JP3223048B2

JP3223048B2 - オーディオ信号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置

Info

Publication number: JP3223048B2
Application number: JP20919494A
Authority: JP
Inventors: 圭西岡; 雅憲藤沢
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 1994-08-10
Filing date: 1994-08-10
Publication date: 2001-10-29
Anticipated expiration: 2016-10-29
Also published as: JPH0856127A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、オーディオ信号電力
増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置に関し、詳
しくは、音声や演奏音等からなるオーディオ信号を増幅
してＢＴＬ（Balanced Tranceformer Less）方式の出力
回路によりスピーカを駆動して音響を出力する、ラジオ
やカセットテーププレーヤ，ビデオテープレコーダ、ビ
デオカメラ、コンポーネントステレオ装置などのオーデ
ィオ信号を発生するような装置（これらを含めてここで
はオーディオ装置という）において、ＢＴＬの出力回路
の消費電力を低減しかつ大きな電流を供給したときの信
号歪みを低減することができるようなスイッチングレギ
ュレータを増幅器の一部に用いるオーディオ信号電力増
幅回路およびこれを用いる携帯用のオーディオ装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】図６(a) にＢＴＬ出力回路を用いたオー
ディオ装置の例として従来のポータブルカセットテープ
プレーヤの信号再生系の回路を簡単なブロック図で示
す。１は読取ヘッド、２は、ヘッドアンプ、イコライザ
回路等を含む信号再生処理回路、３は正相側（非反転出
力側）の出力段アンプ、４は負荷としてのスピーカ、そ
して、５は、逆相側（反転出力側）の出力段アンプであ
る。

【０００３】再生時には、オーディオ信号が記録された
テープ（図示せず）から、読出ヘッド１を介して入力オ
ーディオ信号として読出信号Ａが得られる。この読出信
号Ａが信号再生処理回路２に入力されて、録音時の高周
波バイアス成分が除去され、イコライジング処理などが
施されて、オーディオ信号Ｂが再生される。再生された
オーディオ信号Ｂは、最終的に出力段アンプ３，５にそ
れぞれ加えられて増幅される。入力信号Ｂは、それぞれ
の出力段アンプにおいて出力信号Ｃ，Ｃ* となり、これ
ら出力によりスピーカ４が駆動される。その結果、スピ
ーカ４から再生音が発生する。

【０００４】通常、トランジスタのアンプ３，５は、そ
れぞれの入力段に一対の信号を生成する入力段アンプ３
a ，５a を有する。オーディオ信号Ｂは、入力段アンプ
３aにより増幅されて相互に位相が１８０゜相違する一
対の信号にされる。これら信号が出力段アンプを構成す
るプシュプルトランジスタＱ1 ，Ｑ2 で増幅されて、出
力信号Ｃとして電力増幅される。また、オーディオ信号
Ｂは、入力段アンプ５a により反転増幅されて同様にプ
シュプルトランジスタＱ3 ，Ｑ4 で増幅されて、出力信
号Ｃ* として電力増幅される。

【０００５】出力段アンプ３を例としてその電力増幅に
ついて詳述すると、入力信号Ｂに応じて出力段アンプ３
へ給電する電源ラインＶccの電圧がトランジスタＱ1 で
出力信号Ｃの電圧まで降下される。言い替えれば、トラ
ンジスタＱ1 の内部インピーダンスによる降下電圧の量
がオーディオ信号Ｂの波形に応じて変化する結果として
出力信号Ｃが生成される。ことき、トランジスタＱ1
は、電源ラインＶccの電圧と出力信号Ｃの電圧との差電
圧を受け持つ。その結果として、トランジスタＱ1 は、
前記差電圧分の電力を消費する。

【０００６】なお、出力段アンプの構成は、説明の都合
上、図では出力トランジスタＱ1 ，Ｑ2 だけの簡単な回
路にしているが、実際の回路としては、ドライブ回路等
の周辺回路が加わっていてもよい。そして、以上のこと
は、出力段アンプ５についても同様である。特に、ＢＴ
Ｌ回路の場合には、通常、入力段アンプ３a ，５a が差
動増幅回路で構成されていて、アンプ３，５の出力端子
から入力段差動アンプ３a ，５a の基準電圧（Ｖcc／２
の電圧，Ｖccは電源電圧）が加えられる反転入力側へネ
ガティブフィードバックがかけられているが、発明には
直接関係していないので図ではそれが省略されている。

【０００７】ここで、ＢＴＬ出力段アンプ３，５の動作
を詳述すると、オーディオ信号Ｂの電圧値が基準電圧
（Ｖcc／２）より上にあるときには、入力段アンプ３a
の出力により電源側トランジスタＱ1 が能動状態にされ
接地側トランジスタＱ2 が遮断状態にされる。さらに入
力段アンプ５a の出力により電源側トランジスタＱ3 が
遮断状態にされ接地側トランジスタＱ4 が能動状態にさ
れる。そして、オーディオ信号Ｂの電圧値に応じた電流
が電源ラインＶccからトランジスタＱ1 を経てスピーカ
４，トランジスタＱ4 ，グランドへと流れる。

【０００８】オーディオ信号Ｂの電圧値が基準電圧より
下にあるときには、トランジスタのＯＮ，ＯＦＦ関係が
前記と逆になり、オーディオ信号Ｂの電圧値に応じた電
流が電源ラインＶccからトランジスタＱ3 ，スピーカ
４，トランジスタＱ2 ，グランドへと流れる。オーディ
オ信号Ｂの電圧値が基準電圧にあるときには、各トラン
ジスタはＯＦＦ状態にある。このときには前記の入力段
アンプ３a ，５a へのネガティブフィードバックによ
り、各アンプ３，５の出力端子はＶcc／２になる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】このように、互いに逆
相で動作する一対の出力段アンプ３，５を設けてＢＴＬ
動作をさせたときの各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，
Ｑ4 で消費される電力を図６(b) の斜線で示す。なお、
図では各トランジスタが消費する電力を斜線の方向を換
えることでそれぞれの斜線の範囲で示している。斜線で
示す出力トランジスタの降下電圧による電力は、パワー
増幅用のトランジスタによって熱として放散される。こ
のため、電力損失が大きいパワートランジスタが必要に
なる。ここで大きな電力が消費されるので、ＢＴＬ出力
回路で出力信号Ｃ，Ｃ* を生成する場合の電力効率はよ
くない。

【００１０】このことは、特に、限られた電力のバッテ
リーで動作する携帯形のオーディオ装置では、装置の動
作時間が電力使用効率によって左右されることになるの
で問題になる。しかも、この種の装置では、長時間動作
可能なことが製品価値として極めて重要である。そこ
で、できるだけ消費電力の少ない装置であることが要請
されている。このような問題を解決するために、出願人
は、出力段のアンプの内部インピーダンスの変化に応じ
てスイッチングレギュレータを動作させて電力供給を行
うＢＴＬのオーディオ装置を「特願平６−５２６０７号
（特開平６−３１４９３６）」として出願している。

