JP3163408B2 - オーディオ信号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置 - Google Patents
オーディオ信号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置Info
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- JP3163408B2 JP3163408B2 JP05260794A JP5260794A JP3163408B2 JP 3163408 B2 JP3163408 B2 JP 3163408B2 JP 05260794 A JP05260794 A JP 05260794A JP 5260794 A JP5260794 A JP 5260794A JP 3163408 B2 JP3163408 B2 JP 3163408B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、オーディオ信号電力
増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置に関し、詳
しくは、音声や演奏音等からなるオーディオ信号を増幅
してＢＴＬ（Balanced Tranceformer Less）方式の出力
回路によりスピーカを駆動して音響を出力する、ラジオ
やカセットテーププレーヤ，ビデオテープレコーダ、ビ
デオカメラ、コンポーネントステレオ装置などのオーデ
ィオ信号を発生するような装置（これらを含めてここで
はオーディオ装置という）において、ＢＴＬの出力回路
の消費電力を低減することができ、特に携帯用のオーデ
ィオ装置に適する電力増幅回路に関する。
増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置に関し、詳
しくは、音声や演奏音等からなるオーディオ信号を増幅
してＢＴＬ（Balanced Tranceformer Less）方式の出力
回路によりスピーカを駆動して音響を出力する、ラジオ
やカセットテーププレーヤ，ビデオテープレコーダ、ビ
デオカメラ、コンポーネントステレオ装置などのオーデ
ィオ信号を発生するような装置（これらを含めてここで
はオーディオ装置という）において、ＢＴＬの出力回路
の消費電力を低減することができ、特に携帯用のオーデ
ィオ装置に適する電力増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図９(a) にＢＴＬ出力回路を用いたオー
ディオ装置の例として従来のポータブルカセットテープ
プレーヤの信号再生系の回路を簡単なブロック図で示
す。１は読取ヘッド、２は、ヘッドアンプ、イコライザ
回路等を含む信号再生処理回路、３は正相側（非反転出
力側）の出力段アンプ、４は負荷としてのスピーカ、そ
して、５は、逆相側（反転出力側）の出力段アンプであ
る。
ディオ装置の例として従来のポータブルカセットテープ
プレーヤの信号再生系の回路を簡単なブロック図で示
す。１は読取ヘッド、２は、ヘッドアンプ、イコライザ
回路等を含む信号再生処理回路、３は正相側（非反転出
力側）の出力段アンプ、４は負荷としてのスピーカ、そ
して、５は、逆相側（反転出力側）の出力段アンプであ
る。
【０００３】再生時には、オーディオ信号が記録された
テープ（図示せず）から、読出ヘッド１を介して入力オ
ーディオ信号として読出信号Ａが得られる。この読出信
号Ａが信号再生処理回路２に入力されて、録音時の高周
波バイアス成分が除去され、イコライジング処理などが
施されて、オーディオ信号Ｂが再生される。再生された
オーディオ信号Ｂは、最終的に出力段アンプ３，５にそ
れぞれ加えられて増幅される。入力信号Ｂは、それぞれ
の出力段アンプにおいて出力信号Ｃ，Ｃ* となり、これ
ら出力によりスピーカ４が駆動される。その結果、スピ
ーカ４から再生音が発生する。
テープ（図示せず）から、読出ヘッド１を介して入力オ
ーディオ信号として読出信号Ａが得られる。この読出信
号Ａが信号再生処理回路２に入力されて、録音時の高周
波バイアス成分が除去され、イコライジング処理などが
施されて、オーディオ信号Ｂが再生される。再生された
オーディオ信号Ｂは、最終的に出力段アンプ３，５にそ
れぞれ加えられて増幅される。入力信号Ｂは、それぞれ
の出力段アンプにおいて出力信号Ｃ，Ｃ* となり、これ
ら出力によりスピーカ４が駆動される。その結果、スピ
ーカ４から再生音が発生する。
【０００４】通常、トランジスタのアンプ３，５は、そ
れぞれの入力段に一対の信号を生成する入力段アンプ３
a ，５a を有する。オーディオ信号Ｂは、入力段アンプ
３aにより増幅されて相互に位相が１８０゜相違する一
対の信号にされる。これら信号が出力段アンプを構成す
るプシュプルトランジスタＱ1 ，Ｑ2 で増幅されて、出
力信号Ｃとして電力増幅される。また、オーディオ信号
Ｂは、入力段アンプ５a により反転増幅されて同様にプ
シュプルトランジスタＱ3 ，Ｑ4 で増幅されて、出力信
号Ｃ* として電力増幅される。
れぞれの入力段に一対の信号を生成する入力段アンプ３
a ，５a を有する。オーディオ信号Ｂは、入力段アンプ
３aにより増幅されて相互に位相が１８０゜相違する一
対の信号にされる。これら信号が出力段アンプを構成す
るプシュプルトランジスタＱ1 ，Ｑ2 で増幅されて、出
力信号Ｃとして電力増幅される。また、オーディオ信号
Ｂは、入力段アンプ５a により反転増幅されて同様にプ
シュプルトランジスタＱ3 ，Ｑ4 で増幅されて、出力信
号Ｃ* として電力増幅される。
【０００５】出力段アンプ３を例としてその電力増幅に
ついて詳述すると、入力信号Ｂに応じて出力段アンプ３
へ給電する電源ラインＶccの電圧がトランジスタＱ1 で
出力信号Ｃの電圧まで降下される。言い替えれば、トラ
ンジスタＱ1 の内部インピーダンスによる降下電圧の量
がオーディオ信号Ｂの波形に応じて変化する結果として
出力信号Ｃが生成される。ことき、トランジスタＱ1
は、電源ラインＶccの電圧と出力信号Ｃの電圧との差電
圧を受け持つ。その結果として、トランジスタＱ1 は、
前記差電圧分の電力を消費する。
ついて詳述すると、入力信号Ｂに応じて出力段アンプ３
へ給電する電源ラインＶccの電圧がトランジスタＱ1 で
出力信号Ｃの電圧まで降下される。言い替えれば、トラ
ンジスタＱ1 の内部インピーダンスによる降下電圧の量
がオーディオ信号Ｂの波形に応じて変化する結果として
出力信号Ｃが生成される。ことき、トランジスタＱ1
は、電源ラインＶccの電圧と出力信号Ｃの電圧との差電
圧を受け持つ。その結果として、トランジスタＱ1 は、
前記差電圧分の電力を消費する。
【０００６】なお、出力段アンプの構成は、説明の都合
上、図では出力トランジスタＱ1 ，Ｑ2 だけの簡単な回
路にしているが、実際の回路としては、ドライブ回路等
の周辺回路が加わっていてもよい。そして、以上のこと
は、出力段アンプ５についても同様である。特に、ＢＴ
Ｌ回路の場合には、通常、入力段アンプ３a ，５a が差
動増幅回路で構成されていて、アンプ３，５の出力端子
から入力段差動アンプ３a ，５a の基準電圧（Ｖcc／２
の電圧，Ｖccは電源電圧）が加えられる反転入力側へネ
ガティブフィードバックがかけられているが、発明には
直接関係していないので図ではそれが省略されている。
上、図では出力トランジスタＱ1 ，Ｑ2 だけの簡単な回
路にしているが、実際の回路としては、ドライブ回路等
の周辺回路が加わっていてもよい。そして、以上のこと
は、出力段アンプ５についても同様である。特に、ＢＴ
Ｌ回路の場合には、通常、入力段アンプ３a ，５a が差
動増幅回路で構成されていて、アンプ３，５の出力端子
から入力段差動アンプ３a ，５a の基準電圧（Ｖcc／２
の電圧，Ｖccは電源電圧）が加えられる反転入力側へネ
ガティブフィードバックがかけられているが、発明には
直接関係していないので図ではそれが省略されている。
【０００７】ここで、ＢＴＬ出力段アンプ３，５の動作
を詳述すると、オーディオ信号Ｂの電圧値が基準電圧
（Ｖcc／２）より上にあるときには、入力段アンプ３a
の出力により電源側トランジスタＱ1 が能動状態にされ
接地側トランジスタＱ2 が遮断状態にされる。さらに入
力段アンプ５a の出力により電源側トランジスタＱ3 が
遮断状態にされ接地側トランジスタＱ4 が能動状態にさ
れる。そして、オーディオ信号Ｂの電圧値に応じた電流
が電源ラインＶccからトランジスタＱ1 を経てスピーカ
４，トランジスタＱ4 ，グランドへと流れる。
を詳述すると、オーディオ信号Ｂの電圧値が基準電圧
（Ｖcc／２）より上にあるときには、入力段アンプ３a
の出力により電源側トランジスタＱ1 が能動状態にされ
接地側トランジスタＱ2 が遮断状態にされる。さらに入
力段アンプ５a の出力により電源側トランジスタＱ3 が
遮断状態にされ接地側トランジスタＱ4 が能動状態にさ
れる。そして、オーディオ信号Ｂの電圧値に応じた電流
が電源ラインＶccからトランジスタＱ1 を経てスピーカ
４，トランジスタＱ4 ，グランドへと流れる。
【０００８】オーディオ信号Ｂの電圧値が基準電圧より
下にあるときには、トランジスタのＯＮ，ＯＦＦ関係が
前記と逆になり、オーディオ信号Ｂの電圧値に応じた電
流が電源ラインＶccからトランジスタＱ3 ，スピーカ
４，トランジスタＱ2 ，グランドへと流れる。オーディ
オ信号Ｂの電圧値が基準電圧にあるときには、各トラン
ジスタは、ＯＦＦ状態にある。このときには、前記の入
力段アンプ３a ，５a へのネガティブフィードバックに
より、各アンプ３，５の出力端子はＶcc／２になる。
下にあるときには、トランジスタのＯＮ，ＯＦＦ関係が
前記と逆になり、オーディオ信号Ｂの電圧値に応じた電
流が電源ラインＶccからトランジスタＱ3 ，スピーカ
４，トランジスタＱ2 ，グランドへと流れる。オーディ
オ信号Ｂの電圧値が基準電圧にあるときには、各トラン
ジスタは、ＯＦＦ状態にある。このときには、前記の入
力段アンプ３a ，５a へのネガティブフィードバックに
より、各アンプ３，５の出力端子はＶcc／２になる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】このように、互いに逆
相で動作する一対の出力段アンプ３，５を設けてＢＴＬ
動作をさせたときの各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，
Ｑ4 で消費される電力を図９(b) の斜線で示す。なお、
図では各トランジスタが消費する電力を斜線の方向を換
