제 1 스펙트럼부를 나타내는 단일 시간-도메인 엔코딩된 디지털 신호와, 재구성될 상기 신호의 제 2 스펙트럼부를 나타내는 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호를 유도하도록 상기 수신된 전송 신호를 디멀티플렉싱하는 단계로서, 상기 제 1 스펙트럼부는 적어도 2kHz 이상이지만 4kHz를 넘지 않는 주파수를 갖고, 상기 제 2 스펙트럼부는 상기 제 1 스펙트럼부의 주파수 대역보다 높은 주파수 대역 및 실질적으로 보다 큰 대역폭을 갖는, 상기 디멀티플렉싱 단계와,
    제 1 디코딩된 신호를 유도하도록 상기 단일 시간-도메인 엔코딩된 디지털 신호들을 시간-도메인 디코딩하는 단계와,
    제 2 디코딩된 신호를 유도하도록 상기 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호를변환-도메인 디코딩하는 단계로서, 상기 제 2 스펙트럼부의 각각의 서브-밴드들에 대응하는 다수의 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호들을 상기 변환-도메인 엔코딩된 디지털 신호로부터 유도하고, 상기 서브-밴드들의 각각을 변환-도메인 디코딩하는 상기 디코딩 단계와,
    재구성될 상기 신호를 형성하도록 상기 제 1 및 제 2 디코딩된 신호들을 조합하는 단계를 포함하는 전송 신호 디코딩 방법.
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