JP3149638B2 - 物理量変換回路 - Google Patents
物理量変換回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、圧力などの物理量を検
出してこれに対応する周波数信号に変換する物理量変換
回路に係り、特にこの周波数信号が回路電源の変動に依
存しないように改良した物理量変換回路に関する。
出してこれに対応する周波数信号に変換する物理量変換
回路に係り、特にこの周波数信号が回路電源の変動に依
存しないように改良した物理量変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】圧力などの物理量を電気信号に変換する
場合は、例えば圧力感応ゲージなどを一辺に用いてブリ
ッジを構成し、このブリッジの電源端に安定な電源電圧
を出力する駆動電源を用いて、その出力端から測定圧力
に対応する電圧を得る。ここで、安定な電圧を出力する
駆動電源を用いるのは、この駆動電源の電圧変動がその
まま出力変動を伴うからである。
場合は、例えば圧力感応ゲージなどを一辺に用いてブリ
ッジを構成し、このブリッジの電源端に安定な電源電圧
を出力する駆動電源を用いて、その出力端から測定圧力
に対応する電圧を得る。ここで、安定な電圧を出力する
駆動電源を用いるのは、この駆動電源の電圧変動がその
まま出力変動を伴うからである。
【０００３】そして、得られた出力電圧はアナログ電圧
であるので、通常、マイクロコンピュータなどを用いて
デジタル処理をするために、このアナログ電圧はアナロ
グ／デジタル変換器によりデジタル信号に変換されてマ
イクロコンピュータに出力される。このデジタル信号に
変換する場合にも、基準電圧として安定な直流の基準電
源を必要とする。
であるので、通常、マイクロコンピュータなどを用いて
デジタル処理をするために、このアナログ電圧はアナロ
グ／デジタル変換器によりデジタル信号に変換されてマ
イクロコンピュータに出力される。このデジタル信号に
変換する場合にも、基準電圧として安定な直流の基準電
源を必要とする。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ように出力電圧は、駆動電源、或いは基準電源の安定性
に依存することとなるので、これらの電源の安定性を極
めて良好に保持するために回路的に各種の工夫をする必
要があり、これに伴いコストの上昇、大型化の原因をな
している。
ように出力電圧は、駆動電源、或いは基準電源の安定性
に依存することとなるので、これらの電源の安定性を極
めて良好に保持するために回路的に各種の工夫をする必
要があり、これに伴いコストの上昇、大型化の原因をな
している。
【０００５】特に、このような物理量変換回路では、測
定範囲の変更、つまりレンジ変更を必要とすることが多
く、このため同一の機種でレンジを大幅に拡大すると、
この拡大の割合に応じて電源の安定度を向上させない
と、各レンジで同一の精度を維持することができないと
いう問題がある。
定範囲の変更、つまりレンジ変更を必要とすることが多
く、このため同一の機種でレンジを大幅に拡大すると、
この拡大の割合に応じて電源の安定度を向上させない
と、各レンジで同一の精度を維持することができないと
いう問題がある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するための構成として、回路電源が供給され物理量