【００１１】その図３の実施例では、電流供給側のスイ
ッチングレギュレータをＢＴＬ動作をする電源側のトラ
ンジスタに共通に設けている。また、前記実施例の７図
を図５として示すが、この図５の増幅回路では、ＢＴＬ
動作の電源側およびグランド側の各トランジスタに対応
させてそれぞれスイッチングレギュレータを設けてい
る。前者の実施例では、スイッチングレギュレータ回路
を低減して消費電力の低減を図るのに有利であり、後者
の実施例は、プッシュ側およびプル側のトランジスタの
動作に対応させてそれぞれ独立にスイッチングレギュレ
ーションをさせることにより電源側，グランド側の信号
変化に追従してそれぞれにおいて消費電力の低減ができ
る利点がある。なお、図５において、４０，４１，４
２，４３は、スイッチングレギュレーションによる供給
電力制御回路である。給電力制御回路４０，４１，４
２，４３は、それぞれのプッシュ側およびプル側のトラ
ンジスタＱ1 〜Ｑ4 に対応して独立に設けられている。
この回路では、供給電力制御回路４０，４１，４２，４
３の各コイルに流れる電流を還流させるために、供給電
力制御回路４２，４３の電流還流用のフライフォイール
ダイオードを削除して、供給電力制御回路４２のグラン
ド側のコイルの端子を供給電力制御回路４１のフライフ
ォイールダイオードに接続し、供給電力制御回路４３の
グランド側のコイルの端子を供給電力制御回路４０のフ
ライフォイールダイオードに接続することでトランジス
タのスイッチングがＯＦＦしたときにコイルに流れる電
流を還流させている。

【００１２】しかし、電源側，グランド側（プッシュ側
トランジスタ，プル側トランジスタ）を独立にスイッチ
ングレギュレーション制御をすると、電源側のスイッチ
ングレギュレータのスイッチングトランジスタとグラン
ド側のレギュレータのスイッチングトランジスタとのＯ
Ｎタイミングがずれて、大きな電力を供給する時に信号
歪みが発生し易い。電源側，グランド側のスイッチング
の同期を採るために、電源側あるいはグランド側の一方
のレギュレータのスイッチング制御信号で同時に電源
側，グランド側のスイッチングレギュレーションを行う
ことも考えられるが、電源側，グランド側が相互に位相
反転した信号とはいっても動作遅れやスピーカを経た後
の信号を扱うので大きな電流供給時には、同様な歪みの
問題が発生する。この発明は、このような従来技術ある
いは先行技術の問題点を解決するものであって、大きな
電力を供給するときの信号歪みを低減したオーディオ信
号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置を提
供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るこの発明のオーディオ信号電力増幅回路およびこれを
用いるオーディオ装置の特徴は、オーディオ信号を受け
てこれを増幅して出力するプッシュプルの第１の出力段
アンプと、オーディオ信号を受けてこれを反転増幅して
出力するプッシュプルの第２の出力段アンプと、電源ラ
インから電力を受けて可聴周波数を超える周波数でスイ
ッチング動作をして第１または第２の出力段アンプに給
電する第１のスイッチング回路と、第１または第２の出
力段アンプからグランド側へと流出される電流を受けて
可聴周波数を超える周波数でスイッチング動作をして電
流をグランドへと流す第２のスイッチング回路と、第１
の出力段アンプの出力信号の電圧と給電する電力の電圧
との差を第１の差とし、第２の出力段アンプの出力信号
の電圧のいずれかの電圧と給電する電力の電圧との差を
第２の差とし、第１の差および第２の差のいずれかを第
１のトランジスタのベース、エミッタ間に受けて受けた
差の電圧に応じて第１のトランジスタをＯＮ／ＯＦＦさ
せＯＮのときとＯＦＦのときそれぞれに応じてそれぞれ
の検出信号を発生する第１の検出回路と、この第１の検
出回路のそれぞれの検出信号に応じて第１のトランジス
タがＯＮのときには検出信号に応じて発生させた比較レ
ベルが所定の第１の三角波のレベルと比較されることに
より給電する電力がオーディオ信号のレベルに対応して
変化するように第１のスイッチング回路のスイッチング
期間を制御し第１のトランジスタがＯＦＦのときには検
出信号により第１のスイッチング回路のスイッチングを
ＯＦＦ状態にさせて給電する電力がオーディオ信号のレ
ベルに対応して変化するように制御する第１の制御回路
と、第１の出力段アンプの出力信号の電圧と第１の出力
段アンプからグランド側へと流出される電流信号の電圧
との差を第３の差とし、第２の出力段アンプの出力信号
の電圧と第２の出力段アンプからグランド側へと流出さ
れる電流信号の電圧との差を第４の差とし、第３の差お
よび第４の差のいずれかを第２のトランジスタのベー
ス、エミッタ間に受けて受けた差の電圧に応じて第２の
トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせＯＮのときとＯＦＦの
ときそれぞれに応じてそれぞれの検出信号を発生する第
２の検出回路と、この第２の検出回路のそれぞれの検出
信号に応じて第２のトランジスタがＯＮのときには第２
の検出回路の検出信号に応じて発生させた比較レベルが
所定の第２の三角波のレベルと比較されることによりグ
ランド側へ環流させる電力がオーディオ信号のレベルに
対応して変化するように第２のスイッチング回路のスイ
ッチング期間を制御し第２のトランジスタがＯＦＦのと
きには第２の検出回路の検出信号により第２のスイッチ
ング回路のスイッチングをＯＦＦ状態にさせてグランド
側へと流出される電流信号によるグランドへ流出させる
電力がオーディオ信号のレベルに対応して変化するよう
に制御する第２の制御回路とを備えていて、第１および
第２の三角波のタイミングが実質的に等しく、第１の出
力段アンプの出力と第２の出力段アンプの出力とにより
スピーカを駆動するものである。

【００１４】

【作用】第１または第２のプッシュプル出力段アンプと
電源ライン、そしてグランドラインとの間に前記のよう
な制御をする制御回路とスイッチング回路とをそれぞれ
設け、それぞれの制御回路の三角波のタイミングをほぼ
等しくなるように揃えることにより、出力段アンプへの
プッシュ側への給電電力とプル側からグランドへの環流
電力がスイッチング制御により調整され、スイッチング
制御のＯＮ／ＯＦＦタイミングが同期してほぼ同時にな
される。

