JP3152377B2 - オーディオ信号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、オーディオ信号電力
増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置に関し、詳
しくは、音声や演奏音等からなるオーディオ信号を増幅
してＢＴＬ（Balanced Tranceformer Less）方式の出力
回路によりスピーカを駆動して音響を出力する、ラジオ
やカセットテーププレーヤ，ビデオテープレコーダ、ビ
デオカメラ、コンポーネントステレオ装置などのオーデ
ィオ信号を発生するような装置（これらを含めてここで
はオーディオ装置という）において、ＢＴＬの出力回路
の消費電力を低減することができ、特に携帯用のオーデ
ィオ装置に適する電力増幅回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図７(a) にＢＴＬ出力回路を用いたオー
ディオ装置の例として従来のポータブルカセットテープ
プレーヤの信号再生系の回路を簡単なブロック図で示
す。１は読取ヘッド、２は、ヘッドアンプ、イコライザ
回路等を含む信号再生処理回路、３は正相側（非反転出
力側）の出力段アンプ、４は負荷としてのスピーカ、そ
して、５は、逆相側（反転出力側）の出力段アンプであ
る。

【０００３】再生時には、オーディオ信号が記録された
テープ（図示せず）から、読出ヘッド１を介して入力オ
ーディオ信号として読出信号Ａが得られる。この読出信
号Ａが信号再生処理回路２に入力されて、録音時の高周
波バイアス成分が除去され、イコライジング処理などが
施されて、オーディオ信号Ｂが再生される。再生された
オーディオ信号Ｂは、最終的に出力段アンプ３，５にそ
れぞれ加えられて増幅される。入力信号Ｂは、それぞれ
の出力段アンプにおいて出力信号Ｃ，Ｃ* となり、これ
ら出力によりスピーカ４が駆動される。その結果、スピ
ーカ４から再生音が発生する。

【０００４】通常、トランジスタのアンプ３，５は、そ
れぞれの入力段に一対の信号を生成する入力段アンプ３
a ，５a を有する。オーディオ信号Ｂは、入力段アンプ
３aにより増幅されて相互に位相が１８０゜相違する一
対の信号にされる。これら信号が出力段アンプを構成す
るプシュプルトランジスタＱ1 ，Ｑ2 で増幅されて、出
力信号Ｃとして電力増幅される。また、オーディオ信号
Ｂは、入力段アンプ５a により反転増幅されて同様にプ
シュプルトランジスタＱ3 ，Ｑ4 で増幅されて、出力信
号Ｃ* として電力増幅される。

【０００５】出力段アンプ３を例としてその電力増幅に
ついて詳述すると、入力信号Ｂに応じて出力段アンプ３
へ給電する電源ラインＶccの電圧がトランジスタＱ1 で
出力信号Ｃの電圧まで降下される。言い替えれば、トラ
ンジスタＱ1 の内部インピーダンスによる降下電圧の量
がオーディオ信号Ｂの波形に応じて変化する結果として
出力信号Ｃが生成される。このとき、トランジスタＱ1
は、電源ラインＶccの電圧と出力信号Ｃの電圧との差電
圧を受け持つ。その結果として、トランジスタＱ1 は、
前記差電圧分の電力を消費する。

【０００６】なお、出力段アンプの構成は、説明の都合
上、図では出力トランジスタＱ1 ，Ｑ2 だけの簡単な回
路にしているが、実際の回路としては、ドライブ回路等
の周辺回路が加わっていてもよい。そして、以上のこと
は、出力段アンプ５についても同様である。特に、ＢＴ
Ｌ回路の場合には、通常、入力段アンプ３a ，５a が差
動増幅回路で構成されていて、アンプ３，５の出力端子
から入力段差動アンプ３a ，５a の基準電圧（Ｖcc／２
の電圧，Ｖccは電源電圧）が加えられる反転入力側へネ
ガティブフィードバックがかけられているが、発明には
直接関係していないので図ではそれが省略されている。

【０００７】ここで、ＢＴＬ出力段アンプ３，５の動作
を詳述すると、オーディオ信号Ｂの電圧値が基準電圧
（Ｖcc／２）より上にあるときには、入力段アンプ３a
の出力により電源側トランジスタＱ1 が能動状態にされ
接地側トランジスタＱ2 が遮断状態にされる。さらに入
力段アンプ５a の出力により電源側トランジスタＱ3 が
遮断状態にされ接地側トランジスタＱ4 が能動状態にさ
れる。そして、オーディオ信号Ｂの電圧値に応じた電流
が電源ラインＶccからトランジスタＱ1 を経てスピーカ
４，トランジスタＱ4 ，グランドへと流れる。

【０００８】オーディオ信号Ｂの電圧値が基準電圧より
下にあるときには、トランジスタのＯＮ，ＯＦＦ関係が
前記と逆になり、オーディオ信号Ｂの電圧値に応じた電
流が電源ラインＶccからトランジスタＱ3 ，スピーカ
４，トランジスタＱ2 ，グランドへと流れる。オーディ
オ信号Ｂの電圧値が基準電圧にあるときには、各トラン
ジスタは、ＯＦＦ状態にある。このときには、前記の入
力段アンプ３a ，５a へのネガティブフィードバックに
より、各アンプ３，５の出力端子はＶcc／２になる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】このように、互いに逆
相で動作する一対の出力段アンプ３，５を設けてＢＴＬ
動作をさせたときの各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，
Ｑ4 で消費される電力を図７(b) の斜線で示す。なお、
図では各トランジスタが消費する電力を斜線の方向を換
えることでそれぞれの斜線の範囲で示している。斜線で
示す出力トランジスタの降下電圧による電力は、パワー
増幅用のトランジスタによって熱として放散される。こ
のため、電力損失が大きいパワートランジスタが必要に
なる。ここで大きな電力が消費されるので、ＢＴＬ出力
回路で出力信号Ｃ，Ｃ* を生成する場合の電力効率はよ
くない。