を検出してこれを先の回路電源に依存する電気信号に変
換するセンサ手段と、安定なクロック信号を発生するク
ロック信号発生手段と、出力周波数の振幅平均値と先の
電気信号との大小を比較して比較信号を出力する比較手
段と、この比較信号を先のクロック信号を用いてパルス
信号に変換するパルス変換手段と、先のクロック信号を
先のパルス信号によりマスクして先の出力周波数とする
マスク手段とを具備し、先の回路電源の変動に依存しな
い先の出力周波数とするようにしたものである。
解決するための構成として、回路電源が供給され物理量
を検出してこれを先の回路電源に依存する電気信号に変
換するセンサ手段と、安定なクロック信号を発生するク
ロック信号発生手段と、出力周波数の振幅平均値と先の
電気信号との大小を比較して比較信号を出力する比較手
段と、この比較信号を先のクロック信号を用いてパルス
信号に変換するパルス変換手段と、先のクロック信号を
先のパルス信号によりマスクして先の出力周波数とする
マスク手段とを具備し、先の回路電源の変動に依存しな
い先の出力周波数とするようにしたものである。
【０００７】
【作 用】センサ手段は回路電源が供給され物理量を検
出してこれを先の回路電源に依存する電気信号に変換す
る。そして、クロック信号発生手段は安定なクロック信
号を発生させる。
出してこれを先の回路電源に依存する電気信号に変換す
る。そして、クロック信号発生手段は安定なクロック信
号を発生させる。
【０００８】比較手段は出力周波数の振幅平均値と先の
電気信号との大小を比較して比較信号を出力し、パルス
変換手段はこの比較信号を先のクロック信号を用いてパ
ルス信号に変換する。
電気信号との大小を比較して比較信号を出力し、パルス
変換手段はこの比較信号を先のクロック信号を用いてパ
ルス信号に変換する。
【０００９】マスク手段は先のクロック信号を先のパル
ス信号によりマスクして先の出力周波数とし、先の回路
電源の変動に依存しない先の物理量に対応する先の出力
周波数を得る。
ス信号によりマスクして先の出力周波数とし、先の回路
電源の変動に依存しない先の物理量に対応する先の出力
周波数を得る。
【００１０】
【実施例】以下、圧力センサを例として本発明の実施例
の説明をする。図１は本発明の１実施例の構成を示すブ
ロック図であり、図２はこのうち圧力センサ部の詳細な
構成を示す構成図である。
の説明をする。図１は本発明の１実施例の構成を示すブ
ロック図であり、図２はこのうち圧力センサ部の詳細な
構成を示す構成図である。
【００１１】先ず、図２から説明する。図２（イ）は圧
力センサ部の平面図、（ロ）はその横断面図である。１
はｎ形のシリコン単結晶で作られたダイヤフラムであ
り、このダイヤフラム１は凹部２を有し更に凹部２の形
成により単結晶の厚さの薄くなった起歪部２とその周辺
の固定部４とを有している。
力センサ部の平面図、（ロ）はその横断面図である。１
はｎ形のシリコン単結晶で作られたダイヤフラムであ
り、このダイヤフラム１は凹部２を有し更に凹部２の形
成により単結晶の厚さの薄くなった起歪部２とその周辺
の固定部４とを有している。
【００１２】固定部４は連通孔５を有する基板６にガラ
ス薄膜７を介して陽極接合などにより固定されている。
起歪部３は単結晶の（１００）面とされ、その上にはそ
の中心を通る結晶軸＜００１＞方向で起歪部３と固定部
４との境界付近に剪断形ゲージ８が不純物の拡散により
伝導形がＰ形として形成されている。