【００１５】そこで、大きな電力を供給する際には、電
源側，グランド側のスイッチング回路の同期ずれにより
発生する信号歪みが低減される。しかも、出力段アンプ
への給電電力の電圧とグランドへと戻る環流電流の電圧
は、それぞれオーディオ信号の電圧に応じて独立にフィ
ードバックがかかる。そこで、給電電力の電圧と環流電
流の電圧とは、この出力アンプの出力信号の電圧との電
位差を一定に維持するようにそれぞれ動作させることが
できる。そこで、この一定の電位差を出力段アンプの動
作に要する最低電圧か、それ以上でも低い電圧の範囲で
一定値に維持するようにすることができる。これにより
従来のように一定の電源電圧から直接電圧降下させて出
力信号を得たときの消費電力よりも消費電力が低くな
る。しかも、前記の一定電圧の制御は、差の電圧を検出
回路のトランジスタのベースとエミッタ間に受けてこれ
のＯＮ／ＯＦＦを利用してＯＮのときと、さらにＯＦＦ
のときとでそれぞれにおいて検出信号を発生することで
行われる。このことで、トランジスタのベースとエミッ
タ間の１Ｖｆの電圧を基準としてこれにあるいはこれに
近い電圧に維持されるように出力電圧と供給電圧の差を
制御することができる。また、検出回路のトランジスタ
がＯＦＦのときにはスイッチング回路のスイッチングを
ＯＦＦ状態にさせることでプッシュ側の制御とプル側の
制御を簡単な回路で切り離すことができ、低電圧駆動に
適し、制御回路全体が簡単な回路になる。

【００１６】なお、この発明では、電力供給ラインのス
イッチングが可聴周波数を超える速いタイミングで行わ
れる。これにより、たとえ、スイッチングに起因する歪
み成分が増幅されたオーディオ信号に含まれていたとし
ても、この成分は最終的には聞き取られることがない。
よって、実用上、オーディオ信号の質を損なうことがな
く、オーディオ装置としての性能を維持することができ
る。

【００１７】

【実施例】図１において、出力段回路３０は、ポータブ
ルカセットテーププレーヤ１０の出力段増幅回路であっ
て、図６のアンプ３，５に対して電力を供給する供給電
力制御回路４０，４１がそれぞれ、それぞれのアンプ対
応に設けられている。そして、グランド側には、図５の
供給電力制御回路４２，４３に対応する供給電力制御回
路４２ａ，４３ａが設けられている。なお、供給電力制
御回路４２ａ，４３ａは、供給電力を制御する回路と言
っても、それは、グランドへ環流してくる電流の電力で
あり、通常の、電源から負荷へ供給する電力制御ではな
い。グランドへ電力を戻す意味での制御であるが、グラ
ンドへ供給する電力を制御する点でここではこれも供給
電力制御回路と呼ぶ。また、入力段アンプ３a ，５a の
反転入力側にネガティブフィードバックがかけられてい
るが、図では、それが省略されている。また、図６と同
一の構成は同一の符号を付してある。したがって、説明
は割愛する。また、図示はしていないが、電源ラインＶ
ccは、携帯用のオーディオ装置として、電池の＋側の出
力電力ラインに接続されている。

【００１８】供給電力制御回路４０は、ＰＷＭ（パルス
ワイドモジュレーション）の制御により出力電力を、こ
の電力の電圧がオーディオ信号の出力信号の電圧に対し
て一定値に維持されるようにスイッチングレギュレーシ
ョンする電力制御回路である。供給電流の制御は、入力
信号の信号レベルに応じて決定される出力トランジスタ
Ｑ1 の内部インピーダンスの変化に応じて行われる。そ
のために、出力電力の電圧と出力信号Ｃの電圧とを検出
する。そして、これらの差に対応する電力をトランジス
タＱ1 に供給して、トランジスタＱ1 の出力側と電力供
給端子との間の電位差が一定になるように制御する。こ
れにより同時に、入力信号（あるいは出力信号）に応じ
た電力が供給される。この回路４０は、検出回路５０、
スイッチングレギュレーション回路６０、そして平滑回
路７０からなる。なお、点線で示すコンデンサＣN は、
高周波信号をバイパスさせるためのものであり、その容
量は、２０００Ｐ程度である。このコンデンサは原理的
には不要である。

【００１９】スイッチングレギュレーション回路６０
は、電源ラインＶccとアンプ３への電力供給端子（出力
端子６）との間に挿入された回路である。これは、制御
電圧値発生回路６５とスイッチング回路６６とからな
る。制御電圧値発生回路６５は、トランジスタＱ61とア
ンプ６１とを有していて、スイッチング制御のための制
御電圧値を発生する。スイッチング回路６６は、コンパ
レータ６２とＰＮＰ形のスイッチングトランジスタＱ6
2、そして三角波発生回路６３とからり、電源ラインＶc
cに接続される電力供給ラインをトランジスタＱ62によ
りＯＮ／ＯＦＦして、その結果得られる電力を平滑回路
７０を介して出力端子６に送出する。それが出力端子６
に発生する、アンプ３に対する給電電力Ｄになる。な
お、三角波発生回路６３の出力は、グランド側のスイッ
チングレギュレーションを行う供給電力制御回路４３ａ
に送出されている。

【００２０】供給電力制御回路４０の制御により出力端
子６の電圧は、出力信号Ｃのレベルに追従して変動する
ことになるが、この出力端子６とトランジスタＱ1 の出
力信号の出力端子との電位差が一定に維持されること
で、前述したように、トランジスタＱ1 での消費電力は
低減される。すなわち、ここでは、出力信号Ｃの信号レ
ベルが低いときには、それに応じて出力端子６の電圧も
低くなる。出力信号Ｃの信号レベルが高いときには、そ
れに応じて出力端子６の電圧も高くなる。

【００２１】供給電力制御回路４０とトランジスタＱ1
との全消費電力が、従来のトランジスタＱ1 による消費
電力より少なくなければならない。これは、スイッチン
グ周波数を高い周波数に選択すること、例えば、５０ｋ
Ｈｚ〜８００ｋＨｚ程度の高い周波数にすること、そし
て出力端子６とトランジスタＱ1 の出力信号の出力端子
との電位差を、従来の電源ラインＶccからの平均的な電
圧降下よりも低い一定の電圧に維持することで達成でき
る。これにより、従来のトランジスタＱ1 における電源
電圧Ｖccからの電圧降下により発生する平均的な消費電
力より小さく抑えられる。