えることでそれぞれの斜線の範囲で示している。斜線で
示す出力トランジスタの降下電圧による電力は、パワー
増幅用のトランジスタによって熱として放散される。こ
のため、電力損失が大きいパワートランジスタが必要に
なる。ここで大きな電力が消費されるので、ＢＴＬ出力
回路で出力信号Ｃ，Ｃ* を生成する場合の電力効率はよ
くない。
相で動作する一対の出力段アンプ３，５を設けてＢＴＬ
動作をさせたときの各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，
Ｑ4 で消費される電力を図９(b) の斜線で示す。なお、
図では各トランジスタが消費する電力を斜線の方向を換
えることでそれぞれの斜線の範囲で示している。斜線で
示す出力トランジスタの降下電圧による電力は、パワー
増幅用のトランジスタによって熱として放散される。こ
のため、電力損失が大きいパワートランジスタが必要に
なる。ここで大きな電力が消費されるので、ＢＴＬ出力
回路で出力信号Ｃ，Ｃ* を生成する場合の電力効率はよ
くない。
【００１０】このことは、特に、限られた電力のバッテ
リーで動作する携帯形のオーディオ装置では、装置の動
作時間が電力使用効率によって左右されることになるの
で問題になる。しかも、この種の装置では、長時間動作
可能なことが製品価値として極めて重要である。そこ
で、できるだけ消費電力の少ない装置であることが要請
されている。この発明の目的は、出力回路の消費電力を
低減することができるＢＴＬのオーディオ信号電力増幅
回路を提供することにある。この発明の他の目的は、出
力回路のトランジスタの消費電力を低減することにより
電力損失の低いトランジスタが使用できるＢＴＬのオー
ディオ信号電力増幅回路を提供することにある。また、
この発明の目的は、オーディオ装置のＢＴＬの出力回路
の消費電力を低減することができるオーディオ装置を提
供することにある。この発明のさらに他の目的は、携帯
用に適したオーディオ装置を提供することにある。
リーで動作する携帯形のオーディオ装置では、装置の動
作時間が電力使用効率によって左右されることになるの
で問題になる。しかも、この種の装置では、長時間動作
可能なことが製品価値として極めて重要である。そこ
で、できるだけ消費電力の少ない装置であることが要請
されている。この発明の目的は、出力回路の消費電力を
低減することができるＢＴＬのオーディオ信号電力増幅
回路を提供することにある。この発明の他の目的は、出
力回路のトランジスタの消費電力を低減することにより
電力損失の低いトランジスタが使用できるＢＴＬのオー
ディオ信号電力増幅回路を提供することにある。また、
この発明の目的は、オーディオ装置のＢＴＬの出力回路
の消費電力を低減することができるオーディオ装置を提
供することにある。この発明のさらに他の目的は、携帯
用に適したオーディオ装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るこの発明のオーディオ信号電力増幅回路およびこれを
用いるオーディオ装置の特徴は、オーディオ信号を受け
てこれを増幅して出力するプッシュプルの第１のアンプ
と、前記オーディオ信号を受けてこれを反転増幅して出
力するプッシュプルの第２のアンプと、電源ラインから
電力を受けて可聴周波数を超える周波数でスイッチング
動作をして前記第１または第２のアンプに給電するスイ
ッチング回路と、第１のアンプの出力信号の電圧と前記
の給電する電力の電圧との差を第１の差とし、第２のア
ンプの出力信号の電圧と前記給電する電力の電圧との差
を第２の差とし、前記第１の差および第２の差のいずれ
かをトランジスタのベース、エミッタ間に受けて受けた
差の電圧に応じて前記トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせ
ＯＮのときとＯＦＦのときそれぞれに応じてそれぞれの
検出信号を発生する検出回路と、前記それぞれの検出信
号に応じて前記トランジスタがＯＮのときには前記スイ
ッチング回路のスイッチング期間を制御し前記トランジ
スタがＯＦＦのときには前記スイッチング回路のスイッ
チングをＯＦＦ状態にさせて前記給電する電力が前記オ
ーディオ信号のレベルに対応して変化するように制御す
る制御回路とを備え、前記第１のアンプの出力と前記第
２のアンプの出力とによりスピーカを駆動するものであ
る。
るこの発明のオーディオ信号電力増幅回路およびこれを
用いるオーディオ装置の特徴は、オーディオ信号を受け
てこれを増幅して出力するプッシュプルの第１のアンプ
と、前記オーディオ信号を受けてこれを反転増幅して出
力するプッシュプルの第２のアンプと、電源ラインから
電力を受けて可聴周波数を超える周波数でスイッチング
動作をして前記第１または第２のアンプに給電するスイ
ッチング回路と、第１のアンプの出力信号の電圧と前記
の給電する電力の電圧との差を第１の差とし、第２のア
ンプの出力信号の電圧と前記給電する電力の電圧との差
を第２の差とし、前記第１の差および第２の差のいずれ
かをトランジスタのベース、エミッタ間に受けて受けた
差の電圧に応じて前記トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせ
ＯＮのときとＯＦＦのときそれぞれに応じてそれぞれの
検出信号を発生する検出回路と、前記それぞれの検出信
号に応じて前記トランジスタがＯＮのときには前記スイ
ッチング回路のスイッチング期間を制御し前記トランジ
スタがＯＦＦのときには前記スイッチング回路のスイッ
チングをＯＦＦ状態にさせて前記給電する電力が前記オ
ーディオ信号のレベルに対応して変化するように制御す
る制御回路とを備え、前記第１のアンプの出力と前記第
２のアンプの出力とによりスピーカを駆動するものであ
る。
【００１２】
【作用】第１または第２のアンプと電源ラインとの間に
前記のような制御をする制御回路とスイッチング回路と
を設けることにより、アンプへの給電電力がスイッチン
グ制御により生成される。しかも、アンプへの給電電力
の電圧は、オーディオ信号の電圧に応じてフィードバッ
クがかかる。そこで、給電電力の電圧とこのアンプの出
力信号の電圧との電位差を一定に維持するように動作さ
せることができる。そこで、この一定の電位差をアンプ
の動作に要する最低電圧か、それ以上でも低い電圧の範
囲で一定値に維持するようにすることができる。その動
作は、差の電圧を検出回路のトランジスタのベースとエ
ミッタ間に受けてこれのＯＮ／ＯＦＦを利用してＯＮの
ときと、さらにＯＦＦのときとでそれぞ れにおいて検出
信号を発生することで、トランジスタのベースとエミッ
タ間の１Ｖｆの電圧を基準としてこれにあるいはこれに
近い電圧に維持されるように出力電圧と供給電圧の差を
制御することができる。また、検出回路のトランジスタ
がＯＦＦのときにはスイッチング回路のスイッチングを
ＯＦＦ状態にさせることでプッシュ側の制御とプル側の
制御を簡単な回路で切り離すことができ、低電圧駆動に
適し、制御回路全体が簡単な回路になる。
前記のような制御をする制御回路とスイッチング回路と
を設けることにより、アンプへの給電電力がスイッチン
グ制御により生成される。しかも、アンプへの給電電力
の電圧は、オーディオ信号の電圧に応じてフィードバッ
クがかかる。そこで、給電電力の電圧とこのアンプの出
力信号の電圧との電位差を一定に維持するように動作さ
せることができる。そこで、この一定の電位差をアンプ
の動作に要する最低電圧か、それ以上でも低い電圧の範
囲で一定値に維持するようにすることができる。その動
作は、差の電圧を検出回路のトランジスタのベースとエ
ミッタ間に受けてこれのＯＮ／ＯＦＦを利用してＯＮの
ときと、さらにＯＦＦのときとでそれぞ れにおいて検出
信号を発生することで、トランジスタのベースとエミッ
タ間の１Ｖｆの電圧を基準としてこれにあるいはこれに
近い電圧に維持されるように出力電圧と供給電圧の差を
制御することができる。また、検出回路のトランジスタ
がＯＦＦのときにはスイッチング回路のスイッチングを
ＯＦＦ状態にさせることでプッシュ側の制御とプル側の
制御を簡単な回路で切り離すことができ、低電圧駆動に
適し、制御回路全体が簡単な回路になる。
【００１３】さて、前記した一定の電位差（一定電圧）
は、アンプにおいては、出力信号を生成するための降下
電圧に対応している。そこで、ここでは、アンプでの降
下電圧が前記の最低電圧か、それ以上の低い一定電圧に
維持されて増幅動作が行われることになる。このときの
出力信号の電流値は、スイッチング回路から給電された
電力により決定され、それは、入力されたオーディオ信
号に応じた電流になる。また、このときのアンプの消費
電力は、前記一定電圧でほぼ決定される。そこで、従来
のように一定の電源電圧から直接電圧降下させて出力信
号を得たときの消費電力よりも消費電力が低くなる。
は、アンプにおいては、出力信号を生成するための降下
電圧に対応している。そこで、ここでは、アンプでの降
下電圧が前記の最低電圧か、それ以上の低い一定電圧に
維持されて増幅動作が行われることになる。このときの
出力信号の電流値は、スイッチング回路から給電された
電力により決定され、それは、入力されたオーディオ信
号に応じた電流になる。また、このときのアンプの消費
電力は、前記一定電圧でほぼ決定される。そこで、従来
のように一定の電源電圧から直接電圧降下させて出力信
号を得たときの消費電力よりも消費電力が低くなる。
【００１４】一方、電源ラインＶccをスイッチングする
ために発生するスイッチング回路とこれの制御回路の和
の電力損失は、スイッチングトランジスタのＯＮ抵抗が
低く、常時発生するのではなく、スイッチング時に過渡
的に発生するものが主体となる。常時発生していた従来
のものに較べれば、極めて僅かなものである。これによ
る消費電力の増加は、電力増幅段の電力消費からみれば
比較的小さなものである。したがって、全体として、オ
ーディオ信号の増幅のために消費する電力損失を少なく
することができる。これにより電力使用効率を向上させ
ることができる。
ために発生するスイッチング回路とこれの制御回路の和
の電力損失は、スイッチングトランジスタのＯＮ抵抗が
低く、常時発生するのではなく、スイッチング時に過渡
的に発生するものが主体となる。常時発生していた従来
のものに較べれば、極めて僅かなものである。これによ
る消費電力の増加は、電力増幅段の電力消費からみれば
比較的小さなものである。したがって、全体として、オ
ーディオ信号の増幅のために消費する電力損失を少なく
することができる。これにより電力使用効率を向上させ
ることができる。
【００１５】なお、この発明では、電力供給ラインのス