【００１０】このことは、特に、限られた電力のバッテ
リーで動作する携帯形のオーディオ装置では、装置の動
作時間が電力使用効率によって左右されることになるの
で問題になる。しかも、この種の装置では、長時間動作
可能なことが製品価値として極めて重要である。そこ
で、できるだけ消費電力の少ない装置であることが要請
されている。この発明の目的は、出力回路の消費電力を
低減することができるＢＴＬのオーディオ信号電力増幅
回路を提供することにある。この発明の他の目的は、出
力回路のトランジスタの消費電力を低減することにより
電力損失の低いトランジスタが使用できるＢＴＬのオー
ディオ信号電力増幅回路を提供することにある。また、
この発明の目的は、オーディオ装置のＢＴＬの出力回路
の消費電力を低減することができるオーディオ装置を提
供することにある。この発明のさらに他の目的は、携帯
用に適したオーディオ装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るこの発明のオーディオ信号電力増幅回路およびこれを
用いるオーディオ装置の特徴は、オーディオ信号を受け
てこれを増幅して出力するプッシュプルの第１のアンプ
と、オーディオ信号を受けてこれを増幅して出力するプ
ッシュプルの第２のアンプと、電源ラインから電力を受
けて可聴周波数を超える周波数で第１のトランジスタを
スイッチングして第１のコイルを介して第１のアンプに
給電する第１のスイッチング回路と、オーディオ信号の
電圧およびオーディオ信号を第１のアンプで増幅するこ
とで生成された増幅オーディオ信号の電圧のいずれかの
電圧と第１のアンプに給電する電力の電圧との差に応じ
て前記給電する電力がオーディオ信号のレベルに対応し
て変化するように第１のスイッチング回路のスイッチン
グ期間を制御する第１の制御回路と、電源ラインから電
力を受けて可聴周波数を超える周波数で第２のトランジ
スタをスイッチングして第２のコイルを介して第２のア
ンプに給電する第２のスイッチング回路と、オーディオ
信号の電圧およびオーディオ信号を第２のアンプで増幅
することで生成された増幅オーディオ信号の電圧のいず
れかの電圧と第２のアンプに給電する電力の電圧との差
に応じて給電する電力がオーディオ信号のレベルに対応
して変化するように第２のスイッチング回路のスイッチ
ング期間を制御する第２の制御回路と、第１のコイルと
第１のトランジスタとの接続点と第２のアンプの出力端
子との間に接続され第１のトランジスタのスイッチング
がＯＦＦしている期間に第１のコイルから供給された電
流を第１のコイルに還流させる第１のダイオードと、第
２のコイルと第２のトランジスタとの接続点と第１のア
ンプの出力端子との間に接続され第２のトランジスタの
スイッチングがＯＦＦしている期間に第２のコイルから
供給された電流を第２のコイルに還流させる第２のダイ
オードとを備えていて、第１のアンプのプッシュプルの
プッシュ側の出力がオーディオ信号の半サイクルの信号
を増幅するものであり、そのプル側の出力がオーディオ
信号の残りの他の半サイクルの信号に対応してＯＮ状態
に維持され、第２のアンプのプッシュプルのプッシュ側
の出力が前記の残りの他の半サイクルの信号を増幅する
ものであり、そのプル側の出力が前記の半サイクルの信
号に対応してＯＮ状態に維持され、第１のアンプの出力
と第２のアンプの出力とによりスピーカを駆動するもの
である。また、他の発明としては、第１および第２のス
イッチング回路と前記第１および第２の制御回路とがそ
れぞれグランド側に配置され、第１のアンプのプル側の
出力が半サイクルのオーディオ出力を発生し、プッシュ
側の出力が残りの半サイクルに対応してＯＮ状態に維持
され、これとは逆に、第２のアンプのプル側の出力が前
記の残りの半サイクルのオーディオ出力を発生し、プッ
シュ側の出力が前記の半サイクルでＯＮ状態に維持され
るものである。特に、これらの構成においては、第１お
よび第２のスイッチング回路にコイルを設けて、第１お
よび第２のアンプの出力側と第１および第２のスイッチ
ング回路との間を第１および第２のダイオードによりク
ロス（けさがけ）接続してそれぞれの回路のスイッチン
グがＯＦＦ状態のときにコイルに流れる電流の転流路を
形成するものである。

【００１２】

【作用】第１，第２のアンプと電源ラインとの間に前記
のような制御をするスイッチング制御回路とスイッチン
グ回路とをそれぞれ設けることにより、アンプへの給電
電力がスイッチング制御により生成される。しかも、ア
ンプへの給電電力の電圧は、オーディオ信号の電圧に応
じてフィードバックがかかる。そこで、給電電力の電圧
とこのアンプの出力信号の電圧との電位差を一定に維持
するように動作させることができる。そこで、この一定
の電位差をアンプの動作に要する最低電圧か、それ以上
でも低い電圧の範囲で一定値に維持するようにすること
ができる。さらに、第１、第２のダイオードを設けて第
１、第２のそれぞれのアンプの出力端子とけさがけ接続
することによりスイッチングＯＦＦ時の第１および第２
のコイルに流れる電流が第１および第２のダイオードを
介してそれぞれ転流する。この場合、これらの転流電流
は、接地側に流れることはないので、その電圧は、安定
した値になり、しかも、転流電流が接地ラインを経由し
ない分だけ、消費電力が低減される。また、オーディオ
信号の電圧および増幅オーディオ信号の電圧のいずれか
の電圧と第１および第２のアンプに給電する電力の電圧
との差の電圧を検出する回路としてトランジスタのベー
スとエミッタ間に前記の差電圧を受けてこれのＯＮ／Ｏ
ＦＦを利用する検出回路を設ければ、このトランジスタ
がＯＮのときと、さらにＯＦＦのときとでそれぞれにお
いて検出信号を発生することことができる。これによ
り、トランジスタのベースとエミッタ間の１Ｖｆの電圧
を基準としてこれにあるいはこれに近い電圧に維持され
るように出力電圧と供給電圧の差を制御することができ
る。また、検出回路のトランジスタがＯＦＦのときには
スイッチング回路のスイッチングをＯＦＦ状態にさせる
ことでプッシュ側の制御とプル側の制御を簡単な回路で
切り離すことができ、低電圧駆動に適し、制御回路全体
が簡単な回路になる。

【００１３】さて、前記の一定の電位差（一定電圧）
は、アンプにおいては、出力信号を生成するための降下
電圧に対応している。そこで、ここでは、アンプでの降
下電圧が前記の最低電圧か、それ以上の低い一定電圧に
維持されて増幅動作が行われることになる。このときの
出力信号の電流値は、スイッチング回路から給電された
電力により決定され、それは、入力されたオーディオ信
号に応じた電流になる。そこで、このときのアンプの消
費電力は、前記一定電圧でほぼ決定される。さらに、こ
こでは、プッシュプル出力のいずれか一方を半サイクル
ごとにＯＮ状態にするので、ＯＮ側の出力回路で消費さ
れる電力がさらに低減される。その結果、従来のように
一定の電源電圧から直接電圧降下させて出力信号を得た
ときの消費電力よりも消費電力が低くなる。以上は、ア
ンプからグランドへと流出する電流をスイッチングした
場合も同様である。