【００２２】さて、先に説明したように、アンプ３は、
オーディオ信号Ｂを受け、これをトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 でプッシュプル増幅してパワー増幅し、増幅された出
力信号Ｃを生成する。検出回路５０は、ベース−エミッ
タ間を検出端子とするＮＰＮトランジスタＱ50を主体と
して構成されている。その検出信号Ｅは、スイッチング
レギュレーション回路６０のトランジスタＱ61に出力さ
れてトランジスタＱ62をＯＮ／ＯＦＦさせる。トランジ
スタＱ50は、給電電力Ｄの電圧をそのエミッタに受け、
そのベースには、アンプ３から出力される出力信号Ｃの
電圧を順方向接続のダイオードＤ51，Ｄ52を介して受け
る。その結果、検出回路５０の検出動作は、給電電力Ｄ
の電圧と出力信号Ｃの電圧との差電圧ＶD-C が１Ｖf
（ベース・エミッタ間の順方向降下電圧、本発明におけ
る所定の電圧値に対応）より大きいか否か（所定の電圧
値との差）に応じて異なってくる。

【００２３】この差電圧ＶD-C が１Ｖf 以下のときには
トランジスタＱ50がＯＮする。これにより、差電圧１Ｖ
f −ＶD-C の検出信号Ｅ（＝誤差電圧）に応じた電流を
トランジスタＱ61に加える。トランジスタＱ61は、この
誤差電圧に応じてそれを増幅した電圧を分圧電圧Ｆ（後
述）として発生する。一方、差電圧ＶD-C が１Ｖf を越
えたときには、トランスタＱ50はＯＦＦする。これによ
り一定電圧（＝Ｖcc）の検出信号Ｅが発生する。なお、
５１は、ダイオードＤ51，Ｄ52をＯＮ状態に維持するた
めの定電流源であり、出力信号Ｃから２×１Ｖf （＝２
Ｖf ）高い基準信号ＧをトランジスタＱ50のベースに発
生する。

【００２４】制御電圧値発生回路６５は、検出回路５０
の検出信号Ｅを受けてコンパレータ６２に対する比較電
圧値Ｐを発生する。これは、検出回路５０からの検出信
号Ｅを受けてトランジスタＱ61がＯＮしたときに、言い
替えれば、出力信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄ
の電圧の差が１Ｖf 以下になったときに、電源ラインＶ
ccの電圧と出力信号Ｃの電圧との間の電圧値を、直列接
続の抵抗回路Ｒ62，Ｒ63の接続点Ｎに分圧電圧Ｆとして
発生する。アンプ６１は、この分圧電圧Ｆを受けて、こ
れと基準信号Ｇの電圧との差分の信号を増幅して前記の
比較電圧値Ｐを発生する。そして、これをコンパレータ
６２の(-) 入力（基準端子側）に出力する。検出回路５
０からの検出信号Ｅを受けてトランジスタＱ61がＯＦＦ
したときには、すなわち、出力信号Ｃの電圧と出力端子
６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖfを越えたときには、
出力信号Ｃと基準信号Ｇとの差の電圧（＝２Ｖf ）がア
ンプ61により増幅されることで比較電圧値Ｐが発生す
る。これは、一定値（後述するように、三角波の信号レ
ベルより低い値）になる。

【００２５】コンパレータ６２は、(+) 入力に周波数が
可聴周波数を超える一定周波数の三角波の信号Ｓを三角
波発生回路６３から受ける。そして、比較電圧値Ｐの電
圧と信号Ｓの電圧とを比較して信号Ｓの電圧が比較電圧
値Ｐの電圧を越えているときにはＰＮＰトランジスタＱ
62をＯＦＦさせるＨＩＧＨレベルの信号を駆動パルスＨ
として出力する。この駆動パルスＨは、トランジスタＱ
62に加えられる。ただし、ここでの三角波の信号Ｓは、
その振幅基準がオーディオ信号Ｂの振幅変化に対応する
基準信号Ｇの電圧を基準とするものであり、コンパレー
タ６２に入力される前に基準信号Ｇと信号Ｓとが合成回
路６４で合成される。

【００２６】平滑回路７０は、スイッチング回路６６の
トランジスタＱ62の出力に接続されていてその出力電力
を平滑化する。この回路は、トランジスタＱ62の出力と
アンプ３への電力供給ライン（出力端子６）との間に直
列に挿入されたコイルＬ７０を主体とする回路である。
このコイルＬ７０を介することで、スイッチングされた
電力が平滑化され、平滑化された給電電力Ｄが出力端子
６に発生する。なお、コイルＬ７０の入力端と接地ＧＮ
Ｄ間にはフライホイールダイオードが接続されている。
このダイオードによりコイルＬ７０に流れる電流の還流
路が形成される。これにより電力供給ラインがスイッチ
ングトランジスタＱ62により遮断されているときにコイ
ルＬ７０に蓄えられたエネルギーが慣性電流としてアン
プ３側に供給されてコイルＬ７０へと戻る。

【００２７】次に、給電電力Ｄとアンプ３の出力信号Ｃ
との差電圧ＶD-C をほぼ１Ｖf に制御するスイッチング
レギュレーション回路６０の動作について説明する。図
２に示すように、コンパレータ６２は、その一方の入力
信号に、出力信号Ｃの電圧に応じて変化する基準信号Ｇ
を基準とした三角波の信号Ｓ（図２(a) ，(c) 参照）が
入力され、他方には、比較電圧値Ｐが入力される。差電
圧ＶD-C が１Ｖf 以下のときには、図２(a) に示すよう
に、コンパレータ６２は、三角波の信号レベル（波形
Ｓ）とアンプ６１の出力信号（波形Ｐ）のレベルとの比
較の結果に応じた二値の駆動パルスＨ（図２(b) のＨ参
照）を発生してこれによりトランジスタＱ62をＯＮ／Ｏ
ＦＦさせる。ここで、信号Ｐの前半のレベルＰa は、基
準信号Ｇより下にある。これは、差電圧ＶD-C が１Ｖf
より少し下に維持されていてほぼ１Ｖf になっている状
態である。信号Ｐの後半のレベルＰb は、基準信号Ｇよ
り上にある。このときには、差電圧ＶD-C が１Ｖf より
低くなったときである。このときには、給電電力Ｄの量
を増加するように、駆動パルスＨがＨＩＧＨレベルにあ
る期間が短くなっている。これにより給電電力Ｄが増加
してその電圧が上昇して差電圧ＶD-C が１Ｖf になるよ
うに制御される。

【００２８】これにより、差電圧ＶD-C が１Ｖf 以下あ
るときには、この差を１Ｖf にほぼ一致させるような方
向に比較電圧値Ｐのレベルが変化して、この変化に応じ
た電流がアンプ３へ供給される。そして、差電圧ＶD-C
がほぼ１Ｖf になる。すなわち、比較電圧値Ｐと三角波
Ｓとの比較結果に応じたＰＷＭが行われ、スイッチング
トランジスタＱ62が駆動パルスＨによりＯＮ／ＯＦＦが
制御される。そして、このような制御は検出信号Ｅの値
に応じて行われる。