イッチングが可聴周波数を超える速いタイミングで行わ
れる。これにより、たとえ、スイッチングに起因する歪
み成分が増幅されたオーディオ信号に含まれていたとし
ても、この成分は最終的には聞き取られることがない。
よって、実用上、オーディオ信号の質を損なうことがな
く、オーディオ装置としての性能を維持することができ
る。
イッチングが可聴周波数を超える速いタイミングで行わ
れる。これにより、たとえ、スイッチングに起因する歪
み成分が増幅されたオーディオ信号に含まれていたとし
ても、この成分は最終的には聞き取られることがない。
よって、実用上、オーディオ信号の質を損なうことがな
く、オーディオ装置としての性能を維持することができ
る。
【００１６】
【実施例】図１において、出力段回路３０は、ポータブ
ルカセットテーププレーヤ１０の出力段増幅回路であっ
て、図９のアンプ３，５に対して電力を供給する供給電
力制御回路４０，４１がそれぞれ、それぞれのアンプ対
応に設けられている。なお、入力段アンプ３a ，５a の
反転入力側にネガティブフィードバックがかけられてい
るが、図では、それが省略されている。また、図９と同
一の構成は同一の符号を付してある。したがって、説明
は割愛する。また、図示はしていないが、電源ラインＶ
ccは、携帯用のオーディオ装置として、電池の＋側の出
力電力ラインに接続されている。
ルカセットテーププレーヤ１０の出力段増幅回路であっ
て、図９のアンプ３，５に対して電力を供給する供給電
力制御回路４０，４１がそれぞれ、それぞれのアンプ対
応に設けられている。なお、入力段アンプ３a ，５a の
反転入力側にネガティブフィードバックがかけられてい
るが、図では、それが省略されている。また、図９と同
一の構成は同一の符号を付してある。したがって、説明
は割愛する。また、図示はしていないが、電源ラインＶ
ccは、携帯用のオーディオ装置として、電池の＋側の出
力電力ラインに接続されている。
【００１７】供給電力制御回路４０は、ＰＷＭ（パルス
ワイドモジュレーション）の制御により出力電力を、こ
の電力の電圧がオーディオ信号の出力信号の電圧に対し
て一定値に維持されるようにスイッチングレギュレーシ
ョンする電力制御回路である。供給電流の制御は、入力
信号の信号レベルに応じて決定される出力トランジスタ
Ｑ1 の内部インピーダンスの変化に応じて行われる。そ
のために、出力電力の電圧と出力信号Ｃの電圧とを検出
する。そして、これらの差に対応する電力をトランジス
タＱ1 に供給して、トランジスタＱ1 の出力側と電力供
給端子との間の電位差が一定になるように制御する。こ
れにより同時に、入力信号（あるいは出力信号）に応じ
た電力を供給される。この回路４０は、検出回路５０、
スイッチングレギュレーション回路６０、そして平滑回
路７０からなる。なお、点線で示すコンデンサＣN は、
高周波信号をバイパスさせるためのものであり、その容
量は、２０００Ｐ程度である。このコンデンサは原理的
には不要である。
ワイドモジュレーション）の制御により出力電力を、こ
の電力の電圧がオーディオ信号の出力信号の電圧に対し
て一定値に維持されるようにスイッチングレギュレーシ
ョンする電力制御回路である。供給電流の制御は、入力
信号の信号レベルに応じて決定される出力トランジスタ
Ｑ1 の内部インピーダンスの変化に応じて行われる。そ
のために、出力電力の電圧と出力信号Ｃの電圧とを検出
する。そして、これらの差に対応する電力をトランジス
タＱ1 に供給して、トランジスタＱ1 の出力側と電力供
給端子との間の電位差が一定になるように制御する。こ
れにより同時に、入力信号（あるいは出力信号）に応じ
た電力を供給される。この回路４０は、検出回路５０、
スイッチングレギュレーション回路６０、そして平滑回
路７０からなる。なお、点線で示すコンデンサＣN は、
高周波信号をバイパスさせるためのものであり、その容
量は、２０００Ｐ程度である。このコンデンサは原理的
には不要である。
【００１８】スイッチングレギュレーション回路６０
は、電源ラインＶccとアンプ３への電力供給端子（出力
端子６）との間に挿入された回路である。これは、制御
電圧値発生回路６５とスイッチング回路６６とからな
る。制御電圧値発生回路６５は、トランジスタＱ61とア
ンプ６１とを有していて、スイッチング制御のための制
御電圧値を発生する。スイッチング回路６６は、コンパ
レータ６２とＰＮＰ形のスイッチングトランジスタＱ6
2、そして三角波発生回路６３とからり、電源ラインＶc
cに接続される電力供給ラインをトランジスタＱ62によ
りＯＮ／ＯＦＦして、その結果得られる電力を平滑回路
７０を介して出力端子６に送出する。それが出力端子６
に発生する、アンプ３に対する給電電力Ｄになる。
は、電源ラインＶccとアンプ３への電力供給端子（出力
端子６）との間に挿入された回路である。これは、制御
電圧値発生回路６５とスイッチング回路６６とからな
る。制御電圧値発生回路６５は、トランジスタＱ61とア
ンプ６１とを有していて、スイッチング制御のための制
御電圧値を発生する。スイッチング回路６６は、コンパ
レータ６２とＰＮＰ形のスイッチングトランジスタＱ6
2、そして三角波発生回路６３とからり、電源ラインＶc
cに接続される電力供給ラインをトランジスタＱ62によ
りＯＮ／ＯＦＦして、その結果得られる電力を平滑回路
７０を介して出力端子６に送出する。それが出力端子６
に発生する、アンプ３に対する給電電力Ｄになる。
【００１９】供給電力制御回路４０の制御により出力端
子６の電圧は、出力信号Ｃのレベルに追従して変動する
ことになるが、この出力端子６とトランジスタＱ1 の出
力信号の出力端子との電位差が一定に維持されること
で、前述したように、トランジスタＱ1 での消費電力は
低減される。すなわち、ここでは、出力信号Ｃの信号レ
ベルが低いときには、それに応じて出力端子６の電圧も
低くなる。出力信号Ｃの信号レベルが高いときには、そ
れに応じて出力端子６の電圧も高くなる。
子６の電圧は、出力信号Ｃのレベルに追従して変動する
ことになるが、この出力端子６とトランジスタＱ1 の出
力信号の出力端子との電位差が一定に維持されること
で、前述したように、トランジスタＱ1 での消費電力は
低減される。すなわち、ここでは、出力信号Ｃの信号レ
ベルが低いときには、それに応じて出力端子６の電圧も
低くなる。出力信号Ｃの信号レベルが高いときには、そ
れに応じて出力端子６の電圧も高くなる。
【００２０】供給電力制御回路４０とトランジスタＱ1
との全消費電力が、従来のトランジスタＱ1 による消費
電力より少なくなければならない。これは、スイッチン
グ周波数を高い周波数に選択すること、例えば、５０ｋ
Ｈｚ〜８００ｋＨｚ程度の高い周波数にすること、そし
て出力端子６とトランジスタＱ1 の出力信号の出力端子
との電位差を、従来の電源ラインＶccからの平均的な電
圧降下よりも低い一定の電圧に維持することで達成でき
る。これにより、従来のトランジスタＱ1 における電源
電圧Ｖccからの電圧降下により発生する平均的な消費電
力より小さく抑えられる。
との全消費電力が、従来のトランジスタＱ1 による消費
電力より少なくなければならない。これは、スイッチン
グ周波数を高い周波数に選択すること、例えば、５０ｋ
Ｈｚ〜８００ｋＨｚ程度の高い周波数にすること、そし
て出力端子６とトランジスタＱ1 の出力信号の出力端子
との電位差を、従来の電源ラインＶccからの平均的な電
圧降下よりも低い一定の電圧に維持することで達成でき
る。これにより、従来のトランジスタＱ1 における電源
電圧Ｖccからの電圧降下により発生する平均的な消費電
力より小さく抑えられる。
【００２１】さて、先に説明したように、アンプ３は、
オーディオ信号Ｂを受け、これをトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 でプッシュプル増幅してパワー増幅し、増幅された出
力信号Ｃを生成する。検出回路５０は、ベース−エミッ
タ間を検出端子とするＮＰＮトランジスタＱ50を主体と
して構成されている。その検出信号Ｅは、スイッチング
レギュレーション回路６０のトランジスタＱ61に出力さ
れてトランジスタＱ62をＯＮ／ＯＦＦさせる。トランジ
スタＱ50は、給電電力Ｄの電圧をそのエミッタに受け、
そのベースには、アンプ３から出力される出力信号Ｃの
電圧を順方向接続のダイオードＤ51，Ｄ52を介して受け
る。その結果、検出回路５０の検出動作は、給電電力Ｄ
の電圧と出力信号Ｃの電圧との差電圧ＶD-C が１Ｖf
（ベース・エミッタ間の順方向降下電圧）より大きいか
否かに応じて異なってくる。
オーディオ信号Ｂを受け、これをトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 でプッシュプル増幅してパワー増幅し、増幅された出
力信号Ｃを生成する。検出回路５０は、ベース−エミッ
タ間を検出端子とするＮＰＮトランジスタＱ50を主体と
して構成されている。その検出信号Ｅは、スイッチング
レギュレーション回路６０のトランジスタＱ61に出力さ
れてトランジスタＱ62をＯＮ／ＯＦＦさせる。トランジ
スタＱ50は、給電電力Ｄの電圧をそのエミッタに受け、
そのベースには、アンプ３から出力される出力信号Ｃの
電圧を順方向接続のダイオードＤ51，Ｄ52を介して受け
る。その結果、検出回路５０の検出動作は、給電電力Ｄ
の電圧と出力信号Ｃの電圧との差電圧ＶD-C が１Ｖf
（ベース・エミッタ間の順方向降下電圧）より大きいか
否かに応じて異なってくる。
【００２２】この差電圧ＶD-C が１Ｖf 以下のときには
トランジスタＱ50がＯＮする。これにより、差電圧１Ｖ
f −ＶD-C の検出信号Ｅ（＝誤差電圧）に応じた電流を
トランジスタＱ61に加える。トランジスタＱ61は、この
誤差電圧に応じてそれを増幅した電圧を分圧電圧Ｆ（後
述）として発生する。一方、差電圧ＶD-C が１Ｖf を越
えたときには、トランスタＱ50はＯＦＦする。これによ
り一定電圧（＝Ｖcc）の検出信号Ｅが発生する。なお、
５１は、ダイオードＤ51，Ｄ52をＯＮ状態に維持するた
めの定電流源であり、出力信号Ｃから２×１Ｖf （＝２
Ｖf ）高い基準信号ＧをトランジスタＱ50のベースに発
生する。
トランジスタＱ50がＯＮする。これにより、差電圧１Ｖ
f −ＶD-C の検出信号Ｅ（＝誤差電圧）に応じた電流を
トランジスタＱ61に加える。トランジスタＱ61は、この
誤差電圧に応じてそれを増幅した電圧を分圧電圧Ｆ（後
述）として発生する。一方、差電圧ＶD-C が１Ｖf を越
えたときには、トランスタＱ50はＯＦＦする。これによ
り一定電圧（＝Ｖcc）の検出信号Ｅが発生する。なお、