【００１４】ところで、電源ラインＶccをスイッチング
するために発生するスイッチング回路とこれの制御回路
の和の電力損失は、スイッチングトランジスタのＯＮ抵
抗が低く、常時発生するのではなく、スイッチング時に
過渡的に発生するものが主体となる。常時発生していた
従来のものに較べれば、極めて僅かなものである。これ
による消費電力の増加は、電力増幅段の電力消費からみ
れば比較的小さなものである。したがって、全体とし
て、オーディオ信号の増幅のために消費する電力損失を
少なくすることができる。これにより電力使用効率を向
上させることができる。

【００１５】なお、この発明では、電力供給ラインのス
イッチングが可聴周波数を超える速いタイミングで行わ
れる。これにより、たとえ、スイッチングに起因する歪
み成分が増幅されたオーディオ信号に含まれていたとし
ても、この成分は最終的には聞き取られることがない。
よって、実用上、オーディオ信号の質を損なうことがな
く、オーディオ装置としての性能を維持することができ
る。

【００１６】

【実施例】図１において、出力段回路３０は、ポータブ
ルカセットテーププレーヤ１０の出力段増幅回路であっ
て、図７のアンプ３，５に対して電力を供給する供給電
力制御回路４０，４１がそれぞれ、それぞれのアンプ対
応に設けられている。なお、図７と同一の構成は同一の
符号を付してある。したがって、説明は割愛する。ま
た、図示はしていないが、電源ラインＶccは、携帯用の
オーディオ装置として、電池の＋側の出力電力ラインに
接続されている。

【００１７】出力段回路３０は、図７における入力段ア
ンプ３a ，５a を差動増幅器３b ，５b にそれぞれ換え
たものであって、差動増幅器３b は、その(+) 入力側に
入力オーディオ信号Ｂ、その(-) 入力側にＶcc／２の基
準電圧が加えられて入力オーディオ信号Ｂの上側の半サ
イクルだけ増幅して出力する。差動増幅器５b は、その
(-) 入力側に入力オーディオ信号Ｂ、その(+) 入力側に
Ｖcc／２の基準電圧が加えられて入力オーディオ信号Ｂ
の下側の半サイクルだけ増幅して出力する。そして、コ
ンパレータ４４は、その(+) 入力側に入力オーディオ信
号Ｂ、その(-)入力側にＶcc／２の基準電圧が加えられ
て入力信号Ｂの上側の半サイクルに対応したパルス信号
Ｔを発生する。信号Ｔは、トランジスタＱ4 のベースに
加えられる一方、インバータ４５で反転されてトランジ
スタＱ2 のベースに加えられる。

【００１８】そこで、プル側のトランジスタＱ2 ，Ｑ4
のいずれかは、オーディオ信号Ｂの半サイクルごとにＯ
Ｎ状態になって、スピーカ４の一端は、接地レベルから
トランジスタのコレクタ−エミッタ間のＯＮ時の電圧分
だけ高い電圧になる。このようにすれば、スイッチング
ＯＦＦ時のコイルＬ70，Ｌ71に流れる電流がダイオード
Ｄ70，Ｄ71を介してそれぞれ転流する。この場合、これ
らの転流電流は、接地側に流れることはないので、この
電圧は、安定した値になり、しかも、転流電流が接地ラ
インを経由しない分だけ、消費電力が低減される。

【００１９】供給電力制御回路４０は、ＰＷＭ（パルス
ワイドモジュレーション）の制御により出力電力を、こ
の電力の電圧がオーディオ信号の出力信号の電圧に対し
て一定値に維持されるようにスイッチングレギュレーシ
ョンする電力制御回路である。供給電流の制御は、入力
信号の信号レベルに応じて決定される出力トランジスタ
Ｑ1 の内部インピーダンスの変化に応じて行われる。そ
のために、出力電力の電圧と出力信号Ｃの電圧とを検出
する。そして、これらの差に対応する電力をトランジス
タＱ1 に供給して、トランジスタＱ1 の出力側と電力供
給端子との間の電位差が一定になるように制御する。こ
れにより同時に、入力信号（あるいは出力信号）に応じ
た電力を供給される。この回路４０は、検出回路５０、
スイッチングレギュレーション回路６０、そして平滑回
路７０からなる。なお、点線で示すコンデンサＣN は、
高周波信号をバイパスさせるためのものであり、その容
量は、２０００Ｐ程度である。このコンデンサは原理的
には不要である。

【００２０】スイッチングレギュレーション回路６０
は、電源ラインＶccとアンプ３への電力供給端子（出力
端子６）との間に挿入された回路である。これは、制御
電圧値発生回路６５とスイッチング回路６６とからな
る。制御電圧値発生回路６５は、トランジスタＱ61とア
ンプ６１とを有していて、スイッチング制御のための制
御電圧値を発生する。スイッチング回路６６は、コンパ
レータ６２とＰＮＰ形のスイッチングトランジスタＱ6
2、そして三角波発生回路６３とからり、電源ラインＶc
cに接続される電力供給ラインをトランジスタＱ62によ
りＯＮ／ＯＦＦして、その結果得られる電力を平滑回路
７０を介して出力端子６に送出する。それが出力端子６
に発生する、アンプ３に対する給電電力Ｄになる。

【００２１】供給電力制御回路４０の制御により出力端
子６の電圧は、出力信号Ｃのレベルに追従して変動する
ことになるが、この出力端子６とトランジスタＱ1 の出
力信号の出力端子との電位差が一定に維持されること
で、前述したように、トランジスタＱ1 での消費電力は
低減される。すなわち、ここでは、出力信号Ｃの信号レ
ベルが低いときには、それに応じて出力端子６の電圧も
低くなる。出力信号Ｃの信号レベルが高いときには、そ
れに応じて出力端子６の電圧も高くなる。

【００２２】供給電力制御回路４０とトランジスタＱ1
との全消費電力が、従来のトランジスタＱ1 による消費
電力より少なくなければならない。これは、スイッチン
グ周波数を高い周波数に選択すること、例えば、５０ｋ
Ｈｚ〜８００ｋＨｚ程度の高い周波数にすること、そし
て出力端子６とトランジスタＱ1 の出力信号の出力端子
との電位差を、従来の電源ラインＶccからの平均的な電
圧降下よりも低い一定の電圧に維持することで達成でき
る。これにより、従来のトランジスタＱ1 における電源
電圧Ｖccからの電圧降下により発生する平均的な消費電
力より小さく抑えられる。

