CN1080036C - 实旋不同编码法则的发送系统 - Google Patents

Abstract

一种发送语音信号和音乐信号的发送系统，输入信号在编码器分成两个频谱部分。这些频谱部分分别由其各自的分频段编码器进行编码。按本发明的想法进行编码可以显著提高传输质量，即频谱部分用时域编码器进行编码。

Description

实施不同编码法则的发送系统

本发明涉及一种发送系统，该发送系统的发射机有一个编码器，用来对输入信号进行编码，该编码器包括时域编码器，从输入信号的频谱部分导出数字编码信号，发射机还有发射装置，通过发射信道将经数字编码的信号发送给接收机，接收机的解码器包括时域解码器，用来从经数字编码的信号获取经解码的信号。

本发明还涉及这种发送系统中使用的发射机、接收机、编码器和解码器，以及一种发送编码和解码的方法。

从已公布的英国专利申请GB2188820中可以了解到本说明书开端所述的那种发送系统。

这类发送系统通常用以例如通过容量有限的信道发送语言信号或音乐信号。

这种信道的头一个例子是流动电台与固定基地台之间的无线电信道。这种信道的用户数量大，所以其可使用的传输容量受到一定限制。第二例子是磁、光或其它记录媒体上使用的记录信道，例如R0M(只读存储器)。这里容量也往往受到限制。

在所述英国专利申请的发送系统的发射机中，输入信号的频谱部分由时域编码器变换成数字编码信号。

时域编码器的例子有采用下列调制方式的编码器：脉码调制，自适应差分脉码调制，增量调制，自适应增量调制，矢量化(CELP)和采用线性预测的各种编码方法。使用传输装置的同时，经数字编码的信号通过信道发送给接收机。时域解码器从经编码的信号获取经解码的信号。

现有技术传输系统的一个问题是，无论用作何种用途，重新构成的信号其质量因所要求的传输率而不合格。

本发明的目的是提供本说明书开端所述的那种发送系统，系统中重新构成信号的质量在传输率不变时得到提高，或者在重新构成信号的质量不变的情况下可以降低所要求的传输率。

为达到此目的，本发明具有下列特点：编码器还包括一个变换域编码器供从输入信号的另一频谱部分获取另一经数字编码的信号，发射机还配置得使其可以通过发送信道将该另一经数字编码的信号传送给接收机，该接收信机有一个变换域解码器和合成装置，前者用以从该另一经数字编码的信号获取另一经解码的信号，后者用以从经解码的信号和该另一经解码的信号获重新构成的信号。

本发明是以这样的认识为基础的，即时域编码器在输出信号的某一频谱部分下处于最佳状态，变换域编码器在另一频谱部分下处于最佳状态，变换域编码器的例子有应用分频段编码的编码器，和应用将时域变换成另一种域的各种编码方式的编码器。这类变换为例如离散傅里叶变换、离散余弦变换或离散沃尔什-哈达码变换。这时可以也可以不利用人听觉系统和音质性能。在输入信号各不同频谱部分，分别应用时域编码器或变换域编码器可以显著提高重新构成的信号的质量。

应该指出的是，德国专利说明书。DE2605306 C2公开了一种发送系统，系统中的输入信号分成表示基带信号的频谱部分和表示多个分频段信号的另一频谱部分。但该发送系统中的有关信号是以模拟方式传输的，因而无需编码器和解码器。显然该德国专利发送系统中对模拟信号进行数字编码的问题是没有任何作用的。