５１は、ダイオードＤ51，Ｄ52をＯＮ状態に維持するた
めの定電流源であり、出力信号Ｃから２×１Ｖf （＝２
Ｖf ）高い基準信号ＧをトランジスタＱ50のベースに発
生する。
【００２３】制御電圧値発生回路６５は、検出回路５０
の検出信号Ｅを受けてコンパレータ６２に対する比較電
圧値Ｐを発生する。これは、検出回路５０からの検出信
号Ｅを受けてトランジスタＱ61がＯＮしたときに、言い
替えれば、出力信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄ
の電圧の差が１Ｖf 以下になったときに、電源ラインＶ
ccの電圧と出力信号Ｃの電圧との間の電圧値を、直列接
続の抵抗回路Ｒ62，Ｒ63の接続点Ｎに分圧電圧Ｆとして
発生する。
の検出信号Ｅを受けてコンパレータ６２に対する比較電
圧値Ｐを発生する。これは、検出回路５０からの検出信
号Ｅを受けてトランジスタＱ61がＯＮしたときに、言い
替えれば、出力信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄ
の電圧の差が１Ｖf 以下になったときに、電源ラインＶ
ccの電圧と出力信号Ｃの電圧との間の電圧値を、直列接
続の抵抗回路Ｒ62，Ｒ63の接続点Ｎに分圧電圧Ｆとして
発生する。
【００２４】アンプ６１は、この分圧電圧Ｆを受けて、
これと基準信号Ｇの電圧との差分の信号を増幅して前記
の比較電圧値Ｐを発生する。そして、これをコンパレー
タ６２の(-) 入力（基準端子側）に出力する。検出回路
５０からの検出信号Ｅを受けてトランジスタＱ61がＯＦ
Ｆしたときには、すなわち、出力信号Ｃの電圧と出力端
子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖfを越えたときに
は、出力信号Ｃと基準信号Ｇとの差の電圧（＝２Ｖf ）
がアンプ61により増幅されることで比較電圧値Ｐが発生
する。これは、一定値（後述するように、三角波の信号
レベルより低い値）になる。
これと基準信号Ｇの電圧との差分の信号を増幅して前記
の比較電圧値Ｐを発生する。そして、これをコンパレー
タ６２の(-) 入力（基準端子側）に出力する。検出回路
５０からの検出信号Ｅを受けてトランジスタＱ61がＯＦ
Ｆしたときには、すなわち、出力信号Ｃの電圧と出力端
子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖfを越えたときに
は、出力信号Ｃと基準信号Ｇとの差の電圧（＝２Ｖf ）
がアンプ61により増幅されることで比較電圧値Ｐが発生
する。これは、一定値（後述するように、三角波の信号
レベルより低い値）になる。
【００２５】コンパレータ６２は、(+) 入力に周波数が
可聴周波数を超える一定周波数の三角波の信号Ｓを三角
波発生回路６３から受ける。そして、比較電圧値Ｐの電
圧と信号Ｓの電圧とを比較して信号Ｓの電圧が比較電圧
値Ｐの電圧を越えているときにはＰＮＰトランジスタＱ
62をＯＦＦさせるＨＩＧＨレベルの信号を駆動パルスＨ
として出力する。この駆動パルスＨは、トランジスタＱ
62に加えられる。ただし、ここでの三角波の信号Ｓは、
基準信号Ｇの電圧を基準とするものであり、コンパレー
タ６２に入力される前に基準信号Ｇと信号Ｓとが合成回
路６４で合成される。
可聴周波数を超える一定周波数の三角波の信号Ｓを三角
波発生回路６３から受ける。そして、比較電圧値Ｐの電
圧と信号Ｓの電圧とを比較して信号Ｓの電圧が比較電圧
値Ｐの電圧を越えているときにはＰＮＰトランジスタＱ
62をＯＦＦさせるＨＩＧＨレベルの信号を駆動パルスＨ
として出力する。この駆動パルスＨは、トランジスタＱ
62に加えられる。ただし、ここでの三角波の信号Ｓは、
基準信号Ｇの電圧を基準とするものであり、コンパレー
タ６２に入力される前に基準信号Ｇと信号Ｓとが合成回
路６４で合成される。
【００２６】平滑回路７０は、スイッチング回路６６の
トランジスタＱ62の出力に接続されていてその出力電力
を平滑化する。この回路は、トランジスタＱ62の出力と
アンプ３への電力供給ライン（出力端子６）との間に直
列に挿入されたコイルＬ７０を主体とする回路である。
このコイルＬ７０を介することで、スイッチングされた
電力が平滑化され、平滑化された給電電力Ｄが出力端子
６に発生する。なお、コイルＬ７０の入力端と接地ＧＮ
Ｄ間にはフライホイールダイオードが接続されている。
このダイオードによりコイルＬ７０に流れる電流の還流
路が形成される。これにより電力供給ラインがスイッチ
ングトランジスタＱ62により遮断されているときにコイ
ルＬ７０に蓄えられたエネルギーが慣性電流としてアン
プ３側に供給されてコイルＬ７０へと戻る。
トランジスタＱ62の出力に接続されていてその出力電力
を平滑化する。この回路は、トランジスタＱ62の出力と
アンプ３への電力供給ライン（出力端子６）との間に直
列に挿入されたコイルＬ７０を主体とする回路である。
このコイルＬ７０を介することで、スイッチングされた
電力が平滑化され、平滑化された給電電力Ｄが出力端子
６に発生する。なお、コイルＬ７０の入力端と接地ＧＮ
Ｄ間にはフライホイールダイオードが接続されている。
このダイオードによりコイルＬ７０に流れる電流の還流
路が形成される。これにより電力供給ラインがスイッチ
ングトランジスタＱ62により遮断されているときにコイ
ルＬ７０に蓄えられたエネルギーが慣性電流としてアン
プ３側に供給されてコイルＬ７０へと戻る。
【００２７】次に、給電電力Ｄとアンプ３の出力信号Ｃ
との差電圧ＶD-C をほぼ１Ｖf に制御するスイッチング
レギュレーション回路６０の動作について説明する。図
２に示すように、コンパレータ６２は、その一方の入力
信号に基準信号Ｇを基準とした三角波の信号Ｓ（図２
(a) ，(c) 参照）が入力され、他方には、比較電圧値Ｐ
が入力される。差電圧ＶD-C が１Ｖf 以下のときには、
図２(a) に示すように、コンパレータ６２は、三角波の
信号レベル（波形Ｓ）とアンプ６１の出力信号（波形
Ｐ）のレベルとの比較の結果に応じた二値の駆動パルス
Ｈ（図２(b) のＨ参照）を発生してこれによりトランジ
スタＱ62をＯＮ／ＯＦＦさせる。ここで、信号Ｐの前半
のレベルＰa は、基準信号Ｇより下にある。これは、差
電圧ＶD-C が１Ｖf より少し下に維持されていてほぼ１
Ｖf になっている状態である。信号Ｐの後半のレベルＰ
b は、基準信号Ｇより上にある。このときには、差電圧
ＶD-C が１Ｖf より低くなったときである。このときに
は、給電電力Ｄの量を増加するように、駆動パルスＨが
ＨＩＧＨレベルにある期間が短くなっている。これによ
り給電電力Ｄが増加してその電圧が上昇して差電圧ＶD-
C が１Ｖf になるように制御される。
との差電圧ＶD-C をほぼ１Ｖf に制御するスイッチング
レギュレーション回路６０の動作について説明する。図
２に示すように、コンパレータ６２は、その一方の入力
信号に基準信号Ｇを基準とした三角波の信号Ｓ（図２
(a) ，(c) 参照）が入力され、他方には、比較電圧値Ｐ
が入力される。差電圧ＶD-C が１Ｖf 以下のときには、
図２(a) に示すように、コンパレータ６２は、三角波の
信号レベル（波形Ｓ）とアンプ６１の出力信号（波形
Ｐ）のレベルとの比較の結果に応じた二値の駆動パルス
Ｈ（図２(b) のＨ参照）を発生してこれによりトランジ
スタＱ62をＯＮ／ＯＦＦさせる。ここで、信号Ｐの前半
のレベルＰa は、基準信号Ｇより下にある。これは、差
電圧ＶD-C が１Ｖf より少し下に維持されていてほぼ１
Ｖf になっている状態である。信号Ｐの後半のレベルＰ
b は、基準信号Ｇより上にある。このときには、差電圧
ＶD-C が１Ｖf より低くなったときである。このときに
は、給電電力Ｄの量を増加するように、駆動パルスＨが
ＨＩＧＨレベルにある期間が短くなっている。これによ
り給電電力Ｄが増加してその電圧が上昇して差電圧ＶD-
C が１Ｖf になるように制御される。
【００２８】これにより、差電圧ＶD-C が１Ｖf 以下あ
るときには、この差を１Ｖf にほぼ一致させるような方
向に比較電圧値Ｐのレベルが変化して、この変化に応じ
た電流がアンプ３へ供給される。そして、差電圧ＶD-C
がほぼ１Ｖf になる。すなわち、比較電圧値Ｐと三角波
Ｓとの比較結果に応じたＰＷＭが行われ、スイッチング
トランジスタＱ62が駆動パルスＨによりＯＮ／ＯＦＦが
制御される。そして、このような制御は検出信号Ｅの値
に応じて行われる。
るときには、この差を１Ｖf にほぼ一致させるような方
向に比較電圧値Ｐのレベルが変化して、この変化に応じ
た電流がアンプ３へ供給される。そして、差電圧ＶD-C
がほぼ１Ｖf になる。すなわち、比較電圧値Ｐと三角波
Ｓとの比較結果に応じたＰＷＭが行われ、スイッチング
トランジスタＱ62が駆動パルスＨによりＯＮ／ＯＦＦが
制御される。そして、このような制御は検出信号Ｅの値
に応じて行われる。
【００２９】出力信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力
Ｄの電圧の差が１Ｖf 越えたのときには、トランジスタ
Ｑ50がＯＦＦする。検出電圧Ｅは、このときに電源電圧
Ｖccになる。そこで、トランジスタＱ61がＯＦＦし、２
Ｖf の差の電圧が発生する。その結果、比較電圧値Ｐ
は、図２(c) に示すＰc のレベルになり、基準信号Ｇよ
り２Ｖf 低い一定の電圧がコンパレータ６２に加えられ
る。その結果、図２(d)の波形Ｈで示すようなＨＩＧＨ
レベルに維持された駆動パルスＨが発生してスイッチン
グのトランジスタＱ62をＯＦＦ状態にさせる。その結
果、差電圧ＶD-C がほぼ１Ｖf に一致するようにアンプ
３への電力供給が行われて、比較電圧値Ｐは、Ｐa のレ
ベルまで復帰することになる。なお、比較電圧値Ｐの前
記Ｐa のレベルは、抵抗Ｒ62，Ｒ63の値により決定さ
れ、選択可能である。また、比較電圧値Ｐの前記Ｐc の
レベルは、三角波の振幅との関係で決定され、これも選
択可能である。また、比較電圧値Ｐのレベルの変化に対
する応答速度は、オーディオ信号の変化に対しては十分
速いものであり、回路の設計上で選択可能である。
Ｄの電圧の差が１Ｖf 越えたのときには、トランジスタ
Ｑ50がＯＦＦする。検出電圧Ｅは、このときに電源電圧
Ｖccになる。そこで、トランジスタＱ61がＯＦＦし、２
Ｖf の差の電圧が発生する。その結果、比較電圧値Ｐ
は、図２(c) に示すＰc のレベルになり、基準信号Ｇよ
り２Ｖf 低い一定の電圧がコンパレータ６２に加えられ
る。その結果、図２(d)の波形Ｈで示すようなＨＩＧＨ
レベルに維持された駆動パルスＨが発生してスイッチン