【００２３】さて、この実施例の出力段回路３０は、プ
シュプル出力アンプ３，５のプッシュ側（吐出側）のト
ランジスタＱ1 ，Ｑ3 でそれぞれ基準電圧に対してオー
ディオ信号Ｂの正側の半サイクルと負側の半サイクルに
対応する出力信号を発生し、プル側（シンク側）のトラ
ンジスタＱ2 ，Ｑ4 をそれぞれの半サイクルのタイミン
グにＯＮ状態に維持して動作させる。このような動作に
おいて、検出回路５０は、ベース−エミッタ間を検出端
子とするＮＰＮトランジスタＱ50を主体として構成され
ている。その検出信号Ｅは、スイッチングレギュレーシ
ョン回路６０のトランジスタＱ61に出力されてトランジ
スタＱ62をＯＮ／ＯＦＦさせる。トランジスタＱ50は、
給電電力Ｄの電圧をそのエミッタに受け、そのベースに
は、アンプ３から出力される出力信号Ｃの電圧を順方向
接続のダイオードＤ51，Ｄ52を介して受ける。その結
果、検出回路５０の検出動作は、給電電力Ｄの電圧と出
力信号Ｃの電圧との差電圧ＶD-C が１Ｖf（ベース・エ
ミッタ間の順方向降下電圧）より大きいか否かに応じて
異なってくる。

【００２４】この差電圧ＶD-C が１Ｖf 以下のときには
トランジスタＱ50がＯＮする。これにより、差電圧１Ｖ
f −ＶD-C の検出信号Ｅ（＝誤差電圧）に応じた電流を
トランジスタＱ61に加える。トランジスタＱ61は、この
誤差電圧に応じてそれを増幅した電圧を分圧電圧Ｆ（後
述）として発生する。一方、差電圧ＶD-C が１Ｖf を越
えたときには、トランスタＱ50はＯＦＦする。これによ
り一定電圧（＝Ｖcc）の検出信号Ｅが発生する。なお、
５１は、ダイオードＤ51，Ｄ52をＯＮ状態に維持するた
めの定電流源であり、出力信号Ｃから２×１Ｖf （＝２
Ｖf ）高い基準信号ＧをトランジスタＱ50のベースに発
生する。

【００２５】制御電圧値発生回路６５は、検出回路５０
の検出信号Ｅを受けてコンパレータ６２に対する比較電
圧値Ｐを発生する。これは、検出回路５０からの検出信
号Ｅを受けてトランジスタＱ61がＯＮしたときに、言い
替えれば、出力信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄ
の電圧の差が１Ｖf 以下になったときに、電源ラインＶ
ccの電圧と出力信号Ｃの電圧との間の電圧値を、直列接
続の抵抗回路Ｒ62，Ｒ63の接続点Ｎに分圧電圧Ｆとして
発生する。

【００２６】アンプ６１は、この分圧電圧Ｆを受けて、
これと基準信号Ｇの電圧との差分の信号を増幅して前記
の比較電圧値Ｐを発生する。そして、これをコンパレー
タ６２の(-) 入力（基準端子側）に出力する。検出回路
５０からの検出信号Ｅを受けてトランジスタＱ61がＯＦ
Ｆしたときには、すなわち、出力信号Ｃの電圧と出力端
子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖfを越えたときに
は、出力信号Ｃと基準信号Ｇとの差の電圧（＝２Ｖf ）
がアンプ61により増幅されることで比較電圧値Ｐが発生
する。これは、一定値（後述するように、三角波の信号
レベルより低い値）になる。

【００２７】コンパレータ６２は、(+) 入力に周波数が
可聴周波数を超える一定周波数の三角波の信号Ｓを三角
波発生回路６３から受ける。そして、比較電圧値Ｐの電
圧と信号Ｓの電圧とを比較して信号Ｓの電圧が比較電圧
値Ｐの電圧を越えているときにはＰＮＰトランジスタＱ
62をＯＦＦさせるＨＩＧＨレベルの信号を駆動パルスＨ
として出力する。この駆動パルスＨは、トランジスタＱ
62に加えられる。ただし、ここでの三角波の信号Ｓは、
基準信号Ｇの電圧を基準とするものであり、コンパレー
タ６２に入力される前に基準信号Ｇと信号Ｓとが合成回
路６４で合成される。

【００２８】平滑回路７０は、スイッチング回路６６の
トランジスタＱ62の出力に接続されていてその出力電力
を平滑化する。この回路は、トランジスタＱ62の出力と
アンプ３への電力供給ライン（出力端子６）との間に直
列に挿入されたコイルＬ７０を主体とする回路である。
このコイルＬ７０を介することで、スイッチングされた
電力が平滑化され、平滑化された給電電力Ｄが出力端子
６に発生する。なお、コイルＬ７０の入力端とアンプ５
の出力端子との間にはフライホイールダイオードＤ70が
接続されている。このダイオードＤ70によりコイルＬ７
０に流れる電流の還流路が形成される。これにより電力
供給ラインがスイッチングトランジスタＱ62により遮断
されているときにコイルＬ７０に蓄えられたエネルギー
が慣性電流としてアンプ３側に供給されてコイルＬ７０
へと戻る。

【００２９】次に、給電電力Ｄとアンプ３の出力信号Ｃ
との差電圧ＶD-C をほぼ１Ｖf に制御するスイッチング
レギュレーション回路６０の動作について説明する。図
２に示すように、コンパレータ６２は、その一方の入力
信号に基準信号Ｇを基準とした三角波の信号Ｓ（図２
(a) ，(c) 参照）が入力され、他方には、比較電圧値Ｐ
が入力される。差電圧ＶD-C が１Ｖf 以下のときには、
図２(a) に示すように、コンパレータ６２は、三角波の
信号レベル（波形Ｓ）とアンプ６１の出力信号（波形
Ｐ）のレベルとの比較の結果に応じた二値の駆動パルス
Ｈ（図２(b) のＨ参照）を発生してこれによりトランジ
スタＱ62をＯＮ／ＯＦＦさせる。ここで、信号Ｐの前半
のレベルＰa は、基準信号Ｇより下にある。これは、差
電圧ＶD-C が１Ｖf より少し下に維持されていてほぼ１
Ｖf になっている状態である。信号Ｐの後半のレベルＰ
b は、基準信号Ｇより上にある。このときには、差電圧
ＶD-C が１Ｖf より低くなったときである。このときに
は、給電電力Ｄの量を増加するように、駆動パルスＨが
ＨＩＧＨレベルにある期間が短くなっている。これによ
り給電電力Ｄが増加してその電圧が上昇して差電圧ＶD-
C が１Ｖf になるように制御される。