本发明一个最佳实施例的特征在于，位于频谱部分的频率低于位于另一频谱部分的频率。

实验证明，在0赫至几赫的低频下使用时域编码器，在更高的频率范围内使用变换域编码，都能显著提高重新构成的信号的质量。

现在参看附图进一步说明本发明的内容，附图中类似的元件用类似的编号和字母表示。

图1示出了本发明的一个发送系统。

图2示出了图1所示发送系统中使用的分频段编码器。

图3示出了图1所示发送系统中使用的分频段解码器。

图4示出了图2所示的分段编码器中使用的选择装置。

图5示出了图4所示的选择装置中使用的处理器118的程序流程图。

图6是图2和图3所示的编码器和解码器中使用的基准包络线的示意图，各包络线用四个值表示。

图7是图2和图3所示的编码器和解码器中使用的基准包络线的示意图，各包络线用八个值表示。

图8表示根据本发明的一个实施例的发送系统。

在图1所示的发送系统中，输入信号加到发射机2上。发射机2的输入端编码器51中滤波装置50的输入端。滤波装置50的第一输出端接延迟元件62的输入端。滤波装置50第一输出端处的输出信号表示输入信号的频谱部分。延迟元件62的输出端接时域编码器的输入端，在此情况下，时域编码器是个采用线性预测(LPC：线性预测编码)的矢量量化器66。矢量量化器66的输出端输出经数字编码的信号，并与收发装置的第一输入端相连，该发射装置在此情况下为多路复用器68。

滤波装置50的多个输出端各个接变换域编码器的输入端，在此情况下变换域编码器为分频段编码器64。分频段编码器64的输入信号总的表示输入信号的该另一频谱部分。分频段编码器64的输出端，传送着其输出信号的该另一经数字编码的信号，接多路复用器68的第二输入端。

多路复用器68的输出端经信道4连接到接收机6的输入端。在接收机6中，信号加到分路器70的输入端。分路器70的第一输出端，传送着其输出信号经数字编码的信号，并与时域解码器相接，在此情况下，时域解码器为采用线性预测的逆矢量量化器84。逆矢量量化器84的输出端，传送着其输出信号的重新构成的信号，接时延元件86的输入端。时延元件86的输出端接合成装置88的第一输入端。多路分路器70的第二输出端接变换域解码器的输入端，在此情况下变换域解码器为分频段解码器72。分频段解码器72的多个输出端，传送着其总的表示输入信号该另一频谱部分的输出信号的重新构成的信号，各个接合成装置88的输入端。重新构成的输入信号出现在合成装置88的输出端。

滤波装置50将图1所示传输系统的输入信号分成一个频谱部分和另一个频谱部分。频谱部分由矢量量化器66变换成经数字编码的信号。矢量量化器66适当的应用情况在例如CCITT(国际电报电话咨询委员会)G728号建议书“话音在16千位/秒下用低迟延码激励的线性预测进行的编码”中有介绍。该编码器是按“合成分析”法则工作的。

在该矢量量化器中，待编码的输入信号变换成由待编码信号的多个信号抽样组成的连续信号段。用一个合成滤波器产生存储在代码簿中的大量代码簿字的合成信号段。输入信号的实际信号段与合成信号段之间的之差由感性加权滤波器(Perceptual Weighting filter)滤波。信号抽样的平方和从感性加权滤波器输出信号的抽样段计算出来。

合成信号的产生，输入信号与合成信号之间之差的计算，用感性加权滤波器进行的滤波，和平方和的计算，这些都是对每一个现行的1024个代码簿字都要进行的处理。从这些代码簿字选取能产生最小平方和的代码簿字。

分析滤波器传送函数是通过线性预测估计实际信号段之前合成信号四个信号段中各连续取样之间的关系确定的。这时经编码的信号含所选取代码簿字的代码簿索引。应该指出的是各预测参数无需变换。