グのトランジスタＱ62をＯＦＦ状態にさせる。その結
果、差電圧ＶD-C がほぼ１Ｖf に一致するようにアンプ
３への電力供給が行われて、比較電圧値Ｐは、Ｐa のレ
ベルまで復帰することになる。なお、比較電圧値Ｐの前
記Ｐa のレベルは、抵抗Ｒ62，Ｒ63の値により決定さ
れ、選択可能である。また、比較電圧値Ｐの前記Ｐc の
レベルは、三角波の振幅との関係で決定され、これも選
択可能である。また、比較電圧値Ｐのレベルの変化に対
する応答速度は、オーディオ信号の変化に対しては十分
速いものであり、回路の設計上で選択可能である。
【００３０】具体的な動作としては、例えば、入力信号
Ｂの電圧レベルが大きく低下したときには、トランジス
タＱ1 の内部インピーダンスが急激に上昇して、出力信
号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖ
f を越える。このことで比較電圧値Ｐは、Ｐc で示すよ
うに三角波Ｓよりも下側のレベルになり、コンパレータ
６２の駆動パルスＨは、ＨＩＧＨレベルに維持されてト
ランジスタＱ62は、ＯＦＦ状態に維持される。出力信号
Ｃと出力端子６の給電電力Ｄの電圧との差が１Ｖf 近傍
になるまで、このような制御が行われる続ける。
Ｂの電圧レベルが大きく低下したときには、トランジス
タＱ1 の内部インピーダンスが急激に上昇して、出力信
号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖ
f を越える。このことで比較電圧値Ｐは、Ｐc で示すよ
うに三角波Ｓよりも下側のレベルになり、コンパレータ
６２の駆動パルスＨは、ＨＩＧＨレベルに維持されてト
ランジスタＱ62は、ＯＦＦ状態に維持される。出力信号
Ｃと出力端子６の給電電力Ｄの電圧との差が１Ｖf 近傍
になるまで、このような制御が行われる続ける。
【００３１】また、例えば、入力信号Ｂの電圧レベルが
大きく上昇したときには、トランジスタＱ1 の内部イン
ピーダンスが急激に低下して、出力信号Ｃの電圧と出力
端子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖf 未満になる。こ
のときには、１Ｖf より低下した誤差分に対応する比較
電圧値Ｐb が加えられる。これにより給電電力Ｄの電圧
を上昇させ、差電圧ＶD-C の目標値を１Ｖf とする制御
が行われる。そして、緩やかな入力信号Ｂのレベルの変
化に対しては、トランジスタＱ1 の内部インピーダンス
の変化に応じて、前記の１Ｖf 以上の場合と１Ｖf 以下
の場合に２つの制御が短時間に交互に行われて、図２
(e) に示すように、三角波の信号Ｓの複数のサイクルに
亘るパルス幅のパルスと短いパルス幅のパルスとが交互
に現れる。
大きく上昇したときには、トランジスタＱ1 の内部イン
ピーダンスが急激に低下して、出力信号Ｃの電圧と出力
端子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖf 未満になる。こ
のときには、１Ｖf より低下した誤差分に対応する比較
電圧値Ｐb が加えられる。これにより給電電力Ｄの電圧
を上昇させ、差電圧ＶD-C の目標値を１Ｖf とする制御
が行われる。そして、緩やかな入力信号Ｂのレベルの変
化に対しては、トランジスタＱ1 の内部インピーダンス
の変化に応じて、前記の１Ｖf 以上の場合と１Ｖf 以下
の場合に２つの制御が短時間に交互に行われて、図２
(e) に示すように、三角波の信号Ｓの複数のサイクルに
亘るパルス幅のパルスと短いパルス幅のパルスとが交互
に現れる。
【００３２】ところで、三角波の周波数としては、可聴
周波数の上限が一般的には２０ＫＨｚとされることや、
発振回路の調整の容易性や電力効率等を考慮して、１０
０ｋＨｚ〜５００ＫＨｚ程度の範囲がよい。なお、ここ
で、制御目標値とされる差電圧ＶD-C の１Ｖf （約０．
７Ｖ）は、アンプ３のトランジスタＱ1 が単段であるこ
とに対応して決められた値である。すなわち、アンプ３
への給電電力Ｄの電圧とアンプ３の出力信号Ｃの電圧の
差ＶD-C は、トランジスタＱ1 の応答性能等を損なわな
い値の中から、アンプ３が増幅動作を行うために必要と
する最小限の電圧であるコレクタ−エミッタ間のＯＮ時
電圧にできるだけ近い値として選択されている。したが
って、トランジスタＱ1 がダーリントントランジスタで
あれば、前記の差電圧ＶD-C は２Ｖｆ（約１．４Ｖ）と
される。具体的には、ダイオードＤ51，Ｄ52に対して、
もう１つのダイオードがさらに直列に挿入される。
周波数の上限が一般的には２０ＫＨｚとされることや、
発振回路の調整の容易性や電力効率等を考慮して、１０
０ｋＨｚ〜５００ＫＨｚ程度の範囲がよい。なお、ここ
で、制御目標値とされる差電圧ＶD-C の１Ｖf （約０．
７Ｖ）は、アンプ３のトランジスタＱ1 が単段であるこ
とに対応して決められた値である。すなわち、アンプ３
への給電電力Ｄの電圧とアンプ３の出力信号Ｃの電圧の
差ＶD-C は、トランジスタＱ1 の応答性能等を損なわな
い値の中から、アンプ３が増幅動作を行うために必要と
する最小限の電圧であるコレクタ−エミッタ間のＯＮ時
電圧にできるだけ近い値として選択されている。したが
って、トランジスタＱ1 がダーリントントランジスタで
あれば、前記の差電圧ＶD-C は２Ｖｆ（約１．４Ｖ）と
される。具体的には、ダイオードＤ51，Ｄ52に対して、
もう１つのダイオードがさらに直列に挿入される。
【００３３】アンプ５側に設けられた供給電力制御回路
４１の内部構成は、供給電力制御回路４０と同じであ
る。その出力端子６a が出力端子６に対応し、その供給
電力Ｄ’が供給電力Ｄに対応している。したがって、そ
の内部構成とその動作説明は省略する。
４１の内部構成は、供給電力制御回路４０と同じであ
る。その出力端子６a が出力端子６に対応し、その供給
電力Ｄ’が供給電力Ｄに対応している。したがって、そ
の内部構成とその動作説明は省略する。
【００３４】次に、このテーププレーヤの全体的な動作
を説明する。再生時には、オーディオ信号の記録された
テープ（図示せず）から、読出ヘッド１を介してオーデ
ィオ信号の読取信号Ａが得られる。この読出信号Ａに対
し信号再生処理回路２でオーディオ信号Ｂを得る。この
オーディオ信号Ｂは、アンプ３，５のトランジスタＱ1
，Ｑ4 とトランジスタＱ3 ，Ｑ2 とによってそれぞれ
プッシュプル増幅される。このとき、供給電力制御回路
４０からはオーディオ信号Ｂの基準レベルのうち上側の
半サイクルについて入力信号Ｂのレベルに応じた電流が
供給される。下側の半サイクルについては、アンプ５の
トランジスタＱ3から出力された電流がトランジスタＱ2
を介してシンクされる。これにより入力信号Ｂが電力
増幅されて出力信号Ｃ，Ｃ* が発生してこれによりスピ
ーカ４が駆動される。このとき、上側の半サイクルにつ
いては、アンプ３への給電電力Ｄの電圧とこのアンプ３
の出力信号Ｃの電圧との差電圧ＶD-C が、アンプ３の動
作に要する最小値に近い１Ｖf の値に維持されるように
制御されている。同様に下側の半サイクルについては、
アンプ５への給電電力Ｄ’の電圧とこのアンプ５の出力
信号Ｃ* の電圧との差電圧ＶD'-C* が、アンプ５の動作
に要する最小値に近い１Ｖf の値に維持されるように制
御されている。
を説明する。再生時には、オーディオ信号の記録された
テープ（図示せず）から、読出ヘッド１を介してオーデ
ィオ信号の読取信号Ａが得られる。この読出信号Ａに対
し信号再生処理回路２でオーディオ信号Ｂを得る。この
オーディオ信号Ｂは、アンプ３，５のトランジスタＱ1
，Ｑ4 とトランジスタＱ3 ，Ｑ2 とによってそれぞれ
プッシュプル増幅される。このとき、供給電力制御回路
４０からはオーディオ信号Ｂの基準レベルのうち上側の
半サイクルについて入力信号Ｂのレベルに応じた電流が
供給される。下側の半サイクルについては、アンプ５の
トランジスタＱ3から出力された電流がトランジスタＱ2
を介してシンクされる。これにより入力信号Ｂが電力
増幅されて出力信号Ｃ，Ｃ* が発生してこれによりスピ
ーカ４が駆動される。このとき、上側の半サイクルにつ
いては、アンプ３への給電電力Ｄの電圧とこのアンプ３
の出力信号Ｃの電圧との差電圧ＶD-C が、アンプ３の動
作に要する最小値に近い１Ｖf の値に維持されるように
制御されている。同様に下側の半サイクルについては、
アンプ５への給電電力Ｄ’の電圧とこのアンプ５の出力
信号Ｃ* の電圧との差電圧ＶD'-C* が、アンプ５の動作
に要する最小値に近い１Ｖf の値に維持されるように制
御されている。
【００３５】これにより、アンプ３，５での電力損失
は、この差電圧ＶD-C および差電圧ＶD'-C* に対応する
１Ｖf 程度の降下電圧になり、従来に較べてその消費電
力が低減される。電力供給ラインをスイッチングするた
めに発生する電力損失は、前記したように、トランジス
タＱ62のＯＮ時の抵抗によるものが主体であるが、ＯＮ
抵抗値は低いので、実際の消費電力は、低く抑えること
ができる。特に、トランジスタＱ62をスイッチングする
ＰＷＭ制御の駆動回路は、差動アンプ構成のＩＣ化回路
で構成できるためにその消費電力は、電力増幅段の前記
消費電力に比べて小さく抑えられる。
は、この差電圧ＶD-C および差電圧ＶD'-C* に対応する
１Ｖf 程度の降下電圧になり、従来に較べてその消費電
力が低減される。電力供給ラインをスイッチングするた
めに発生する電力損失は、前記したように、トランジス
タＱ62のＯＮ時の抵抗によるものが主体であるが、ＯＮ
抵抗値は低いので、実際の消費電力は、低く抑えること
ができる。特に、トランジスタＱ62をスイッチングする
ＰＷＭ制御の駆動回路は、差動アンプ構成のＩＣ化回路
で構成できるためにその消費電力は、電力増幅段の前記
消費電力に比べて小さく抑えられる。
【００３６】次に、供給電力制御回路４１を削除して供
給電力制御回路４０からアンプ３，５に共通に電力を供
給する例を図３に従って説明する。図３において、スピ
ーカ４、供給電力制御回路４０（検出回路５０、スイッ
チングレギュレーション回路６０、平滑回路７０）の構
成は、前記の実施例のものと同様であるが、図３では、
アンプ３は、出力段アンプ３２としてフィードバック回
路３１が設けられたものになっている。また、図９に示
すアンプ５は、出力段アンプ５２としてフィードバック
回路５３が設けられたものになっている。
給電力制御回路４０からアンプ３，５に共通に電力を供
給する例を図３に従って説明する。図３において、スピ
ーカ４、供給電力制御回路４０（検出回路５０、スイッ
チングレギュレーション回路６０、平滑回路７０）の構