ス薄膜７を介して陽極接合などにより固定されている。
起歪部３は単結晶の（１００）面とされ、その上にはそ
の中心を通る結晶軸＜００１＞方向で起歪部３と固定部
４との境界付近に剪断形ゲージ８が不純物の拡散により
伝導形がＰ形として形成されている。
【００１３】図２（ハ）に剪断形ゲージ８の構成を拡大
して示す。図に示す剪断形ゲージ８はゲージ長がＬでゲ
ージ幅がＷであり、この剪断形ゲージ８の長さ方向に電
源端９、１０が形成され、ここに電圧が印加される。
して示す。図に示す剪断形ゲージ８はゲージ長がＬでゲ
ージ幅がＷであり、この剪断形ゲージ８の長さ方向に電
源端９、１０が形成され、ここに電圧が印加される。
【００１４】測定圧力Ｐがダイヤフラム１に与えられる
と、これによって生じた剪断応力τに対応した電圧がゲ
ージ長Ｌのほぼ中央に形成された出力端１１、１２に得
られる。しかし、電源端９、１０間の抵抗は測定圧力Ｐ
により変化を受けない。
と、これによって生じた剪断応力τに対応した電圧がゲ
ージ長Ｌのほぼ中央に形成された出力端１１、１２に得
られる。しかし、電源端９、１０間の抵抗は測定圧力Ｐ
により変化を受けない。
【００１５】次に、この圧力センサ部１３と変換部１４
とを結合した図１に示す構成について説明する。圧力セ
ンサ部１３の剪断形ゲージ８の電源端９、１０には、抵
抗Ｒ1を介して回路電源１５から回路電圧ＶCが印加され
ている。これにより、剪断形ゲージ８の出力端１１、１
２に現れる出力電圧ＶSは差動増幅器１６に与えられる
が、この差動増幅器１６は演算増幅器Ｑ1、抵抗Ｒ2〜Ｒ
5で構成される。
とを結合した図１に示す構成について説明する。圧力セ
ンサ部１３の剪断形ゲージ８の電源端９、１０には、抵
抗Ｒ1を介して回路電源１５から回路電圧ＶCが印加され
ている。これにより、剪断形ゲージ８の出力端１１、１
２に現れる出力電圧ＶSは差動増幅器１６に与えられる
が、この差動増幅器１６は演算増幅器Ｑ1、抵抗Ｒ2〜Ｒ
5で構成される。
【００１６】演算増幅器Ｑ1の非反転入力端（＋）は出
力端１１と共通電位点ＣＯＭとの間に直列に接続された
抵抗Ｒ2とＲ3の分圧点に接続されている。一方、反転入
力端（−）は抵抗Ｒ4を介して出力端１２に接続される
と共に演算増幅器Ｑ1の出力端と抵抗Ｒ5を介して接続さ
れている。
力端１１と共通電位点ＣＯＭとの間に直列に接続された
抵抗Ｒ2とＲ3の分圧点に接続されている。一方、反転入
力端（−）は抵抗Ｒ4を介して出力端１２に接続される
と共に演算増幅器Ｑ1の出力端と抵抗Ｒ5を介して接続さ
れている。
【００１７】演算増幅器Ｑ1の出力端に現れる出力電圧
Ｖ0は、比較器Ｑ2の（＋）入力端に印加され、その
（−）入力端には帰還電圧Ｖnが印加され、その出力端
はパルス変換回路Ｑ3のデータ端Ｄに接続されている。
そして、この比較器Ｑ2の電源端は回路電圧ＶCで付勢さ
れている。
Ｖ0は、比較器Ｑ2の（＋）入力端に印加され、その
（−）入力端には帰還電圧Ｖnが印加され、その出力端
はパルス変換回路Ｑ3のデータ端Ｄに接続されている。
そして、この比較器Ｑ2の電源端は回路電圧ＶCで付勢さ
れている。
【００１８】パルス変換回路Ｑ3は、回路電圧ＶCで付勢
され、そのクロック端ＣＬには水晶発振子などを用いた
安定な周波数を発振するクロック発生回路Ｑ4からクロ
ック信号ｆCKが印加されている。
され、そのクロック端ＣＬには水晶発振子などを用いた
安定な周波数を発振するクロック発生回路Ｑ4からクロ