输入信号的所述另一频谱部分用滤波装置50输出端上的分频段信号表示。这些分频段信号由分频段编码器64变换成所述另一经数字编码的信号。应该指出的是，滤波装置50输出端分频段信号表示适当分频段中的通带信号。这种基带表示法的好处是每一分频段需要的抽样不是由适当分频段的最高频率确定而是由适当分频段的带宽确定。从国际标准草案ISO/IEC DIS 11172”信息技术高达1.5兆位/秒左右数字存储媒体与动画有关的声频的编码”第3节，第174～337页中知道，对抽样率为48千赫的信号，以采用分频段编码器64为宜。输入端的分频段信号通过量化变换成数字信号。分频段信号是在一系列电平下量化的，分频段不同，电平可能不同。各分频段使用的量化电平的实际数目取决于有关分频段信号的功率和附近分频段的分频段信号的功率。然后利用人听觉系统能听到强信号附近的弱信号的这种性能。这样就可以量化这量化电平远比强信号少得多的弱信号。根据各种分频段信号的功率可以计算出各分频段刚好可以听得到的噪声电平。各分频段信号需要的量化电平数据根据该噪声电平确定。这时另一经数字编码的信号包括各种经量化的分频段信号和关于各分频段量化电平数的信息。应该指出的是，所述编码器是为对0-24千赫的信号进行编码而设的。既然频谱部分已由时域编码器编码，位于此频谱区的分频段就无需进行编码。这只要不给这些分频段分派任何二进制位即可。

多路复用器68将经数字编码的信号与另一经数字编码的信号合成一个信号。延时元件62用以均衡沿两条路径到达多路复用器68的输入信号的各频谱部分。发射机将此合成信号通过信道发送给接收机。合成信号在接收机中再分成经数字编码的信号和另一经数字编码的信号。经数字编码的信号由逆矢量量化器84变换成重新构成的信号。上述CCITT的G728建议书中介绍了如何适当应用分频段解码器。在此逆矢量量化器84中，矢量量化器66所选取的代码簿字根据所传送的代码簿索引产生。代码薄字由合成滤波器变换成经解码的信号。为此目的，合成滤波器的参数通过线性预测从经解码的实际信号段之前的四个信号段求出。这按编码器66类似的方式进行。

另一经数字编码的信号由分频段解码器72变换成出现在分频解码器72本身的输出端上的多个经解码的分频段信号。应该指出的是，这些分频段信号是表示有关分频段中的带通信号的基信号。这种基带表示法的好处是单位分频段所需的抽样不是取决于分频带的最高频率而是取决于有关分频段的带宽。合成装置88将分频段信号转换成所要求的分频段频率，然后将这些信号与经解码的信号合成重新构成的输入信号。

在图2中所示的分频段编码器64中，各分频段信号都加到各自的分段编码器91……100。分频段编码器91……100的结构都相同。分频段编码器91的输入端接分段装置90。分段装置90的输出端接测定装置92的输入端和换算装置94的输入端。测定装置92的第一输出端接换算装置94的控制输入端，测定装置传送着其输出信号的功率测定值的第二输出端接多路复用器102的第一输入端。换算装置94的输出端接绝对值计算器95的输入端和符号确定装置98的输入端。绝对值计算器的输出端接选择装置96的输入端。选择装置96的输出端，传送着所选取的其基准包络线的识别码，接多路复用器102的输入端。符号确定装置的输出端接多路复用器102的第三输入端。多路复用器102的输出端形成分频段编码器64的输出端。

在传送最高频率为8千赫的声频信号的发送系统的编码器51的一个实施例中，频谱部分的频率范围为0-2千赫，另一频谱部分的频率范围为2千赫至8千赫。该另一频谱部分用分频段编码器64输入端处的八个分频段信号表示。分频段信号在分频段编码器91……100中分段成持续时间完全相同的多个信号段，信号段中分频段信号的抽样数与分频段信号的带宽成正比。表1列出了各分频段的频率范围和每一信号段相应的抽样数。信号段的持续时间为4毫秒。

                         表  1

分频段i	f最低[千赫]	f最高[千赫]	△f[千赫]	抽样1信号段
					1	2	2.5	0.5	4
2	2.5	3	0.5	4
					3	3	3.5	0.5	4
4	3.5	4	0.5	4
					5	4	5	1	8
6	5	6	1	8
					7	6	7	1	8
8	7	8	1	8

在发送最高频率为16千赫的声频信号的传输系统的编码器51的一个实施例中，频谱部分的频率范围为0-4千赫，另一频谱部分的频率范围为4千赫至16千赫。另一频率部分有分频段编码器64输出端处的8个分频段信号表示。这些分频段信号在分频段编码器91……100中也分段成持续时间的许多信号段，信号段中分频段抽样的数目与该分频段信号的带宽成正比。表2列出了各分频段的频率范围和每一信号段相应的抽样数。信号段的持续时间为2毫秒。