【００２９】出力信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力
Ｄの電圧の差が１Ｖf 越えたのときには、トランジスタ
Ｑ50がＯＦＦする。検出電圧Ｅは、このときに電源電圧
Ｖccになる。そこで、トランジスタＱ61がＯＦＦし、２
Ｖf の差の電圧が発生する。その結果、比較電圧値Ｐ
は、図２(c) に示すＰc のレベルになり、基準信号Ｇよ
り２Ｖf 低い一定の電圧がコンパレータ６２に加えられ
る。その結果、図２(d)の波形Ｈで示すようなＨＩＧＨ
レベルに維持された駆動パルスＨが発生してスイッチン
グのトランジスタＱ62をＯＦＦ状態にさせる。その結
果、差電圧ＶD-C がほぼ１Ｖf に一致するようにアンプ
３への電力供給が行われて、比較電圧値Ｐは、Ｐa のレ
ベルまで復帰することになる。なお、比較電圧値Ｐの前
記Ｐa のレベルは、抵抗Ｒ62，Ｒ63の値により決定さ
れ、選択可能である。また、比較電圧値Ｐの前記Ｐc の
レベルは、三角波の振幅との関係で決定され、これも選
択可能である。また、比較電圧値Ｐのレベルの変化に対
する応答速度は、オーディオ信号の変化に対しては十分
速いものであり、回路の設計上で選択可能である。

【００３０】具体的な動作としては、例えば、入力信号
Ｂの電圧レベルが大きく低下したときには、トランジス
タＱ1 の内部インピーダンスが急激に上昇して、出力信
号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖ
f を越える。このことで比較電圧値Ｐは、Ｐc で示すよ
うに三角波Ｓよりも下側のレベルになり、コンパレータ
６２の駆動パルスＨは、ＨＩＧＨレベルに維持されてト
ランジスタＱ62は、ＯＦＦ状態に維持される。出力信号
Ｃと出力端子６の給電電力Ｄの電圧との差が１Ｖf 近傍
になるまで、このような制御が行われる続ける。

【００３１】また、例えば、入力信号Ｂの電圧レベルが
大きく上昇したときには、トランジスタＱ1 の内部イン
ピーダンスが急激に低下して、出力信号Ｃの電圧と出力
端子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖf 未満になる。こ
のときには、１Ｖf より低下した誤差分に対応する比較
電圧値Ｐb が加えられる。これにより給電電力Ｄの電圧
を上昇させ、差電圧ＶD-C の目標値を１Ｖf とする制御
が行われる。そして、緩やかな入力信号Ｂのレベルの変
化に対しては、トランジスタＱ1 の内部インピーダンス
の変化に応じて、前記の１Ｖf 以上の場合と１Ｖf 以下
の場合に２つの制御が短時間に交互に行われて、図２
(e) に示すように、三角波の信号Ｓの複数のサイクルに
亘るパルス幅のパルスと短いパルス幅のパルスとが交互
に現れる。

【００３２】ところで、三角波の周波数としては、可聴
周波数の上限が一般的には２０ＫＨｚとされることや、
発振回路の調整の容易性や電力効率等を考慮して、１０
０ｋＨｚ〜５００ＫＨｚ程度の範囲がよい。なお、ここ
で、制御目標値とされる差電圧ＶD-C の１Ｖf （約０．
７Ｖ）は、アンプ３のトランジスタＱ1 が単段であるこ
とに対応して決められた値である。すなわち、アンプ３
への給電電力Ｄの電圧とアンプ３の出力信号Ｃの電圧の
差ＶD-C は、トランジスタＱ1 の応答性能等を損なわな
い値の中から、アンプ３が増幅動作を行うために必要と
する最小限の電圧であるコレクタ−エミッタ間のＯＮ時
電圧にできるだけ近い値として選択されている。したが
って、トランジスタＱ1 がダーリントントランジスタで
あれば、前記の差電圧ＶD-C は２Ｖｆ（約１．４Ｖ）と
される。具体的には、ダイオードＤ51，Ｄ52に対して、
もう１つのダイオードがさらに直列に挿入される。

【００３３】アンプ５側に設けられた供給電力制御回路
４１の内部構成は、供給電力制御回路４０と同じであ
る。その出力端子６a が出力端子６に対応し、その供給
電力Ｄ’が供給電力Ｄに対応している。したがって、そ
の内部構成とその動作説明は省略する。なお、供給電力
制御回路４１に設けられた三角波発生回路の出力は、供
給電力制御回路４２ａに送出される。

【００３４】図３は、トランジスタＱ2 とＱ4 とグラン
ドとの間に設けられた供給電力制御回路４２ａ，４３ａ
のうち供給電力制御回路４３ａの詳細図である。供給電
力制御回路４２ａ，４３ａは、同様な構成の回路であっ
て、供給電力制御回路４０との相違は、単に、三角波発
生回路として供給電力制御回路４０側の三角波発生回路
６３の出力を受けて、これと位相が１８０度相違する三
角波を発生する反転アンプ６３ａを有することと、電源
ラインＶccとグランドラインＧＮＤとを入れ換えた回路
であることである。５７は、その検出回路であって、検
出回路５０に対応している。ＮＰＮトランジスタＱ63
は、スイッチングトランジスタであって、ＰＮＰトラン
ジスタＱ62に対応している。アンプ６１a は、アンプ６
１に、コンパレータ６２a はコンパレータ６２にそれぞ
れ対応している。

【００３５】アンプ６１ａは、トランジスタＱ3 、Ｑ4
の出力Ｃ* の信号の電圧から２Ｖf低い電圧信号を(-)
入力に受け、一方の(+) 入力には抵抗Ｒ62a ，Ｒ63a の
分圧点Ｎａの電圧Ｆａを受ける。通常は、(-) 入力側が
高い電位になるので、アンプ６１の出力Ｐに対してアン
プ６１ａの出力には、図４に示すように、信号Ｐに対し
てこれとは位相が反転した検出信号Ｐ＊が発生する。こ
れがコンパレータ６２ａの(-) 側に入力される。アンプ
６３ａは、三角波発生回路６３の出力Ｓを受けて三角波
発生回路６３の出力に対して位相を反転させた逆相の三
角波の信号を発生して合成回路６４ａに送出する。合成
回路６４ａは、この位相を反転させた信号をコンパレー
タ６２ａに入力させる前に基準信号Ｇａと合成して基準
レベルが基準信号Ｇａになる三角波Ｓ* （図４参照）に
する。したがって、三角波Ｓ* も、その振幅基準がオー
ディオ信号Ｂの振幅変化に対応して変化する基準信号Ｇ
ａの電圧を基準とする。