ック信号ｆCKが印加されている。
【００１９】パルス変換回路Ｑ3の反転出力端＜Ｑ＞
は、回路電圧ＶCで付勢されマスク回路として機能する
ＮＯＲゲートＱ5の入力の一端に接続され、その入力の
他端にはクロック信号ｆCKが印加されている。
は、回路電圧ＶCで付勢されマスク回路として機能する
ＮＯＲゲートＱ5の入力の一端に接続され、その入力の
他端にはクロック信号ｆCKが印加されている。
【００２０】ＮＯＲゲートＱ5の出力端は出力端子１７
に接続されると共に抵抗Ｒ6とコンデンサＣ1とで構成さ
れる低域フイルタＬＦにより平滑されて帰還電圧Ｖnと
して比較器Ｑ2の（−）入力端に負帰還される。
に接続されると共に抵抗Ｒ6とコンデンサＣ1とで構成さ
れる低域フイルタＬＦにより平滑されて帰還電圧Ｖnと
して比較器Ｑ2の（−）入力端に負帰還される。
【００２１】次に、以上のように構成された実施例の動
作について図３に示す波形図を用いて説明する。剪断形
ゲージ８の電源端９と１０には、回路電圧ＶCが印加さ
れ、これによって剪断形ゲージ８に電流ＩSが流れる。
作について図３に示す波形図を用いて説明する。剪断形
ゲージ８の電源端９と１０には、回路電圧ＶCが印加さ
れ、これによって剪断形ゲージ８に電流ＩSが流れる。
【００２２】シート抵抗をＲS、剪断ピエゾ抵抗係数を
π、剪断形ゲージ８に働く剪断応力をτSとすれば、出
力電圧ＶSは次式で示される。 ＶS＝ＩS・ＲS・π・τS （１）
π、剪断形ゲージ８に働く剪断応力をτSとすれば、出
力電圧ＶSは次式で示される。 ＶS＝ＩS・ＲS・π・τS （１）
【００２３】ここで、βを定数とし、αを差動増幅器１
６のゲインとすると、βＶC＝ＩS・ＲS、Ｖ0＝α・ＶS
の関係があるので、 Ｖ0＝αβ・π・τS・ＶC （２） を得る。
６のゲインとすると、βＶC＝ＩS・ＲS、Ｖ0＝α・ＶS
の関係があるので、 Ｖ0＝αβ・π・τS・ＶC （２） を得る。
【００２４】比較器Ｑ2は、この出力電圧Ｖ0と帰還電圧
Ｖnとが一致するように動作するが、この場合の帰還電
圧Ｖnは出力端子１７に得られる出力周波数ｆTを低域フ
イルタＬＦで平滑した形の波形として得られる。
Ｖnとが一致するように動作するが、この場合の帰還電
圧Ｖnは出力端子１７に得られる出力周波数ｆTを低域フ
イルタＬＦで平滑した形の波形として得られる。
【００２５】いま、比較器Ｑ2に入力される帰還電圧Ｖn
と出力電圧Ｖ0との関係が、Ｖn＞Ｖ 0なる状態にあると
きは、比較器Ｑ2の出力端に現れる比較電圧ＶDはローレ
ベル状態にあるので、パルス変換回路Ｑ3のデータ端Ｄ
はローレベル状態にあり、これがクロック端ＣＬに印加
されるクロック信号ｆCKによりラッチされて反転出力端
＜Ｑ＞はハイレベルの電位となる。
と出力電圧Ｖ0との関係が、Ｖn＞Ｖ 0なる状態にあると
きは、比較器Ｑ2の出力端に現れる比較電圧ＶDはローレ
ベル状態にあるので、パルス変換回路Ｑ3のデータ端Ｄ
はローレベル状態にあり、これがクロック端ＣＬに印加
されるクロック信号ｆCKによりラッチされて反転出力端
＜Ｑ＞はハイレベルの電位となる。
【００２６】したがって、ＮＯＲゲートの入力の一端が
ハイレベル状態にあるので、クロック信号ｆCKのハイ／
ローの如何を問わずＮＯＲゲートの出力端にはローレベ
ルの信号が出力される。
ハイレベル状態にあるので、クロック信号ｆCKのハイ／
ローの如何を問わずＮＯＲゲートの出力端にはローレベ
ルの信号が出力される。