【００３０】これにより、差電圧ＶD-C が１Ｖf 以下あ
るときには、この差を１Ｖf にほぼ一致させるような方
向に比較電圧値Ｐのレベルが変化して、この変化に応じ
た電流がアンプ３へ供給される。そして、差電圧ＶD-C
がほぼ１Ｖf になる。すなわち、比較電圧値Ｐと三角波
Ｓとの比較結果に応じたＰＷＭが行われ、スイッチング
トランジスタＱ62が駆動パルスＨによりＯＮ／ＯＦＦが
制御される。そして、このような制御は検出信号Ｅの値
に応じて行われる。

【００３１】出力信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力
Ｄの電圧の差が１Ｖf 越えたのときには、トランジスタ
Ｑ50がＯＦＦする。検出電圧Ｅは、このときに電源電圧
Ｖccになる。そこで、トランジスタＱ61がＯＦＦし、２
Ｖf の差の電圧が発生する。その結果、比較電圧値Ｐ
は、図２(c) に示すＰc のレベルになり、基準信号Ｇよ
り２Ｖf 低い一定の電圧がコンパレータ６２に加えられ
る。その結果、図２(d)の波形Ｈで示すようなＨＩＧＨ
レベルに維持された駆動パルスＨが発生してスイッチン
グのトランジスタＱ62をＯＦＦ状態にさせる。その結
果、差電圧ＶD-C がほぼ１Ｖf に一致するようにアンプ
３への電力供給が行われて、比較電圧値Ｐは、Ｐa のレ
ベルまで復帰することになる。なお、比較電圧値Ｐの前
記Ｐa のレベルは、抵抗Ｒ62，Ｒ63の値により決定さ
れ、選択可能である。また、比較電圧値Ｐの前記Ｐc の
レベルは、三角波の振幅との関係で決定され、これも選
択可能である。また、比較電圧値Ｐのレベルの変化に対
する応答速度は、オーディオ信号の変化に対しては十分
速いものであり、回路の設計上で選択可能である。

【００３２】具体的な動作としては、例えば、入力信号
Ｂの電圧レベルが大きく低下したときには、トランジス
タＱ1 の内部インピーダンスが急激に上昇して、出力信
号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖ
f を越える。このことで比較電圧値Ｐは、Ｐc で示すよ
うに三角波Ｓよりも下側のレベルになり、コンパレータ
６２の駆動パルスＨは、ＨＩＧＨレベルに維持されてト
ランジスタＱ62は、ＯＦＦ状態に維持される。出力信号
Ｃと出力端子６の給電電力Ｄの電圧との差が１Ｖf 近傍
になるまで、このような制御が行われる続ける。

【００３３】また、例えば、入力信号Ｂの電圧レベルが
大きく上昇したときには、トランジスタＱ1 の内部イン
ピーダンスが急激に低下して、出力信号Ｃの電圧と出力
端子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖf 未満になる。こ
のときには、１Ｖf より低下した誤差分に対応する比較
電圧値Ｐb が加えられる。これにより給電電力Ｄの電圧
を上昇させ、差電圧ＶD-C の目標値を１Ｖf とする制御
が行われる。そして、緩やかな入力信号Ｂのレベルの変
化に対しては、トランジスタＱ1 の内部インピーダンス
の変化に応じて、前記の１Ｖf 以上の場合と１Ｖf 以下
の場合に２つの制御が短時間に交互に行われて、図２
(e) に示すように、三角波の信号Ｓの複数のサイクルに
亘るパルス幅のパルスと短いパルス幅のパルスとが交互
に現れる。

【００３４】ところで、三角波の周波数としては、可聴
周波数の上限が一般的には２０ＫＨｚとされることや、
発振回路の調整の容易性や電力効率等を考慮して、１０
０ｋＨｚ〜５００ＫＨｚ程度の範囲がよい。なお、ここ
で、制御目標値とされる差電圧ＶD-C の１Ｖf （約０．
７Ｖ）は、アンプ３のトランジスタＱ1 が単段であるこ
とに対応して決められた値である。すなわち、アンプ３
への給電電力Ｄの電圧とアンプ３の出力信号Ｃの電圧の
差ＶD-C は、トランジスタＱ1 の応答性能等を損なわな
い値の中から、アンプ３が増幅動作を行うために必要と
する最小限の電圧であるコレクタ−エミッタ間のＯＮ時
の電圧にできるだけ近い値として選択されている。した
がって、トランジスタＱ1 がダーリントントランジスタ
であれば、前記の差電圧ＶD-C は２Ｖｆ（約１．４Ｖ）
とされる。具体的には、ダイオードＤ51，Ｄ52に対し
て、もう１つのダイオードがさらに直列に挿入される。

【００３５】アンプ５側に設けられた供給電力制御回路
４１の内部構成は、供給電力制御回路４０と同じであ
る。その出力端子６a が出力端子６に対応し、その供給
電力Ｄ’が供給電力Ｄに対応している。コイルＬ７１，
ダイオードＤ71は、供給電力制御回路４０のコイルＬ７
０，ダイオードＤ70にそれぞれ対応している。フライホ
イールダイオードＤ71は、コイルＬ７１の入力端とアン
プ３の出力端子との間には接続されている。このダイオ
ードＤ71によりコイルＬ７１に流れる電流の還流路が形
成されることは前記と同様である。その他の供給電力制
御回路４１の内部構成とその動作説明は省略する。

【００３６】その結果、アンプ３，５の出力波形は、図
２の(f) に示すような波形になる。実線で示す波形３c
がアンプ３の出力であり、一点鎖線の部分が供給電力Ｄ
の電圧波形である。点線で示す波形５c がアンプ５の出
力であり、二点鎖線の部分が供給電力Ｄ’の電圧波形で
ある。なお、ＶODC のレベルは、シング側のトランジス
タＱ2 ，Ｑ4 がＯＮしたときの出力端子のＤＣ電圧レベ
ルである。