分频段i	f最低[千赫]	f最高[千赫]	△f[千赫]	抽样1信号段
					1	4	5	1	4
2	5	6	1	4
					3	6	7	1	4
4	7	8	1	4
					5	8	10	2	8
6	10	12	2	8
					7	12	14	2	8
8	14	16	2	8

测定装置92测定各分频段信号抽样有关信号段的功率测定值。此功率测定值转换成对数功率测定值，实际信号段的对数功率测定值与实际信号段之前的信号段的对数功率测定值之间的差值则用哈夫曼编码法编码。经哈夫曼编码的信号加到多路复用器68上该信号传送给收信机6。不同分频段的功率测定值编码的另一种方法是对具体分频段的功率测定值和有关分频段的功率与其余分频段的功率之间的差值进行编码。各不同分频段的功率测定值彼此相关可以大大节省传输容量。换算装置94根据来自测定装置的控制信号标定分频段信号抽样值，从而使换算装置94输出端上各信号段的功率值不变。绝对值发生器95产生换算装置94输出信号的包络线，并将此包络线以分段的形式加到选择装置96上。选择装置将换算装置94输出信号的包络线与一系列基准包络线相比较，并选取最与换算装置94输出信号的包络线相当的基准包络线。选择装置在其输出端上产生所选取的基准包络线的识别码。识别码加到多路复用器102上以便发送给接收机6。在每信号段采用4个分频段信号抽样的分频段信号抽样的分频段中采用5个基准包络线，在每信号段采用8个分频段信号抽样的分频段信号中采用11个基准包络线。

有8个分频段信号抽样的分频段中采用的基准包络线数在1-11的范围。由于对功率测定值进行哈夫曼编码，该功率测定值所需要的二进制位数可能随信号段的不同而异。如果因此而使传输基准包络线较长的识别码，从而可以用较大量的基准包络线来对换算装置94输出信号的包络线进行编码。

符号确定装置98确定换算装置94输出信号的符号。此符号加到多路复用器102的第三输入端上以便发送给接收机6。换算装置94输出信号的符号可以不必全都发送给接收机，而由接收机端的噪声发生器产生该符号。这种简化时更高的分频段看来尤其可行。

在图3中所示的分频段解码器72中，多路分解器70的输出信号加到多路分路器104上。各分频段解码器106……114都加有多路分路器104的三个输出信号。这些输出的第一个接到基准包络线发生器108。这些输出的第二个接到乘法器电路110的第一输入端，这些输出的第三个接到乘法器电路112的第一输入端。但也可以设想多路分路器104的第三个输出不存在，而乘法器电路112的第一输入端接噪声发生器109的输出端。基准包络线发生器108的输出端接乘法器电路110的第二输入端。乘法器电路110的输出端接乘法器电路112的第二输入端。乘法器电路112的输出形成经解码的分频段信号的其中一个信号。分频解码器106……114的结构类似。

基准包络线发生器108根据所收到的识别码产生所选取的基准包络线。乘法器电路110将所选取的基准包络线与功率测定值乘起来，从而得出有关分频段信号重新构成了的包络线。分频段信号重新构成了的包络线在乘法器电路112中与分频段信号抽样所收到的符号相乘，从而在乘法器电路112的输出端得出经解码的分频段信号。至于分频段分频段信号的抽样符号不经过转移时，乘法器电路112将乘法器电路110的输出信号与噪声源109的输出信号进行相乘。

在图4所示的选择装置中，为其输入信号传送经换算合成一个信号段的分频段信号的四个绝对值的四个输入端接处理器118的4个输入端。图2中，选择装置96的这4个输入端用单个输入端示意示出。处理器118的第一输出端，传送着其输出信号的地址信号，接ROM116的输入端。ROM116的四个输出端，传送着表示其输出信号的基准包络线，接处理器118的另外4个输入端。处理器118的第二输出端，传送着其输出信号基准包络线的识别码，形成选择装置96的输出端。