【００２７】つまり、反転出力端＜Ｑ＞のハイレベルの
電位により、クロック信号ｆCKがマスクされてそのパル
スが間引かれて減少するので、帰還電圧Ｖnが減少し、
Ｖn＝Ｖ0に近づけられる。
電位により、クロック信号ｆCKがマスクされてそのパル
スが間引かれて減少するので、帰還電圧Ｖnが減少し、
Ｖn＝Ｖ0に近づけられる。
【００２８】逆に、Ｖn＜Ｖ0の状態では、比較器Ｑ2の
出力端に現れる比較電圧ＶDはハイレベル状態にあるの
で、パルス変換回路Ｑ3のデータ端Ｄはハイレベル状態
にあり、これがクロック端ＣＬに印加されるクロック信
号ｆCKによりラッチされて反転出力端＜Ｑ＞はローレベ
ルの電位となる。
出力端に現れる比較電圧ＶDはハイレベル状態にあるの
で、パルス変換回路Ｑ3のデータ端Ｄはハイレベル状態
にあり、これがクロック端ＣＬに印加されるクロック信
号ｆCKによりラッチされて反転出力端＜Ｑ＞はローレベ
ルの電位となる。
【００２９】したがって、ＮＯＲゲートの入力の一端が
ローレベル状態にあるので、クロック信号ｆCKはＮＯＲ
ゲートを通過して帰還電圧Ｖnを増加させ、Ｖn＝Ｖ0に
近づけられる。このようにして、回路が安定したときの
出力周波数ｆTは測定圧力Ｐに対応したものとなる。以
上の点について更に詳しく説明する。
ローレベル状態にあるので、クロック信号ｆCKはＮＯＲ
ゲートを通過して帰還電圧Ｖnを増加させ、Ｖn＝Ｖ0に
近づけられる。このようにして、回路が安定したときの
出力周波数ｆTは測定圧力Ｐに対応したものとなる。以
上の点について更に詳しく説明する。
【００３０】出力周波数ｆTは図３（イ）に示すように
ピーク値がＶOHで、ハイレベル期間がＴH、ローレベル
期間がＴLの波形をなし、これらの幅は変動している。
図３（ロ）に示すように、これを低域フイルタＬＦで平
滑したときの出力電圧Ｖ0に対する帰還電圧Ｖnの増加の
ときの変動幅をΔＶ1、帰還電圧Ｖnの最大変動値から減
少したときの変動幅をΔＶ2とすると、次式が得られ
る。
ピーク値がＶOHで、ハイレベル期間がＴH、ローレベル
期間がＴLの波形をなし、これらの幅は変動している。
図３（ロ）に示すように、これを低域フイルタＬＦで平
滑したときの出力電圧Ｖ0に対する帰還電圧Ｖnの増加の
ときの変動幅をΔＶ1、帰還電圧Ｖnの最大変動値から減
少したときの変動幅をΔＶ2とすると、次式が得られ
る。
【００３１】 ΔＶ1＝（ＶOH−Ｖn）［１−ｅｘｐ（−ｔ／τ）］ （３） ΔＶ2＝Ｖn［１−ｅｘｐ（−ｔ／τ）］ （４） ここで、τは低域フイルタＬＦの時定数である。
【００３２】このように、帰還電圧Ｖnは時間的に変動
しているが、１／ｆCKより充分に長い時間では、出力電
圧Ｖ0にほぼ等しくなるので、Ｖn＝Ｖ0とおく。そし
て、この場合には、 ΔＶ1・ＴH＝ΔＶ2・ＴL （５） が成り立つ。
しているが、１／ｆCKより充分に長い時間では、出力電
圧Ｖ0にほぼ等しくなるので、Ｖn＝Ｖ0とおく。そし
て、この場合には、 ΔＶ1・ＴH＝ΔＶ2・ＴL （５） が成り立つ。
【００３３】ここで、ＴH＋ＴL＝１秒として（３）式、
（４）式を（５）式に代入すると、 （ＶOH−Ｖn）ＴH＝Ｖn（１−ＴH） （６） を得る。したがって、 ＴH＝Ｖn／ＶOH （７） となる。
（４）式を（５）式に代入すると、 （ＶOH−Ｖn）ＴH＝Ｖn（１−ＴH） （６） を得る。したがって、 ＴH＝Ｖn／ＶOH （７） となる。