成は、前記の実施例のものと同様であるが、図３では、
アンプ３は、出力段アンプ３２としてフィードバック回
路３１が設けられたものになっている。また、図９に示
すアンプ５は、出力段アンプ５２としてフィードバック
回路５３が設けられたものになっている。
【００３７】アンプ５２は、供給電力制御回路４０に検
出回路５５と出力端子６とを介して接続されている。検
出回路５５は、検出回路５０と同様な回路であり、検出
回路５０と並列に接続されている。また、検出回路５５
の電流源５６は、検出回路５０の電流源５１に対応する
回路である。検出回路５５は、給電電力Ｄの電圧と出力
信号電圧Ｃ* との差電圧ＶD-C'が１Ｖf より大きいか否
かに応じた値の検出信号Ｅ’を生成する。検出信号Ｅ’
は、検出信号ＥとワイヤードＯＲされて、スイッチング
レギュレーション回路６０のトランジスタＱ61に送出さ
れる。
出回路５５と出力端子６とを介して接続されている。検
出回路５５は、検出回路５０と同様な回路であり、検出
回路５０と並列に接続されている。また、検出回路５５
の電流源５６は、検出回路５０の電流源５１に対応する
回路である。検出回路５５は、給電電力Ｄの電圧と出力
信号電圧Ｃ* との差電圧ＶD-C'が１Ｖf より大きいか否
かに応じた値の検出信号Ｅ’を生成する。検出信号Ｅ’
は、検出信号ＥとワイヤードＯＲされて、スイッチング
レギュレーション回路６０のトランジスタＱ61に送出さ
れる。
【００３８】これにより、スイッチングレギュレーショ
ン回路６０におけるＰＷＭ制御が差電圧ＶD-C ばかりで
なく、アンプ３４側の差電圧ＶD-C*にも依存することに
なるが、個々のアンプ３２，５２への電流供給動作は、
トランジスタＱ1 とＱ3 のうち一方がＯＮしているとき
には、他方はＯＦＦ状態になっているので、問題はな
い。
ン回路６０におけるＰＷＭ制御が差電圧ＶD-C ばかりで
なく、アンプ３４側の差電圧ＶD-C*にも依存することに
なるが、個々のアンプ３２，５２への電流供給動作は、
トランジスタＱ1 とＱ3 のうち一方がＯＮしているとき
には、他方はＯＦＦ状態になっているので、問題はな
い。
【００３９】以上の実施例では、テーププレーヤにおけ
る再生信号を例に採って説明してきたが、これは、マイ
ク入力や放送受信入力等の他のオーディオ信号であって
もよい。このような場合には、信号再生処理回路は、出
力段アンプの前段に挿入されるプリアンプになる場合が
多い。
る再生信号を例に採って説明してきたが、これは、マイ
ク入力や放送受信入力等の他のオーディオ信号であって
もよい。このような場合には、信号再生処理回路は、出
力段アンプの前段に挿入されるプリアンプになる場合が
多い。
【００４０】また、増幅された信号がスピーカに送出さ
れる例について説明したが、この信号の出力先は、それ
に限定されるものではない。例えば、記録回路へその入
力として出力されたり、もっと大能力のパワーアンプへ
その入力として出力されてもよい。
れる例について説明したが、この信号の出力先は、それ
に限定されるものではない。例えば、記録回路へその入
力として出力されたり、もっと大能力のパワーアンプへ
その入力として出力されてもよい。
【００４１】検出回路５０のトランジスタＱ50，Ｑ55
は、ＮＰＮトランジスタであるが、これをＰＮＰトラン
ジスタとすることもできる。この場合には、エミッタ側
が出力信号Ｃを受け、ベース側が給電電力Ｄの電圧信号
を受ける。ところで、より多くの電流容量が必要なとき
には、給電電力Ｄの出力端子６と接地ＧＮＤと間のコン
デンサＣN を単なる高周波バイパス用のものではなく、
これより大きな容量の平滑コンデンサにすることもでき
る。
は、ＮＰＮトランジスタであるが、これをＰＮＰトラン
ジスタとすることもできる。この場合には、エミッタ側
が出力信号Ｃを受け、ベース側が給電電力Ｄの電圧信号
を受ける。ところで、より多くの電流容量が必要なとき
には、給電電力Ｄの出力端子６と接地ＧＮＤと間のコン
デンサＣN を単なる高周波バイパス用のものではなく、
これより大きな容量の平滑コンデンサにすることもでき
る。
【００４２】図４は、トランジスタＱ2 とＱ4 とグラン
ドとの間に供給電力制御回路４２，４３をそれぞれ設け
た図１に対応する実施例である。供給電力制御回路４
２，４３は、同様な構成の回路であって、供給電力制御
回路４０との相違は、単に、供給電力制御回路４０のＮ
ＰＮ（ＰＮＰ）トランジスタをＰＮＰ（ＮＰＮ）トラン
ジスタに入れ替え、コンパレータの入力側の端子を反対
に接続し、オペアンプの入力側の端子を反対に接続し
て、電源ラインＶccとグランドラインＧＮＤとを入れ換
えた回路である。５７は、その検出回路であって、検出
回路５０に対応している。ＮＰＮトランジスタＱ63は、
スイッチングトランジスタであって、ＰＮＰトランジス
タＱ62に対応している。アンプ６１a は、アンプ６１
に、コンパレータ６２a はコンパレータ６２に、三角波
発生回路６３a は三角波発生回路６３にそれぞれ対応し
ている。その動作は、極性が反転しているだけで、前記
と同様であるので、その詳細は割愛する。
ドとの間に供給電力制御回路４２，４３をそれぞれ設け
た図１に対応する実施例である。供給電力制御回路４
２，４３は、同様な構成の回路であって、供給電力制御
回路４０との相違は、単に、供給電力制御回路４０のＮ
ＰＮ（ＰＮＰ）トランジスタをＰＮＰ（ＮＰＮ）トラン
ジスタに入れ替え、コンパレータの入力側の端子を反対
に接続し、オペアンプの入力側の端子を反対に接続し
て、電源ラインＶccとグランドラインＧＮＤとを入れ換
えた回路である。５７は、その検出回路であって、検出
回路５０に対応している。ＮＰＮトランジスタＱ63は、
スイッチングトランジスタであって、ＰＮＰトランジス
タＱ62に対応している。アンプ６１a は、アンプ６１
に、コンパレータ６２a はコンパレータ６２に、三角波
発生回路６３a は三角波発生回路６３にそれぞれ対応し
ている。その動作は、極性が反転しているだけで、前記
と同様であるので、その詳細は割愛する。
【００４３】なお、図５に示す供給電力制御回路４０a
についても同様にコンパレータ６２とオペアンプ６７の
入力側の端子の接続を入れ換えて、電源ラインＶccとグ
ランドラインＧＮＤとを入れ換えた回路とすれば、供給
電力制御回路４２，４３と同様なものとして使用でき
る。
についても同様にコンパレータ６２とオペアンプ６７の
入力側の端子の接続を入れ換えて、電源ラインＶccとグ
ランドラインＧＮＤとを入れ換えた回路とすれば、供給
電力制御回路４２，４３と同様なものとして使用でき
る。
【００４４】図５は、図１の実施例と図４の実施例とを
組み合わせた実施例である。供給電力制御回路４０，４
１，４２，４３がそれぞれのトランジスタＱ1 〜Ｑ4 に
対応して独立に設けられている。供給電力制御回路４
０，４１，４２，４３の各コイルに流れる電流を還流さ
せるために、供給電力制御回路４２，４３の電流還流用
のフライフォイールダイオードを削除して、供給電力制
御回路４２のグランド側のコイルの端子を供給電力制御
回路４１のフライフォイールダイオードに接続し、供給
電力制御回路４３のグランド側のコイルの端子を供給電
力制御回路４０のフライフォイールダイオードに接続す
ることでトランジスタのスイッチングがＯＦＦしたとき
にコイルに流れる電流を還流させる。
組み合わせた実施例である。供給電力制御回路４０，４
１，４２，４３がそれぞれのトランジスタＱ1 〜Ｑ4 に
対応して独立に設けられている。供給電力制御回路４
０，４１，４２，４３の各コイルに流れる電流を還流さ
せるために、供給電力制御回路４２，４３の電流還流用
のフライフォイールダイオードを削除して、供給電力制
御回路４２のグランド側のコイルの端子を供給電力制御
回路４１のフライフォイールダイオードに接続し、供給
電力制御回路４３のグランド側のコイルの端子を供給電
力制御回路４０のフライフォイールダイオードに接続す
ることでトランジスタのスイッチングがＯＦＦしたとき
にコイルに流れる電流を還流させる。
【００４５】図６は、図５の実施例と図３の実施例とを
組み合わせた実施例である。ただし、各出力段アンプ
は、図３のような特別なフィードバック回路３１，５１
を有していない。検出回路５８は、検出回路５７と同じ
回路であって、これらの検出回路は、図３に示す検出回
路５５，５５と同様にワイヤドオアされている。
組み合わせた実施例である。ただし、各出力段アンプ
は、図３のような特別なフィードバック回路３１，５１
を有していない。検出回路５８は、検出回路５７と同じ
回路であって、これらの検出回路は、図３に示す検出回
路５５，５５と同様にワイヤドオアされている。
【００４６】図７は、プシュプル出力アンプ３，５のプ
ル側（シンク側）のトランジスタＱ2 ，Ｑ4 をそれぞれ
の半サイクルのタイミングにＯＮ状態に維持して動作さ
せる簡易型の実施例である。これは、図１における入力
段アンプ３a ，５a を差動増幅器３b ，５b にそれぞれ
換えたものであって、差動増幅器３b は、その(+) 入力
側に入力オーディオ信号Ｂ、その(-) 入力側にＶcc／２
の基準電圧が加えられて入力オーディオ信号Ｂの上側の
半サイクルだけ増幅して出力する。差動増幅器５b は、
その(-) 入力側に入力オーディオ信号Ｂ、その(+) 入力
側にＶcc／２の基準電圧が加えられて入力オーディオ信
号Ｂの下側の半サイクルだけ増幅して出力する。そし
て、コンパレータ４４は、その(+) 入力側に入力オーデ
ィオ信号Ｂ、その(-) 入力側にＶcc／２の基準電圧が加
えられて入力信号Ｂの上側の半サイクルに対応したパル
ス信号Ｔを発生する。信号Ｔは、トランジスタＱ4 のベ
ースに加えられる一方、インバータ４５で反転されてト
ランジスタＱ2 のベースに加えられる。
ル側（シンク側）のトランジスタＱ2 ，Ｑ4 をそれぞれ
の半サイクルのタイミングにＯＮ状態に維持して動作さ
せる簡易型の実施例である。これは、図１における入力
段アンプ３a ，５a を差動増幅器３b ，５b にそれぞれ
換えたものであって、差動増幅器３b は、その(+) 入力
側に入力オーディオ信号Ｂ、その(-) 入力側にＶcc／２
の基準電圧が加えられて入力オーディオ信号Ｂの上側の
半サイクルだけ増幅して出力する。差動増幅器５b は、
その(-) 入力側に入力オーディオ信号Ｂ、その(+) 入力
側にＶcc／２の基準電圧が加えられて入力オーディオ信
号Ｂの下側の半サイクルだけ増幅して出力する。そし
て、コンパレータ４４は、その(+) 入力側に入力オーデ
ィオ信号Ｂ、その(-) 入力側にＶcc／２の基準電圧が加
えられて入力信号Ｂの上側の半サイクルに対応したパル
ス信号Ｔを発生する。信号Ｔは、トランジスタＱ4 のベ