假设在图4所示的选择装置96中，换算装置94输出信号的包络线用该包络线用该包络线在连续时间内的四个值表示。还假设基准包络线都用这些基准包络线的四个值表示。在选择装置96中，处理器产生ROM116的连续地址。该ROM16以四个值的形式提供存储在这种地址的基准包络线。处理器118读取表示基准包络线和换算装置94输出信号包络线的值。处理器118产生两包络线之间的差分测定值，该测定值例如等于包络线所表示的各相应值之间的平方差的和。处理器依次产生所有准备用以比较的基准包络线的地址，并在第二输出端产基准包络线的识别码连同最小化差测定值。可以看到，分频段中的包络线用8个信号抽样表示时，选择装置应有8个输入端。因此ROM116有8个输出端，从而处理器118的各输入端口也应有8个输入端。

为执行上述功能，处理器118应具有适当的程序，该程序的流程图如图5中所示。各编了号的指令其含意如下表所示。编  号    指    令            含    意120      START               开始执行程序122      MIN：＝Z            令变量MIN的值等于常数Z。124      READ SEGMENT        读取表示信号段的包络线的值。126      SHAPENO：＝1        选取第一基准包络线。128      READ SHAPE          读取表示基准包络线的各值。130      CACULATE SQDI FF    计算基准包络线与信号段包络线

                           之间的平方差。132      SQDI FF＜MIN？      测试SQDIFF(平方差)是否小于MIN。134      MIN：＝SQDIFF       令变量MIN的值等于变量SQDIFF。136      INDEX：SHAPENO      存储迄今最佳基准包络线的标志。138      SHAPENO＝N？        测试所有基准包络线是都与信号

                           段包络线比较过。140      SHAPENO：＝         选取下一个基准包络线。

       SHAPENO+1  142      WRI TE I NDEX      将所选基准包络线的识别放在处理

                          器的第二输出端上。

图5流程图的程序对分频段信号取样的每一个信号段都要执行一次。方框122中，令表示最小误差测定值的变量MIN等于数字Z，Z大得使最小差测定值达不到此数字Z。接着在方框124中。由处理器118读出表示信号段包络线的各值。在方框126中，令属于第一基准包络线的地址出现在处理器的第一输出端上。在方框128中，由处理器读取表示包络线与基准包络线之间的差分测定值。差分测定值SQDIFF可用下式计算： $\mathrm{SQDIFF}=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{Xi}-\mathrm{Yi})---\left(1\right)$ (1)式中，i是操作参数，L是表示包络线的值的数目，xi是表示信号段包络线的值的第i个值，yi则为表示基准包络线的值的第i个值。

在方框132中，5QDIFF的值与MIN的值相比较。若SQDIFF的值小于MIN的值，则实际基准包络线与信号段包络线的对应关系比与曾与信号段的包络线比较过的基准包络线的对应关系更深。在此情况下，令MIN在方框134中的值等于SQDIFF的值。此外，在方框136中，令表示基准包络线的识别码到此为止对应关系最深的INDEX值等于目前基准包络线识别码。若SQDIFF的值不小于MIN的值，则跳过方框134和136。

在方框138，检查所有的基准包络线是否都已经与分频段信号抽样信号段的包络线比较过。若全已比较过，则在方框142中书写表示与分频段信号抽样信号段的包络线对应关系最深的基准包络线的识别码的变量INDEX。若未全比较，则所有要参与比较的基准包络线还得与分频段信号抽样信号段的包络线相比较，在方框140选择下一个基准包络线，然后转入方框128。

应该指出的是，编码器和解码器可以完全以硬件的形式实现，但也可以将编码器和/或解码器完全或部分结合在信号处理器中。这时信号处理器由适当的软件控制。

图6示出了用作分频段的五个基准包络线，该分频段四个值表示。基准包络线用Yk，i值表示，其中K是基准包络线的序列号，i是确定基准包络线的值的序列号。实验证明，并不是所有基准包络线出现的频度都一样。这种现象可以例如通过哈夫曼编码减小传输基准包络线的识别码所需要的传输容量。