【００３７】次に、このテーププレーヤの全体的な動作
を説明する。再生時には、オーディオ信号の記録された
テープ（図示せず）から、読出ヘッド１を介してオーデ
ィオ信号の読取信号Ａが得られる。この読出信号Ａに対
し信号再生処理回路２でオーディオ信号Ｂを得る。この
オーディオ信号Ｂのうち正側半サイクルは、それぞれア
ンプ３，５のトランジスタＱ1 ，Ｑ4 とによってプッシ
ュプル増幅され、負側半サイクルは、それぞれアンプ
３，５のトランジスタＱ3 ，Ｑ2 とによってプッシュプ
ル増幅される。このとき、シンク側のトランジスタＱ2
，Ｑ4 は、それぞれの半サイクルのタイミングでＯＮ
状態に維持される。これにより入力信号Ｂが電力増幅さ
れて出力信号Ｃ，Ｃ* が発生してスピーカ４が駆動され
る。このとき、上側の半サイクルについては、アンプ３
への給電電力Ｄの電圧とこのアンプ３の出力信号Ｃの電
圧との差電圧ＶD-C が、アンプ３の動作に要する最小値
に近い１Ｖf の値に維持されるように制御されている。
同様に下側の半サイクルについては、アンプ５への給電
電力Ｄ’の電圧とこのアンプ５の出力信号Ｃ* の電圧と
の差電圧ＶD'-C* が、アンプ５の動作に要する最小値に
近い１Ｖf の値に維持されるように制御されている。

【００３８】これにより、アンプ３，５での電力損失
は、この差電圧ＶD-C および差電圧ＶD'-C* に対応する
１Ｖf 程度の降下電圧になり、従来に較べてその消費電
力が低減される。電力供給ラインをスイッチングするた
めに発生する電力損失は、前記したように、トランジス
タＱ62のＯＮ時の抵抗によるものが主体であるが、ＯＮ
抵抗値は低いので、実際の消費電力は、低く抑えること
ができる。特に、トランジスタＱ62をスイッチングする
ＰＷＭ制御の駆動回路は、差動アンプ構成のＩＣ化回路
で構成できるためにその消費電力は、電力増幅段の前記
消費電力に比べて小さく抑えられる。

【００３９】図３は、アンプ３，５と信号再生処理回路
２との間にオーディオ信号Ｂについて上下の半サイクル
を個別に発生させる半サイクル信号発生回路２a を設け
た例である。その内部構成は、いわゆる正側と負側の半
波整流回路で構成されていて、整流基準となる電圧とし
てＶcc／２の電圧が与えられているだけである。このよ
うにすれば、アンプ３，５の差動増幅器３b ，５b に換
えて、従来と同様な入力段アンプ３a ，５a とすること
ができ、入力段の基準レベル側をＶcc／２とする必要が
ない。その動作は、図１と同様であるので、その説明を
割愛する。

【００４０】図４は、検出回路の一方の電圧の検出対象
を出力信号Ｃの電圧に換えて、入力信号Ｂの電圧にして
検出信号を得る供給電力制御回路４０a の実施例であ
る。図４において、供給電力制御回路４０a は、入力信
号Ｂの電圧と給電電力Ｄの電圧とに応じて出力信号Ｃの
電圧と給電電力Ｄの電圧とが一定になるように制御す
る。なお、図１と同一の構成は、同一の符号で示す。図
１と相違する点は、検出回路５０からアンプ６１に至る
回路が、反転増幅型のオペアンプで構成される検出・増
幅回路６７に置き換えられ、基準信号Ｇがトランジスタ
Ｑ1 のベースバイアス電位に設定されるいる点である。
したがって、三角波発生回路６３もトランジスタＱ1 の
ベースを基準電位に採って動作する。

【００４１】検出・増幅回路６７は、(-) 入力端子に給
電電力Ｄの電圧を受け、(+) 入力端子には基準側電位と
して抵抗ＲS を介してトランジスタＱ1 のベースから得
られる入力信号Ｂの電圧が入力される。すなわち、抵抗
ＲS が入力信号Ｂの電流値を電圧値に変換している。ま
た、これは、出力側から(+) 入力端子へのフィードバッ
ク抵抗Ｒf を有している。そして、その出力信号Ｐの電
圧は、コンパレータ６２の基準入力端子である(-) 入力
端子に送出される。コンパレータ６２の(+) 入力端子に
は三角波発生回路６３の出力が供給される。このような
回路では、検出信号により発生する分圧電圧信号Ｆと給
電電力Ｄとが一致し、さらにオペアンプの入力端子がバ
ーチャルショートである関係から基準信号Ｇも同じレベ
ルになる。

【００４２】出力段アンプの出力信号の電圧と入力信号
の電圧との相違は、これらの間に出力段アンプの増幅率
に対応するレベル差があることである。出力信号と入力
信号の位相が同一である。この点を考慮すれば、入力信
号Ｂを検出対象としても前記実施例の供給電力制御回路
４０と同じ動作をし、これに置き換えられる。三角波の
信号Ｓと入力信号Ｂとの周波数の差が大きいので、三角
波Ｓの周波数を低くして入力信号Ｂとの関係においてそ
の動作を原理的に説明すると、図５に示すようになる。

【００４３】入力信号Ｂに応じて三角波Ｓと基準信号Ｐ
との波形（図５(a) 参照）が得られ、基準信号Ｐを越え
た三角波の幅に対応したＰＷＭパルスがトランジスタＱ
62に加えられる。その結果、出力信号Ｃとの関係では、
図５(b) のような波形関係でＰＷＭ制御が行われる。

【００４４】以上の実施例では、テーププレーヤにおけ
る再生信号を例に採って説明してきたが、これは、マイ
ク入力や放送受信入力等の他のオーディオ信号であって
もよい。このような場合には、信号再生処理回路は、出
力段アンプの前段に挿入されるプリアンプになる場合が
多い。また、増幅された信号がスピーカに送出される例
について説明したが、この信号の出力先は、それに限定
されるものではない。例えば、記録回路へその入力とし
て出力されたり、もっと大能力のパワーアンプへその入
力として出力されてもよい。

【００４５】検出回路５０のトランジスタＱ50は、ＮＰ
Ｎトランジスタであるが、これをＰＮＰトランジスタと
することもできる。この場合には、エミッタ側が出力信
号Ｃを受け、ベース側が給電電力Ｄの電圧信号を受け
る。ところで、より多くの電流容量が必要なときには、
給電電力Ｄの出力端子６と接地ＧＮＤと間のコンデンサ
ＣN を単なる高周波バイパス用のものではなく、これよ
り大きな容量の平滑コンデンサにすることもできる。