ースに加えられる一方、インバータ４５で反転されてト
ランジスタＱ2 のベースに加えられる。
【００４７】これにより、トランジスタＱ4 は、入力信
号Ｂの上側の半サイクルでＯＮし、トランジスタＱ2
は、入力信号Ｂの下側の半サイクルでＯＮする。その結
果、グランド側に設けられている供給電力制御回路４
２，４３が不要になる。トランジスタＱ2 ，Ｑ4 のＯＮ
抵抗は、比較的低いので、図５の場合とほぼ同様な低消
費電力を達成できる。
号Ｂの上側の半サイクルでＯＮし、トランジスタＱ2
は、入力信号Ｂの下側の半サイクルでＯＮする。その結
果、グランド側に設けられている供給電力制御回路４
２，４３が不要になる。トランジスタＱ2 ，Ｑ4 のＯＮ
抵抗は、比較的低いので、図５の場合とほぼ同様な低消
費電力を達成できる。
【００４８】図８は、プシュプル出力アンプ３，５のプ
ッシュ側（吐き出し側）のトランジスタＱ1 ，Ｑ3 をそ
れぞれの半サイクルのタイミングにＯＮ状態に維持して
動作させる簡易型の実施例である。トランジスタＱ1
は、入力信号Ｂの上側の半サイクルでＯＮし、トランジ
スタＱ3 は、入力信号Ｂの下側の半サイクルでＯＮす
る。その結果、電源側に設けられている供給電力制御回
路４０，４１が不要になる。供給電力制御回路４３は、
検出回路５７にワイヤドオアされた検出回路５８のみに
なっていて、供給電力制御回路４３も図６の実施例の場
合と同様に不要になっている。
ッシュ側（吐き出し側）のトランジスタＱ1 ，Ｑ3 をそ
れぞれの半サイクルのタイミングにＯＮ状態に維持して
動作させる簡易型の実施例である。トランジスタＱ1
は、入力信号Ｂの上側の半サイクルでＯＮし、トランジ
スタＱ3 は、入力信号Ｂの下側の半サイクルでＯＮす
る。その結果、電源側に設けられている供給電力制御回
路４０，４１が不要になる。供給電力制御回路４３は、
検出回路５７にワイヤドオアされた検出回路５８のみに
なっていて、供給電力制御回路４３も図６の実施例の場
合と同様に不要になっている。
【００４９】さらに、図３の実施例と図７の実施例とを
組み合わせた実施例も可能である。この場合には、供給
電力制御回路４１が不要になる。さらに、入力信号Ｂの
上側の半サイクルと下側の半サイクルとをそれぞれ差動
増幅器３b ，５b より前段で発生させれば、差動増幅器
３b ，５b を入力段アンプ３a ，５a に置き換えること
ができる。
組み合わせた実施例も可能である。この場合には、供給
電力制御回路４１が不要になる。さらに、入力信号Ｂの
上側の半サイクルと下側の半サイクルとをそれぞれ差動
増幅器３b ，５b より前段で発生させれば、差動増幅器
３b ，５b を入力段アンプ３a ，５a に置き換えること
ができる。
【００５０】
【発明の効果】この発明にあっては、アンプと電源ライ
ンあるいは接地ラインとの間に前記で説明してきたよう
な制御をする制御回路とスイッチング回路とを設けるこ
とにより、アンプへの給電電力がスイッチング制御によ
り生成され、アンプへの給電電力の電圧は、オーディオ
信号の電圧に応じてフィードバックがかかる。そこで、
給電電力の電圧とこのアンプの出力信号の電圧との電位
差を一定に維持するように動作させることができ、この
一定の電位差をアンプの動作に要する最低電圧か、それ
以上でも低い電圧の範囲で一定値に維持するようにする
ことができる。
ンあるいは接地ラインとの間に前記で説明してきたよう
な制御をする制御回路とスイッチング回路とを設けるこ
とにより、アンプへの給電電力がスイッチング制御によ
り生成され、アンプへの給電電力の電圧は、オーディオ
信号の電圧に応じてフィードバックがかかる。そこで、
給電電力の電圧とこのアンプの出力信号の電圧との電位
差を一定に維持するように動作させることができ、この
一定の電位差をアンプの動作に要する最低電圧か、それ
以上でも低い電圧の範囲で一定値に維持するようにする
ことができる。
【００５１】その結果、従来のように一定の電源電圧か
ら直接電圧降下させて出力信号を得たときの消費電力よ
りも消費電力が低くなる。一方、電源ラインＶccをスイ
ッチングするために発生するスイッチング回路とこれの
制御回路の和の電力損失は、スイッチングトランジスタ
のＯＮ抵抗が低く、常時発生するのではなく、スイッチ
ング時に過渡的に発生するものが主体となる。常時発生
していた従来のものに較べれば、極めて僅かなものであ
る。これによる消費電力の増加は、電力増幅段の電力消
費からみれば比較的小さなものである。このようなこと
は、接地側に制御回路とスイッチング回路が設けられた
場合もシンクする電圧の降下値が低下するので同様に消
費電力が低下する。したがって、全体として、オーディ
オ信号の増幅のために消費する電力損失を少なくするこ
とができる。これにより電力使用効率を向上させること
ができる。
ら直接電圧降下させて出力信号を得たときの消費電力よ
りも消費電力が低くなる。一方、電源ラインＶccをスイ
ッチングするために発生するスイッチング回路とこれの
制御回路の和の電力損失は、スイッチングトランジスタ
のＯＮ抵抗が低く、常時発生するのではなく、スイッチ
ング時に過渡的に発生するものが主体となる。常時発生
していた従来のものに較べれば、極めて僅かなものであ
る。これによる消費電力の増加は、電力増幅段の電力消
費からみれば比較的小さなものである。このようなこと
は、接地側に制御回路とスイッチング回路が設けられた
場合もシンクする電圧の降下値が低下するので同様に消
費電力が低下する。したがって、全体として、オーディ
オ信号の増幅のために消費する電力損失を少なくするこ
とができる。これにより電力使用効率を向上させること
ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、この発明のオーディオ装置をポータブ
ルカセットテーププレーヤに適用した一実施例のブロッ
ク図である。
ルカセットテーププレーヤに適用した一実施例のブロッ
ク図である。
【図２】図２は、図１における供給電力制御回路の動作
を説明するための波形図である。
を説明するための波形図である。
【図３】図３は、図１における２つの供給電力制御回路
を１つとして各出力段アンプに共通に電力を供給する一
実施例のブロック図である。
を１つとして各出力段アンプに共通に電力を供給する一
実施例のブロック図である。
【図４】図４は、供給電力制御回路をグランド側に設け
た図１の実施例に対応する実施例のブロック図である。
た図１の実施例に対応する実施例のブロック図である。
【図５】図５は、図１の実施例と図４の実施例とを組み
合わせた実施例のブロック図である。
合わせた実施例のブロック図である。
【図６】図６は、図４の実施例と図３の実施例とを組み
合わせた実施例のブロック図である。
合わせた実施例のブロック図である。
【図７】図７は、プシュプル出力アンプのプル側のトラ
ンジスタを入力信号に応じてＯＮさせる簡易回路の実施
例のブロック図である。
ンジスタを入力信号に応じてＯＮさせる簡易回路の実施
例のブロック図である。
【図８】図８は、プシュプル出力アンプのプッシュ側の
トランジスタを入力信号に応じてＯＮさせる簡易回路の
実施例のブロック図である。
トランジスタを入力信号に応じてＯＮさせる簡易回路の
実施例のブロック図である。
【図９】図９は、ＢＴＬ出力回路を用いたポータブルカ
セットテーププレーヤの説明図であり、(a) は、そのブ
ロック図、(b) は、その出力段トランジスタの消費電力
の説明図である。
セットテーププレーヤの説明図であり、(a) は、そのブ
ロック図、(b) は、その出力段トランジスタの消費電力
の説明図である。
１…読取ヘッド、２…信号再生処理回路、３，５…出力
段アンプ、 ４…スピーカ、６…出力端子、１０…ポータブルカセッ
トテーププレーヤ、 ３０…出力段回路、４０，４０a ，４１，４２，４３…
供給電力制御回路、 ４４，６２，６２a …コンパレータ、５０，５５，５
７，５８…検出回路、 ６０…スイッチングレギュレーション回路、６５…制御
電圧値発生回路、 ６１…アンプ、６２…コンパレータ、６３…三角波発生
回路、 ６６…スイッチング回路、７０…平滑回路、 Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ50，Ｑ61，Ｑ62，Ｑ63…トランジスタ、 Ｂ…オーディオ入力信号、Ｃ…オーディオ出力信号。
段アンプ、 ４…スピーカ、６…出力端子、１０…ポータブルカセッ
トテーププレーヤ、 ３０…出力段回路、４０，４０a ，４１，４２，４３…
供給電力制御回路、 ４４，６２，６２a …コンパレータ、５０，５５，５
７，５８…検出回路、 ６０…スイッチングレギュレーション回路、６５…制御
電圧値発生回路、 ６１…アンプ、６２…コンパレータ、６３…三角波発生
回路、 ６６…スイッチング回路、７０…平滑回路、 Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ50，Ｑ61，Ｑ62，Ｑ63…トランジスタ、 Ｂ…オーディオ入力信号、Ｃ…オーディオ出力信号。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 1/00 - 3/72
Claims (6)
- 【請求項１】オーディオ信号を受けてこれを増幅して出
力するプッシュプルの第１のアンプと、 前記オーディオ信号を受けてこれを反転増幅して出力す
るプッシュプルの第２のアンプと、 電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数
でスイッチング動作をして前記第１または第２のアンプ
に給電するスイッチング回路と、前記第１のアンプの出力信号 の電圧と前記給電する電力
の電圧との差を第１の差とし、前記第２のアンプの出力
信号の電圧と前記給電する電力の電圧との差を第２の差
とし、前記第１の差および第２の差のいずれかをトラン
ジスタのベース、エミッタ間に受けて受けた差の電圧に
応じて前記トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせＯＮのとき
とＯＦＦのときそれぞれに応じてそれぞれの検出信号を
発生する検出回路と、前記それぞれの検出信号に応じて
前記トランジスタがＯＮのときには前記スイッチング回
路のスイッチング期間を制御し前記トランジスタがＯＦ
Ｆのときには前記スイッチング回路のスイッチングをＯ
ＦＦ状態にさせて前記給電する電力が前記オーディオ信
号のレベルに対応して変化するように制御する制御回路
と、 を備え、前記第１のアンプの出力と前記第２のアンプの
出力とによりスピーカを駆動するオーディオ信号電力増
幅回路。 - 【請求項２】前記スイッチング回路は、前記第１および