【００３６】コンパレータ６２ａは、(+) 入力に合成回
路６４ａから信号Ｓ＊を受ける。そして、比較電圧値Ｐ
ａの電圧と信号Ｓ＊の電圧とを比較して信号Ｓ＊の電圧
が比較電圧値Ｐａの電圧以下のときにＬＯＷレベルの駆
動信号Ｈａを発生してＮＰＮトランジスタＱ63をＯＦＦ
させる。これにより大きい電流が供給されたときに、図
４に示すように、駆動パルスＨ、Ｈ* とがほぼ同期して
ほぼ同じタイミングで発生し、電源側，グランド側のス
イッチングレギュレーションのＯＮ／ＯＦＦがほぼ同期
が採れて、信号歪みが低減される。

【００３７】以上の関係は、供給電力制御回路４１，４
２ａにおいても同様であるが、これにての説明は、前記
と同様であるので割愛する。また、前記トランジスタＱ
63をＰＮＰトランジスタとすれば、ＯＮ／ＯＦＦ関係が
逆転するので、検出系の動作に応じてアンプ６１ａとコ
ンパレータ６２ａとの入力側の接続を反転させれば、ア
ンプ６３ａにより三角波を位相反転させなくても同様に
ＯＮ／ＯＦＦのスイッチングがほぼ電源側のスイッチン
グレギュレータと同期の採れたものとなる。ただし、Ｐ
ＮＰトランジスタは、グランドからのＯＮサチュレーシ
ョン電圧が高くなるので、このトランジスタによる消費
電力は増加する。

【００３８】次に、このテーププレーヤの全体的な動作
を説明する。再生時には、オーディオ信号の記録された
テープ（図示せず）から、読出ヘッド１を介してオーデ
ィオ信号の読取信号Ａが得られる。この読出信号Ａに対
し信号再生処理回路２でオーディオ信号Ｂを得る。この
オーディオ信号Ｂは、アンプ３，５のトランジスタＱ1
，Ｑ4 とトランジスタＱ3 ，Ｑ2 とによってそれぞれ
プッシュプル増幅される。このとき、供給電力制御回路
４０からはオーディオ信号Ｂの基準レベルのうち上側，
下側の半サイクルに応じて入力信号Ｂのレベルに応じた
電流が供給される。そして、上側の半サイクルについて
は、アンプ３のトランジスタＱ1 から出力された電流が
トランジスタＱ4 を介してシンクされる。下側の半サイ
クルについては、アンプ５のトランジスタＱ3 から出力
された電流がトランジスタＱ2 を介してシンクされる。
これにより入力信号Ｂが電力増幅されて出力信号Ｃ，Ｃ
* が発生してこれによりスピーカ４が駆動される。この
とき、上側の半サイクルについては、アンプ３への給電
電力Ｄの電圧とこのアンプ３の出力信号Ｃの電圧との差
電圧ＶD-C が、アンプ３の動作に要する最小値に近い１
Ｖf の値に維持されるように制御されている。同様に下
側の半サイクルについては、アンプ５への給電電力Ｄ’
の電圧とこのアンプ５の出力信号Ｃ* の電圧との差電圧
ＶD'-C* が、アンプ５の動作に要する最小値に近い１Ｖ
f の値に維持されるように制御されている。以上の関係
は、グランド側へ環流させる電力についても同様であ
り、供給電力制御回路４２ａ，４３ａによりアンプ３，
５から流出する環流電流の電力は、トランジスタＱ4 ，
Ｑ2 の動作に要する最小値に近い１Ｖf の値に維持され
るように制御されてグランドへと環流される。

【００３９】これにより、アンプ３，５での電力損失
は、この差電圧ＶD-C および差電圧ＶD'-C* に対応する
１Ｖf 程度の降下電圧になり、従来に較べてその消費電
力が低減される。電力供給ラインをスイッチングするた
めに発生する電力損失は、前記したように、トランジス
タＱ62のＯＮ時の抵抗によるものが主体であるが、ＯＮ
抵抗値は低いので、実際の消費電力は、低く抑えること
ができる。特に、トランジスタＱ62をスイッチングする
ＰＷＭ制御の駆動回路は、差動アンプ構成のＩＣ化回路
で構成できるためにその消費電力は、電力増幅段の前記
消費電力に比べて小さく抑えられる。

【００４０】以上の実施例では、テーププレーヤにおけ
る再生信号を例に採って説明してきたが、これは、マイ
ク入力や放送受信入力等の他のオーディオ信号であって
もよい。このような場合には、信号再生処理回路は、出
力段アンプの前段に挿入されるプリアンプになる場合が
多い。

【００４１】検出回路５０のトランジスタＱ50，Ｑ55
は、ＮＰＮトランジスタであるが、これをＰＮＰトラン
ジスタとすることもできる。この場合には、エミッタ側
が出力信号Ｃを受け、ベース側が給電電力Ｄの電圧信号
を受ける。ところで、より多くの電流容量が必要なとき
には、給電電力Ｄの出力端子６と接地ＧＮＤと間のコン
デンサＣN を単なる高周波バイパス用のものではなく、
これより大きな容量の平滑コンデンサにすることもでき
る。

【００４２】以上の説明では、プッシュプルの各トラン
ジスタに応じて、供給電力制御回路４０，４１，４２
ａ，４３ａを設けているが、ＢＴＬ回路では、一方の出
力段アンプのプッシュ側のトランジスタが動作している
ときには、他方の出力段アンプのプッシュ側のトランジ
スタが動作しておらず、他方のプル側のトランジスタが
動作しているときには、一方のプル側のトランジスタが
動作していないので、供給電力制御回路４０，４１は、
供給電力制御回路４１を省略して供給電力制御回路４０
をそれぞれの出力段アンプの電源側に共通に設けてもよ
く、また、グランド側も同様に供給電力制御回路４２
ａ，４３ａのうち、供給電力制御回路４３ａを省略して
供給電力制御回路４２ａをそれぞれの出力段アンプのグ
ランド電流流出側に共通に設けてもよい。また、実施例
では、電源側の供給電力制御回路の三角波発生回路の出
力をグランド側の供給電力制御回路の三角波発生に利用
しているが、これは、グランド側の供給電力制御回路に
三角波発生回路を設けて電源側の供給電力制御回路でそ
の三角波を利用するようにしてもよいことはもちろんで
ある。さらに、図１の実施例において、各供給電力制御
回路のスイッチングＯＦＦ時の電流を環流させるフライ
フォイールダイオードを図５に示すように削除して袈裟
がけで接続するようにしてもよいことはもちろんであ
る。

【００４３】以上説明してきたが、ここでの三角波は、
完全な三角波に限定されるものではなく、いわゆる鋸歯
状波もこのでの三角波に含まれるものであって、ほぼ三
角形状の波形を発生するものならばどような発生回路で
あってもよい。