图7中示出了用18个值表示的分频段所使用的11个基准包络线。这里实验也证明，并不是所有基准包络线出现的频度都相等。

应该指出，除固定的基准包络线外，还可以采用从待编码的分频段信号得出的自适应基准包络线，或用此包络线代替固定的基准包络线。

在图8所示的传输系统中，输入信号加到发射机2上。发射机2的输入端接编码器51中滤波装置50的输入端。滤波装置50的第一输出端接延时元件62的输入端和减法器电路65的输入端。滤波装置50第一端上的输入信号表示输入信号的频谱部分。延迟元件的输出端接时域编码器的输入端，在此情况下时域编码器为应用线性预测(LPC：线性预测编码)的矢量量化器66。矢量量化器66的输出端，传送着其输出信号的第一经数字编码的信号，它接发射装置(在此情况下为多路复用器68)的第一输入端和时域解码器67。时域解码器67的输出端接减法器电路65的第二输入端。

滤波装置50的多个输出端和减法器电路65的输出端分别接变换域编码器的输入端，在此情况下，变换域编码器由分频段编码器64构成。分频段编码器64的各输入信号在一起表示输入信号的频谱部分和另一频谱部分的组合。分频段编码器64的输出端，传送着其输出信号的另一经数字编码的信号，它与多路复用器68的第二输入端相连。

多路复用器68的输出端经信道4连接到接收机6的输入端。信号在接收机6中加到多路分解器70的输入端上。多路分解器70的第一输出端，传送着其输出信号经数字编码的信号，它与时域编码器相连，在此情况下，时域编码器为采用线性预测的逆矢量量化器84。逆矢量量化器84的输出端，传送着其输出信号经解码的信号，接延时元件86的输入端。延时元件86的输出端接加法器电路87的第一输入端。加法器电路87的输出端接合成装置88的第一输入端。多路分解器70的第二输入端接变换域解码器的输入端，在此情况下，变换域解码器为分频段解码器72。分频段解码器72的多个输出端，传送着总的表示输出信号的另一频谱部分的输出信号重新构成的信号，各个接合成装置88的输入端。分频段解码器72表示输入信号频谱部分的输出接到加法器电路87的第二输入端。重新构成的信号出现在合成装置88的输出端。

图8所示发送系统的输入信号由滤波装置分成频谱部分和另一频谱部分。频谱部分由矢量量化器66变换成经数字编码的信号。上面已参照图1说明过矢量量化器66适当的实用情况。经数字编码的信号由时域解码器67变换成经解码的信号，该经解码的信号是由减法器电路65从输入信号的频谱部分减去的减数。这时减法器电路的输出端就出现了表示时域编码器的编码误差的编码误差信号。

输入信号的另一频谱部分由滤波装置50输出端上的分频段信号表示。这些分频段信号和减法器电路65输出端上的编码误差信号由分频段编码器64变换成另一经数字的信号。经时域解码器67和减法器65扩充，时域编码器66的任何编码误差就可由分频段编码器64再次进行编码，并将编码误差传送给收信机。这些措施可以提高传输质量。要达到这个目的并不太复杂，因为综合分析时域编码器中已经有了时域解码器。减法器电路65的输入信号和表示号一频谱部分的信号有必要延迟一定的时间使得分频段编码器64的所有输入信号都延迟同样的时间。