第２のアンプに電力を給電するものであり、前記スイッ
チング期間は、制御電力を前記第１のアンプに給電する
ときには前記第１のアンプのプッシュ側の出力信号の電
圧と前記給電する電力の電圧との差が一定になるように
ＰＷＭ制御され、制御電力を前記第２のアンプに給電す
るときには前記第２のアンプのプッシュ側の出力信号の
電圧と前記給電する電力の電圧との差が一定になるよう
にＰＷＭ制御される請求項１記載のオーディオ信号電力
増幅回路。 - 【請求項３】オーディオ信号を受けてこれを増幅して出
力するプッシュプルの第１のアンプと、 前記オーディオ信号を受けてこれを反転増幅して出力す
るプッシュプルの第２のアンプと、 電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数
でスイッチング動作をして前記第１のアンプに給電する
第１のスイッチング回路と、前記第１のアンプの出力信号 の電圧と前記第１のアンプ
に給電する電力の電圧との差を第１のトランジスタのベ
ース、エミッタ間に受けて受けた差の電圧に応じて前記
第１のトランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせＯＮのときとＯ
ＦＦのときそれぞれに応じてそれぞれの検出信号を発生
する第１の検出回路と、この第１の検出回路の前記それ
ぞれの検出信号に応じて前記第１のトランジスタがＯＮ
のときには前記第１のスイッチング回路のスイッチング
期間を制御し前記第１のトランジスタがＯＦＦのときに
は前記第１のスイッチング回路のスイッチングをＯＦＦ
状態にさせて前記給電する電力が前記オーディオ信号の
レベルに対応して変化するように制御する第１の制御回
路と、 前記電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周
波数でスイッチング動作をして前記第２のアンプに給電
する第２のスイッチング回路と、前記第２のアンプの出力信号 の電圧と前記第２のアンプ
に給電する電力の電圧との差を第２のトランジスタのベ
ース、エミッタ間に受けて受けた差の電圧に応じて前記
第２のトランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせＯＮのときとＯ
ＦＦのときそれぞれに応じてそれぞれの検出信号を発生
する第２の検出回路と、この第２の検出回路の前記それ
ぞれの検出信号に応じて前記第２のトランジスタがＯＮ
のときには前記第２のスイッチング回路のスイッチング
期間を制御し前記第２のトランジスタがＯＦＦのときに
は前記第２のスイッチング回路のスイッチングをＯＦＦ
状態にさせて前記給電する電力が前記オーディオ信号の
レベルに対応して変化するように制御する第２の制御回
路と、 を備え、前記第１のアンプの出力と前記第２のアンプの
出力とによりスピーカを駆動するオーディオ信号電力増
幅回路。 - 【請求項４】オーディオ信号を受けてこれを増幅して出
力するプッシュプルの第１のアンプと、 前記オーディオ信号を受けてこれを反転増幅して出力す
るプッシュプルの第２のアンプと、 前記第１または第２のアンプから流出される電流を受け
て可聴周波数を超える周波数でスイッチング動作をして
前記電流をグランドへと流すスイッチング回路と、前記第１のアンプの出力信号 の電圧と前記第１のアンプ
から流出される電流信号の電圧との差を第１の差とし、
前記第２のアンプの出力信号の電圧と前記第２のアンプ
から流出される電流信号の電圧との差を第２の差とし、
前記第１の差および第２の差のいずれかをトランジスタ
のベース、エミッタ間に受けて受けた差の電圧に応じて
前記トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせＯＮのときとＯＦ
Ｆのときそれぞれに応じてそれぞれの検出信号を発生す
る検出回路と、前記それぞれの検出信号に応じて前記ト
ランジスタがＯＮのときには前記スイッチング回路のス
イッチング期間を制御し前記トランジスタがＯＦＦのと
きには前記スイッチング回路のスイッチングをＯＦＦ状
態にさせて前記流出される電流を前記オーディオ信号の
レベルに対応してグランドへシンクさせるように制御す
る制御回路と、 を備え、前記第１のアンプの出力と前記第２のアンプの
出力とによりスピーカを駆動するオーディオ信号電力増
幅回路。 - 【請求項５】オーディオ信号を増幅してこの増幅された
信号を負荷へ出力するオーディオ装置において、 前記オーディオ信号を受けて増幅する前段増幅回路と、 この前段増幅回路により増幅された前記オーディオ信号
を受けてこれを電力増幅して前記負荷へ出力するプッシ
ュプルの第１のアンプと、 前記前段増幅回路により増幅された前記オーディオ信号
を受けてこれを電力増幅して前記負荷へ出力するプッシ
ュプルの第２のアンプと、 電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数
でスイッチング動作をして前記第１および第２のアンプ
に給電するスイッチング回路と、前記第１のアンプの出力信号 の電圧と前記給電する電力
の電圧との差を第１の差とし、前記第２のアンプの出力
信号の電圧と前記給電する電力の電圧との差を第２の差
とし、前記第１の差および第２の差のいずれかをトラン
ジスタのベース、エミッタ間に受けて受けた差の電圧に
応じて前記トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせＯＮのとき
とＯＦＦのときそれぞれに応じてそれぞれの検出信号を
発生する検出回路と、前記それぞれの検出信号に応じて
前記トランジスタがＯＮのときには前記スイッチング回
路のスイッチング期間を制御し前記トランジスタがＯＦ
Ｆのときには前記スイッチング回路のスイッチングをＯ
ＦＦ状態にさせて前記給電する電力が前記オーディオ信
号のレベルに対応して変化するように制御する制御回路
と、 前記第１のアンプの出力と前記第２のアンプの出力との
間に設けられたスピーカとを備えるオーディオ装置。 - 【請求項６】オーディオ信号を増幅してこの増幅された
信号を負荷へ出力するオーディオ装置において、 前記オーディオ信号を受けて増幅する前段増幅回路と、 この前段増幅回路により増幅された前記オーディオ信号
を受けてこれを電力増幅して前記負荷へ出力するプッシ
ュプルの第１のアンプと、 前記前段増幅回路により増幅された前記オーディオ信号
を受けてこれを電力増幅して前記負荷へ出力するプッシ
ュプルの第２のアンプと、 前記第１および第２のアンプから流出される電流を受け
て可聴周波数を超える周波数でスイッチング動作をして
前記電流をグランドへと流すスイッチング回路と、前記第１のアンプの出力信号 の電圧と前記第１のアンプ
から流出される電流信号の電圧との差を第１の差とし、
前記第２のアンプの出力信号の電圧と前記第２のアンプ
から流出される電流信号の電圧との差を第２の差とし、
前記第１の差および第２の差のいずれかをトランジスタ
のベース、エミッタ間に受けて受けた差の電圧に応じて
前記トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせＯＮのときとＯＦ
Ｆのときそれぞれに応じてそれぞれの検出信号を発生す
る検出回路と、前記それぞれの検出信号に応じて前記ト
ランジスタがＯＮのときには前記スイッチング回路のス
イッチング期間を制御し前記トランジスタがＯＦＦのと
きには前記スイッチング回路のスイッチングをＯＦＦ状
態にさせて前記流出される電流を前記オーディオ信号の
レベルに対応してグランドへシンクさせるように制御す
る制御回路と、前記第１のアンプの出力と前記第２のア
ンプの出力との間に設けられたスピーカとを備えるオー
ディオ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05260794A JP3163408B2 (ja) | 1993-03-04 | 1994-02-28 | オーディオ信号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置 |
Applications Claiming Priority (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5-69381 | 1993-03-04 | ||
| JP6938193 | 1993-03-04 | ||
| JP6938093 | 1993-03-04 | ||
| JP5-69380 | 1993-03-04 | ||
| JP6938293 | 1993-03-04 | ||
| JP5-69382 | 1993-03-04 | ||
| JP05260794A JP3163408B2 (ja) | 1993-03-04 | 1994-02-28 | オーディオ信号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06314936A JPH06314936A (ja) | 1994-11-08 |
| JP3163408B2 true JP3163408B2 (ja) | 2001-05-08 |
Family
ID=27462794
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05260794A Expired - Fee Related JP3163408B2 (ja) | 1993-03-04 | 1994-02-28 | オーディオ信号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3163408B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US9425747B2 (en) | 2008-03-03 | 2016-08-23 | Qualcomm Incorporated | System and method of reducing power consumption for audio playback |
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-
1994
- 1994-02-28 JP JP05260794A patent/JP3163408B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06314936A (ja) | 1994-11-08 |
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