【００４４】

【発明の効果】この発明にあっては、第１または第２の
プッシュプル出力段アンプと電源ライン、そしてグラン
ドラインとの間に前記のような制御をする制御回路とス
イッチング回路とをそれぞれ設け、それぞれの制御回路
の三角波のタイミングをほぼ等しくなるように揃えるて
いるので、出力段アンプへのプッシュ側への給電電力と
プル側からグランドへの環流電力がスイッチング制御に
より調整され、スイッチング制御のＯＮ／ＯＦＦタイミ
ングが同期してほぼ同時になされる。

【００４５】そこで、大きな電力を供給する際には、電
源側，グランド側のスイッチング回路の同期ずれにより
発生する信号歪みが低減される。しかも、出力段アンプ
への給電電力の電圧とグランドへと戻る環流電流の電圧
は、それぞれオーディオ信号の電圧に応じて独立にフィ
ードバックがかかる。そこで、給電電力の電圧と環流電
流の電圧とは、この出力アンプの出力信号の電圧との電
位差を一定に維持するようにそれぞれ動作させることが
できる。そこで、この一定の電位差を出力段アンプの動
作に要する最低電圧か、それ以上でも低い電圧の範囲で
一定値に維持するようにすることができる。その結果、
従来のように一定の電源電圧から直接電圧降下させて出
力信号を得たときの消費電力よりも消費電力が低くな
り、歪みの少ない信号出力ができる。これにより電力使
用効率を向上させるオーディオ装置が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、この発明のオーディオ装置をポータブ
ルカセットテーププレーヤに適用した一実施例のブロッ
ク図である。

【図２】図２は、図１における供給電力制御回路の動作
を説明するための波形図である。

【図３】図３は、図１におけるグランド側に設けられた
供給電力制御回路のブロック図である。

【図４】図４は、電源側，グランド側それぞれの供給電
力制御回路のスイッチング動作を説明する波形図であ
る。

【図５】図５は、先行発明におけるの実施例のブロック
図である。

【図６】図６は、ＢＴＬ出力回路を用いた一般的なポー
タブルカセットテーププレーヤの説明図であり、(a)
は、そのブロック図、(b) は、その出力段トランジスタ
の消費電力の説明図である。

【符号の説明】

１…読取ヘッド、２…信号再生処理回路、３，５…出力
段アンプ、４…スピーカ、６…出力端子、１０…ポータ
ブルカセットテーププレーヤ、３０…出力段回路、４
０，４０a ，４１，４２ａ，４３ａ…供給電力制御回
路、４４，６２，６２a …コンパレータ、５０，５５，
５７，５８…検出回路、６０…スイッチングレギュレー
ション回路、６５…制御電圧値発生回路、６１…アン
プ、６２…コンパレータ、６３…三角波発生回路、６６
…スイッチング回路、７０…平滑回路、Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ
50，Ｑ61，Ｑ62，Ｑ63…トランジスタ、Ｂ…オーディオ
入力信号、Ｃ…オーディオ出力信号。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭57−155811（ＪＰ，Ａ) 特開平６−314936（ＪＰ，Ａ) 実開平５−70017（ＪＰ，Ｕ) 実開昭58−508（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03F 3/217 H03F 1/02 H03F 3/68