【００４６】図６は、トランジスタＱ2 とＱ4 とグラン
ドとの間に供給電力制御回路４２，４３をそれぞれ設け
た図１に対応する実施例である。供給電力制御回路４
２，４３は、同様な構成の回路であって、供給電力制御
回路４０との相違は、単に、供給電力制御回路４０のＮ
ＰＮ（ＰＮＰ）トランジスタをＰＮＰ（ＮＰＮ）トラン
ジスタに入れ替え、コンパレータの入力側の端子を反対
に接続し、オペアンプの入力側の端子を反対に接続し
て、電源ラインＶccとグランドラインＧＮＤとを入れ換
えた回路である。５７は、その検出回路であって、検出
回路５０に対応している。ＮＰＮトランジスタＱ63は、
スイッチングトランジスタであって、ＰＮＰトランジス
タＱ62に対応している。アンプ６１a は、アンプ６１
に、コンパレータ６２a はコンパレータ６２に、三角波
発生回路６３a は三角波発生回路６３にそれぞれ対応し
ている。その動作は、極性が反転しているだけで、前記
と同様であるので、その詳細は割愛する。

【００４７】なお、図４に示す供給電力制御回路４０a
についても同様にコンパレータ６２とオペアンプ６７の
入力側の端子の接続を入れ換えて、電源ラインＶccとグ
ランドラインＧＮＤとを入れ換えた回路とすれば、供給
電力制御回路４２，４３と同様なものとして使用でき
る。

【００４８】ところで、半サイクルごとにＯＮに維持す
るトランジスタ側、例えば、図１のシンク側のトランジ
スタＱ2 ，Ｑ4 をＮ形ＭＯＳトランジスタに置き換える
ことができる。これにより、温度に影響され難い回路と
することができる。なお、図６の吐出側のトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ3 を置き換える場合には、Ｐ形ＭＯＳトランジ
スタになる。

【００４９】

【発明の効果】この発明にあっては、アンプと電源ライ
ンあるいは接地ラインとの間に前記で説明してきたよう
な制御をするスイッチング制御回路とスイッチング回路
とを設け、さらに、プッシュプル出力のいずれか一方を
半サイクルごとにＯＮ状態にする。そこで、給電電力の
電圧とこのアンプの出力信号の電圧との電位差を一定に
維持するように動作させることができ、この一定の電位
差をアンプの動作に要する最低電圧か、それ以上でも低
い電圧の範囲で一定値に維持するようにすることができ
る。しかも、プッシュプル出力のいずれか一方が半サイ
クルごとにＯＮ状態になるので、ＯＮ側の出力により消
費される電力がさらに低減される。その結果、全体とし
て、オーディオ信号の増幅のために消費する電力損失を
少なくすることができる。これにより電力使用効率を向
上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、この発明のオーディオ装置をポータブ
ルカセットテーププレーヤに適用した一実施例のブロッ
ク図である。

【図２】図２は、図１における供給電力制御回路の動作
を説明するための波形図である。

【図３】図３は、この発明のオーディオ装置をポータブ
ルカセットテーププレーヤに適用した他の一実施例のブ
ロック図である。

【図４】図４は、この発明のオーディオ装置をポータブ
ルカセットテーププレーヤに適用した他の一実施例の供
給電力制御回路を中心としたブロック図である。

【図５】図５は、図４における供給電力制御回路の動作
を説明するための波形図である。

【図６】図６は、供給電力制御回路をグランド側に設け
た図１の実施例に対応する実施例のブロック図である。

【図７】図７は、ＢＴＬ出力回路を用いたポータブルカ
セットテーププレーヤの説明図であり、(a) は、そのブ
ロック図、(b) は、その出力段トランジスタの消費電力
の説明図である。

【符号の説明】

１…読取ヘッド、２…信号再生処理回路、３，５…出力
段アンプ、４…スピーカ、６…出力端子、１０…ポータ
ブルカセットテーププレーヤ、３０…出力段回路、４
０，４０a ，４１，４２，４３…供給電力制御回路、４
４，６２，６２a …コンパレータ、５０，５５，５７，
５８…検出回路、６０…スイッチングレギュレーション
回路、６５…制御電圧値発生回路、６１…アンプ、６２
…コンパレータ、６３…三角波発生回路、６６…スイッ
チング回路、７０…平滑回路、Ｌ70，Ｌ71…コイル、Ｄ
70，Ｄ71…ダイオード、Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ50，Ｑ61，Ｑ6
2，Ｑ63…トランジスタ、Ｂ…オーディオ入力信号、Ｃ
…オーディオ出力信号。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03F 3/68 H03F 1/02