就该指出，滤波装置50输出端上的分频段信号是表示该特殊分频段中的带通信号的基带信号。这种基带表示法的好处是每分频段所要求的抽样数不取决于该特定分频段的最高频率而取决于该特定分频段的带宽。从国际标准草案ISO/IEC DIS 11172“信息技术一高达1.5兆位/秒左右数字存储媒体与动画有关的声频的编码”第3节，第174-337页中知道，对抽样率为48千赫的信号，以采用分频段编码器64为宜。输入端的分频段信号通过量化变换成数字信号。分频段信号通过量化变换成数字信号。分频段信号是在一系列电平下量化的，分频段不同，电平可能不同。各分频段使用的量化电平的实际数目取决于该特定分频段信号的功率和附近分频段的分频段信号的功率。然后利用人的听觉系统能听到强信号附近的弱信号的这种性能，这样就可以量化这种量化电平远比强信号少得多的弱信号。根据各种分频段信号的功率可以计算出各分频段刚好可以听得到的噪声电平。各分频段信号需要的量化电平数据该噪声电平确定。这时另一经数字编码的信号包括各种经量化的分频段信号和关于各分频段量化电平数的信息。应该指出的是，所述编码器是为对0-24千赫的信号进行编码而设的。由于0-24千赫的频谱部分已由时域编码器编码，位于此频谱区的分频段只含幅值较小的编码误差信号。这样，分派给这些分频段不会多于几个二进制位，因此几乎无需增加任何传输容量来传输容量来传输该编码误差信号。

多路复用器68将经数字编码的信号和另一经数字编码的信号合成为一个信号。延时元件62是为均衡沿两条通路到达多路复用器68的输入信号频谱部分的延时而设的。发射机将该合成信号通过信道发送给接收机。合成信号在接收机中再次分成经数字编码的信号和另一经数字编码的信号。经数字编码的信号由逆矢量量化器变换成第一重新构成的信号。上述CCITT的G728建议书中介绍了如何适当应用分频段解码器。

另一经数字编码的信号由分频段解码器72变换成在分频段解码器72的输出端出现的多个经解码的分频段信号。表示编码误差信号的最低分频段输出信号(0-4千赫)由加法器电路87加到在延时元件86输出端上经解码的信号得出经解码的信号。

应该指出，这些在分频段解码器72的输出端上的分频段信号是表示该特定分频段中带通信号的基带信号。这种基带表示法的好处在于，每分频段所需的抽样数不取决于该特定分频段上的最高频率而取决于该特定分频段的带宽。合成装置88将分频段信号变换成所要求的分频段频率，然后将分频段信号与经解码的信号合成为重新构成的输入信号。

Claims (8)

1.一种发送系统，该系统的发射机有一个编码器供对输入信号进行编码之用，该编码器包括时域编码器供从输入信号的频谱部分获得取数字编码信号，发射机还有发射装置供通过发射信道将经数字编码的信号传送给接收机，接收机的解码器包括时域解码器供从经数字编码的信号获取经解码的信号，其特征在于，编码器还包括一个变换域编码器供从输入信号的另一频谱部分获取另一经数字编码的信号，发射机还配置得使其可以通过传输信道将该另一经数字编码的信号发送给接收机，该接收机有一个变换域解码器和合成装置，前者用以从该另一经数字编码的信号获取另一经解码的信号，后者用以从经解码的信号和该另一经解码的信号获取重新构成的信号。

2.权利要求1所述的发送系统，其特征在于，时域解码器包括一个矢量量化解码器。

3.权利要求1或2所述的发送系统，其特征在于，时域编码器包括线性预测装置。

4.权利要求3所述的发送系统，其特征在于，变换域编码器包括一个分频编码器，且变换域解码器包括一个分频段解码器。

5.权利要求4所述的发送系统，其特征在于，处在频谱部分的频率低于处在另一频谱部分的频率。

6.一种发射机，有一个编码器对输入信号进行编码之用，该编码器包括时域编码器供从输入信号的频谱部分获取数字编码信号，发射机有一个发射装置供传输经数字编码的信号，其特征在于，发射机有一个变换域编码器供从输入信号的另一频谱部分获取另一经数字编码的信号，发射装置也配置得使其传输该另一编码信号。

7.权利要求6所述的发射机，其特征在于，处在频谱部分的频率低于处在另一频谱部分的频率。

8.一种接收机，其解码器有一个时域解码器供从经数字编码的信号获取经解码的信号，其特征在于，接收机有一个变换域解码器和合成装置，前者用以另一经数字编码的信号获取另一经解码的信号，后者用以从经解码的信号和该另一经解码的信号获取重新构成的信号。

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