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】オーディオ信号を受けてこれを増幅して出
力するプッシュプルの第１の出力段アンプと、前記オーディオ信号を受けてこれを反転増幅して出力す
るプッシュプルの第２の出力段アンプと、電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数
でスイッチング動作をして前記第１または第２の出力段
アンプに給電する第１のスイッチング回路と、前記第１または第２の出力段アンプからグランド側へと
流出される電流を受けて可聴周波数を超える周波数でス
イッチング動作をして前記電流をグランドへと流す第２
のスイッチング回路と、前記第１の出力段アンプの出力信号の電圧と前記給電す
る電力の電圧との差を第１の差とし、前記第２の出力段
アンプの出力信号の電圧のいずれかの電圧と前記給電す
る電力の電圧との差を第２の差とし、前記第１の差およ
び第２の差のいずれかを第１のトランジスタのベース、
エミッタ間に受けて受けた差の電圧に応じて前記第１の
トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせＯＮのときとＯＦＦの
ときそれぞれに応じてそれぞれの検出信号を発生する第
１の検出回路と、この第１の検出回路のそれぞれの検出
信号に応じて前記第１のトランジスタがＯＮのときには
前記検出信号に応じて発生させた比較レベルが所定の第
１の三角波のレベルと比較されることにより前記給電す
る電力が前記オーディオ信号のレベルに対応して変化す
るように前記第１のスイッチング回路のスイッチング期
間を制御し前記第１のトランジスタがＯＦＦのときには
前記検出信号により前記第１のスイッチング回路のスイ
ッチングをＯＦＦ状態にさせて前記給電する電力が前記
オーディオ信号のレベルに対応して変化するように制御
する第１の制御回路と、前記第１の出力段アンプの出力信号の電圧と前記第１の
出力段アンプからグランド側へと流出される電流信号の
電圧との差を第３の差とし、前記第２の出力段アンプの
出力信号の電圧と前記第２の出力段アンプからグランド
側へと流出される電流信号の電圧との差を第４の差と
し、前記第３の差および第４の差のいずれかを第２のト
ランジスタのベース、エミッタ間に受けて受けた差の電
圧に応じて前記第２のトランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせ
ＯＮのときとＯＦＦのときそれぞれに応じてそれぞれの
検出信号を発生する第２の検出回路と、この第２の検出
回路のそれぞれの検出信号に応じて前記第２のトランジ
スタがＯＮのときには前記第２の検出回路の前記検出信
号に応じて発生させた比較レベルが所定の第２の三角波
のレベルと比較されることにより前記グランド側へ環流
させる電力が前記オーディオ信号のレベルに対応して変
化するように前記第２のスイッチング回路のスイッチン
グ期間を制御し前記第２のトランジスタがＯＦＦのとき
には前記第２の検出回路の前記検出信号により前記第２
のスイッチング回路のスイッチングをＯＦＦ状態にさせ
て前記グランド側へと流出される電流信号によるグラン
ドへ流出させる電力が前記オーディオ信号のレベルに対
応して変化するように制御する第２の制御回路とを備
え、前記第１および第２の三角波のタイミングが実質的
に等しく、前記第１の出力段アンプの出力と前記第２の
出力段アンプの出力とによりスピーカを駆動するオーデ
ィオ信号電力増幅回路。
【請求項２】前記第１の制御回路は、前記第１および第
２の出力段アンプの電源供給側にそれぞれ設けられ、第
２の制御回路は、前記第１および第２の出力段アンプの
グランド電流流出側にそれぞれ設けられ、これらそれぞ
れの制御回路は、前記供給する電力あるいは前記グラン
ドへ流出させる電力が前記オーディオ信号の半サイクル
のレベルに対応して変化するように制御する請求項１記
載のオーディオ信号電力増幅回路。
【請求項３】前記第１の制御回路は、前記第１の増幅回
路と第１のコンパレータとを有し、前記第１の増幅回路
は、前記第１の検出回路から前記第１のトランジスタが
ＯＮのときの前記検出信号を受けて前記比較レベルとな
る信号を発生して前記第１のコンパレータに送出し、前
記第１のコンパレータが前記比較レベルとなる信号と前
記第１の三角波のレベルとを比較することで前記第１の
差および第２の差のいずれかの差が前記所定の電圧値に
なるように前記第１のスイッチング回路のスイッチング
期間を制御するものであり、前記第２の制御回路は、第
２の増幅回路と第２のコンパレータとを有し、第２の増
幅回路は、前記第２の検出回路から前記第２のトランジ
スタがＯＮのときの前記検出信号を受けて前記比較レベ
ルとなる信号を発生して前記第２のコンパレータに送出
し、前記第２のコンパレータが前記第２の増幅回路の前
記比較レベルとなる信号と前記第２の三角波のレベルと
比較することで前記第３の差および第４の差のいずれか
の差が前記所定の電圧値あるいは前記他の所定の電圧値
になるように前記第２のスイッチング回路のスイッチン
グ期間を制御する請求項１記載のオーディオ信号電力増
幅回路。
【請求項４】オーディオ信号を増幅してこの増幅された
信号を負荷へ出力するオーディオ装置において、前記オーディオ信号を受けて増幅する前段増幅回路と、この前段増幅回路により増幅された前記オーディオ信号
を受けてこれを電力増幅して前記負荷へ出力するプッシ
ュプルの第１の出力段アンプと、前記前段増幅回路により増幅された前記オーディオ信号
を受けてこれを電力増幅して前記負荷へ出力するプッシ
ュプルの第２の出力段アンプと、電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数
でスイッチング動作をして前記第１または第２の出力段
アンプに給電する第１のスイッチング回路と、前記第１または第２の出力段アンプから流出される電流
を受けて可聴周波数を超える周波数でスイッチング動作
をして前記電流をグランドへと流す第２のスイッチング
回路と、前記第１の出力段アンプの出力信号の電圧と前記給電す
る電力の電圧との差を第１の差とし、前記第２の出力段
アンプの出力信号の電圧のいずれかの電圧と前記給電す
る電力の電圧との差を第２の差とし、前記第１の差およ
び第２の差のいずれかを第１のトランジスタのベース、
エミッタ間に受けて受けた差の電圧に応じて前記第１の
トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせＯＮのときとＯＦＦの
ときそれぞれに応じてそれぞれの検出信号を発生する第
１の検出回路と、この第１の検出回路のそれぞれの検出
信号に応じて前記第１のトランジスタがＯＮのときには
前記検出信号に応じて発生させた比較レベルが所定の第
１の三角波のレベルと比較されることにより前記給電す
る電力が前記オーディオ信号のレベルに対応して変化す
るように前記第１のスイッチング回路のスイッチング期
間を制御し前記第１のトランジスタがＯＦＦのときには
前記検出信号により前記第１のスイッチング回路のスイ
ッチングをＯＦＦ状態にさせて前記給電する電力が前記
オーディオ信号のレベルに対応して変化するように制御
する第１の制御回路と、前記第１の出力段アンプの出力信号の電圧と前記第１の
出力段アンプからグランド側へと流出される電流信号の
電圧との差を第３の差とし、前記第２の出力段アンプの
出力信号の電圧と前記第２の出力段アンプからグランド
側へと流出される電流信号の電圧との差を第４の差と
し、前記第３の差および第４の差のいずれかを第２のト
ランジスタのベース、エミッタ間に受けて受けた差の電
圧に応じて前記第２のトランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせ
ＯＮのときとＯＦＦのときそれぞれに応じてそれぞれの
検出信号を発生する第２の検出回路と、この第２の検出
回路のそれぞれの検出信号に応じて前記第２のトランジ
スタがＯＮのときには前記第２の検出回路の前記検出信
号に応じて発生させた比較レベルが所定の第２の三角波
のレベルと比較されることにより前記グランド側へ環流
させる電力が前記オーディオ信号のレベルに対応して変
化するように前記第２のスイッチング回路のスイッチン
グ期間を制御し前記第２のトランジスタがＯＦＦのとき
には前記第２の検出回路の前記検出信号により前記第２
のスイッチング回路のスイッチングをＯＦＦ状態にさせ
て前記グランド側へと流出される電流信号によるグラン
ドへ流出させる電力が前記オーディオ信号のレベルに対
応して変化するように制御する第２の制御回路と、前記第１のアンプの出力と前記第２のアンプの出力との
間に設けられたスピーカとを備え、前記第１および第２
の三角波は同一の三角波発生回路から供給された実質的
に等しいタイミングの三角波であるオーディオ装置。
【請求項５】前記第１の制御回路は、前記第１および第
２の出力段アンプの電源供給側にそれぞれ設けられ、第
２の制御回路は、前記第１および第２の出力段アンプの
グランド電流流出側にそれぞれ設けられ、これらそれぞ
れの制御回路は、前記供給する電力あるいは前記グラン
ドへ流出させる電力が前記オーディオ信号の半サイクル
のレベルに対応して変化するように制御する請求項４記
載のオーディオ装置。
【請求項６】前記第１の制御回路は、前記第１の増幅回
路と第１のコンパレータとを有し、前記第１の増幅回路
は、前記第１の検出回路から前記第１のトランジスタが
ＯＮのときの前記検出信号を受けて前記比較レベルとな
る信号を発生して前記第１のコンパレータに送出し、前
記第１のコンパレータが前記比較レベルとなる信号と前
記第１の三角波のレベルとを比較することで前記第１の
差および第２の差のいずれかの差が前記所定の電圧値に
なるように前記第１のスイッチング回路のスイッチング
期間を制御するものであり、前記第２の制御回路は、第
２の増幅回路と第２のコンパレータとを有し、第２の増
幅回路は、前記第２の検出回路から前記第２のトランジ
スタがＯＮのときの前記検出信号を受けて前記比較レベ
ルとなる信号を発生して前記第２のコンパレータに送出
し、前記第２のコンパレータが前記第２の増幅回路の前
記比較レベルとなる信号と前記第２の三角波のレベルと
比較することで前記第３の差および第４の差のいずれか
の差が前記所定の電圧値あるいは前記他の所定の電圧値
になるように前記第２のスイッチング回路のスイッチン
グ期間を制御する請求項４記載のオーディオ装置。