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】オーディオ信号を受けてこれを増幅して出
   力するプッシュプルの第１のアンプと、 前記オーディオ信号を受けてこれを増幅して出力するプ
   ッシュプルの第２のアンプと、 電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数
   で第１のトランジスタをスイッチングして第１のコイル
   を介して前記第１のアンプに給電する第１のスイッチン
   グ回路と、 前記オーディオ信号の電圧および前記オーディオ信号を
   前記第１のアンプで増幅することで生成された増幅オー
   ディオ信号の電圧のいずれかの電圧と前記第１のアンプ
   に給電する電力の電圧との差に応じて前記給電する電力
   が前記オーディオ信号のレベルに対応して変化するよう
   に前記第１のスイッチング回路のスイッチング期間を制
   御する第１の制御回路と、 前記電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周
   波数で第２のトランジスタをスイッチングして第２のコ
   イルを介して前記第２のアンプに給電する第２のスイッ
   チング回路と、 前記オーディオ信号の電圧および前記オーディオ信号を
   前記第２のアンプで増幅することで生成された増幅オー
   ディオ信号の電圧のいずれかの電圧と前記第２のアンプ
   に給電する電力の電圧との差に応じて前記給電する電力
   が前記オーディオ信号のレベルに対応して変化するよう
   に前記第２のスイッチング回路のスイッチング期間を制
   御する第２の制御回路と、 前記第１のコイルと前記第１のトランジスタとの接続点
   と、前記第２のアンプの出力端子との間に接続され前記
   第１のトランジスタのスイッチングがＯＦＦしている期
   間に前記第１のコイルから供給された電流を前記第１の
   コイルに還流させる第１のダイオードと、 前記第２のコイルと前記第２のトランジスタとの接続点
   と、前記第１のアンプの出力端子との間に接続され前記
   第２のトランジスタのスイッチングがＯＦＦしている期
   間に前記第２のコイルから供給された電流を前記第２の
   コイルに還流させる第２のダイオードと、 を備え、前記第１のアンプのプッシュプルのプッシュ側
   の出力が前記オーディオ信号の半サイクルの信号を増幅
   するものであり、そのプル側の出力が前記オーディオ信
   号の残りの他の半サイクルの信号に対応してＯＮ状態に
   維持され、前記第２のアンプのプッシュプルのプッシュ
   側の出力が前記残りの他の半サイクルの信号を増幅する
   ものであり、そのプル側の出力が前記半サイクルの信号
   に対応してＯＮ状態に維持され、前記第１のアンプの出
   力と前記第２のアンプの出力とによりスピーカを駆動す
   るオーディオ信号電力増幅回路。
2. 【請求項２】オーディオ信号を受けてこれを増幅して出
   力するプッシュプルの第１のアンプと、 前記オーディオ信号を受けてこれを増幅して出力するプ
   ッシュプルの第２のアンプと、 前記第１のアンプから流出される電流を第１のコイルを
   介して受けて可聴周波数を超える周波数で第１のトラン
   ジスタをスイッチングして前記電流をグランドへと流す
   第１のスイッチング回路と、 前記オーディオ信号および前記オーディオ信号を前記第
   １のアンプで増幅することで生成された増幅オーディオ
   信号のいずれかの電圧と前記第１のアンプから流出され
   る電流信号の電圧との差に応じて前記流出される電流を
   前記オーディオ信号のレベルに対応してグランドへシン
   クさせるように前記第１のスイッチング回路のスイッチ
   ング期間を制御する第１の制御回路と、 前記第２のアンプから流出される電流を受けて第２のコ
   イルを介して可聴周波数を超える周波数で第２のトラン
   ジスタをスイッチングして前記電流をグランドへと流す
   第２のスイッチング回路と、 前記 オーディオ信号および前記オーディオ信号を前記第
   ２のアンプで増幅することで生成された増幅オーディオ
   信号のいずれかの電圧と前記第２のアンプから流出され
   る電流信号の電圧との差に応じて前記流出される電流を
   前記オーディオ信号のレベルに対応してグランドへシン
   クさせるように前記第２のスイッチング回路のスイッチ
   ング期間を制御する第２の制御回路と、 前記第１のコイルと前記第１のトランジスタとの接続点
   と、前記第２のアンプの出力端子との間に接続され前記
   第１のトランジスタのスイッチングがＯＦＦしている期
   間に前記第１のコイルに流れる電流を前記第１のコイル
   に還流させる第１のダイオードと、 前記第２のコイルと前記第２のトランジスタとの接続点
   と、前記第１のアンプの出力端子との間に接続され前記
   第２のトランジスタのスイッチングがＯＦＦしている期
   間に前記第２のコイルに流れる電流を前記第２のコイル
   に還流させる第２のダイオードと、 を備え、前記第１のアンプのプッシュプルのプル側の出
   力が前記オーディオ信号の半サイクルの信号を増幅する
   ものであり、そのプッシュ側の出力が前記オーディオ信
   号の残りの他の半サイクルの信号に対応してＯＮ状態に
   維持され、前記第２のアンプのプッシュプルのプル側の
   出力が前記残りの他の半サイクルの信号を増幅するもの
   であり、そのプッシュ側の出力が前記半サイクルの信号
   に対応してＯＮ状態に維持され、前記第１のアンプの出
   力と前記第２のアンプの出力とによりスピーカを駆動す
   るオーディオ信号電力増幅回路。
3. 【請求項３】オーディオ信号を増幅してこの増幅された
   信号を負荷へ出力するオーディオ装置において、 前記オーディオ信号を受けて増幅する前段増幅回路と、 この前段増幅回路により増幅された前記オーディオ信号
   を受けてこれを電力増幅して前記負荷へ出力するプッシ
   ュプルの第１のアンプと、 前記前段増幅回路により増幅された前記オーディオ信号
   を受けてこれを電力増幅して前記負荷へ出力するプッシ
   ュプルの第２のアンプと、 電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数
   で第１のトランジスタをスイッチングして第１のコイル
   を介して前記第１のアンプに給電する第１のスイッチン
   グ回路と、 前記オーディオ信号の電圧および前記オーディオ信号を
   前記第１のアンプで増幅することで生成された増幅オー
   ディオ信号の電圧のいずれかの電圧と前記第１のアンプ
   に給電する電力の電圧との差に応じて前記給電する電力
   が前記オーディオ信号のレベルに対応して変化するよう
   に前記第１のスイッチング回路のスイッチング期間を制
   御する第１の制御回路と、 前記電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周
   波数で第２のトランジスタをスイッチングして第２のコ
   イルを介して前記第２のアンプに給電する第２のスイッ
   チング回路と、 前記オーディオ信号の電圧および前記オーディオ信号を
   前記第２のアンプで増幅することで生成された増幅オー
   ディオ信号の電圧のいずれかの電圧と前記第２のアンプ
   に給電する電力の電圧との差に応じて前記給電する電力
   が前記オーディオ信号のレベルに対応して変化するよう
   に前記第２のスイッチング回路のスイッチング期間を制
   御する第２の制御回路と、 前記第１のアンプの出力と前記第２のアンプの出力との
   間に設けられたスピーカと、 前記第１のコイルと前記第１のトランジスタとの接続点
   と、前記第２のアンプの出力端子と前記スピーカとの接
   続点との間に接続され前記第１のトランジスタのスイッ
   チングがＯＦＦしている期間に前記第１のコイルに流れ
   る電流を前記第１のコイルに還流させる第１のダイオー
   ドと、 前記第２のコイルと前記第２のトランジスタとの接続点
   と、前記第１のアンプの出力端子と前記スピーカとの接
   続点との間に接続され前記第２のトランジスタのスイッ
   チングがＯＦＦしている期間に前記第２のコイルに流れ
   る電流を前記第２のコイルに還流させる第２のダイオー
   ドと、 を備え、前記第１のアンプのプッシュプルのプッシュ側
   の出力が前記オーディオ信号の半サイクルの信号を増幅
   するものであり、そのプル側の出力が前記オーディオ信
   号の残りの他の半サイクルの信号に対応してＯＮ状態に
   維持され、前記第２のアンプのプッシュプルのプッシュ
   側の出力が前記残りの他の半サイクルの信号を増幅する
   ものであり、そのプル側の出力が前記半サイクルの信号
   に対応してＯＮ状態に維持されるオーディオ装置。