【００３４】一方、出力周波数ｆTは、 ｆT＝ＴH／（１／２ｆCK） （８） で与えられるので、この式に（７）式を代入して、 ｆT＝（２ｆCK）Ｖn／ＶOH （９） を得る。
【００３５】ところで、Ｋを比例定数とすると、Ｖ
OHは、ＶOH＝Ｋ・ＶCなる関係があるので、この関係と
Ｖn＝Ｖ0の関係と、（２）式とを用いると、（９）式は ｆT＝（２ｆCK）αβ・π・τS・ＶC／（Ｋ・ＶC） ＝ αβ・π・τS・２ｆCK／Ｋ （１０） となる。
OHは、ＶOH＝Ｋ・ＶCなる関係があるので、この関係と
Ｖn＝Ｖ0の関係と、（２）式とを用いると、（９）式は ｆT＝（２ｆCK）αβ・π・τS・ＶC／（Ｋ・ＶC） ＝ αβ・π・τS・２ｆCK／Ｋ （１０） となる。
【００３６】この（１０）式は剪断形ゲージ８に働く剪
断応力τS以外の係数は一定であるので、回路電圧ＶCの
変動に関係なく、剪断応力τS、つまり測定圧力Ｐに比
例した出力周波数ｆTを得ることができる。なお、クロ
ック周波数ｆCKは、例えば水晶振動子などを用いれば極
めて安定な周波数が得られる。
断応力τS以外の係数は一定であるので、回路電圧ＶCの
変動に関係なく、剪断応力τS、つまり測定圧力Ｐに比
例した出力周波数ｆTを得ることができる。なお、クロ
ック周波数ｆCKは、例えば水晶振動子などを用いれば極
めて安定な周波数が得られる。
【００３７】測定圧力Ｐが周波数の形で得られるので、
この出力周波数ｆTをマイクロコンピュータに出力して
各種の信号処理をするためのデジタル化に際して誤差が
入ることがなく、高精度化が可能となる。
この出力周波数ｆTをマイクロコンピュータに出力して
各種の信号処理をするためのデジタル化に際して誤差が
入ることがなく、高精度化が可能となる。
【００３８】また、出力端子１７の後段での信号処理に
際して測定レンジを拡大しても出力周波数ｆTは（１
０）式に示すように回路電圧ＶCには無関係であるの
で、回路電圧ＶCの変動に起因する変動が拡大されるこ
ともない。
際して測定レンジを拡大しても出力周波数ｆTは（１
０）式に示すように回路電圧ＶCには無関係であるの
で、回路電圧ＶCの変動に起因する変動が拡大されるこ
ともない。
【００３９】
【発明の効果】以上、実施例と共に具体的に説明したよ
うに本発明によれば、物理量に対応する出力を回路電源
の電圧に依存せずしかも周波数信号として得られる構成
としたので、回路電源の安定性を高くする必要がなく、
またデジタル処理に適した信号としてほぼそのまま使用
でき、このためコストの低減に効果がある。
うに本発明によれば、物理量に対応する出力を回路電源
の電圧に依存せずしかも周波数信号として得られる構成
としたので、回路電源の安定性を高くする必要がなく、
またデジタル処理に適した信号としてほぼそのまま使用
でき、このためコストの低減に効果がある。
【００４０】特に、このような物理量変換回路では、測
定範囲の変更、つまりレンジ変更を必要とすることが多
いが、この場合でも、レンジを大幅に拡大しても回路電
源の安定度に依存しないので、大幅なレンジ拡大が可能
である。
定範囲の変更、つまりレンジ変更を必要とすることが多
いが、この場合でも、レンジを大幅に拡大しても回路電
源の安定度に依存しないので、大幅なレンジ拡大が可能
である。
【図１】本発明の１実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】図１に示す構成のうちセンサ部の詳細な構成を
示す構成図である。
示す構成図である。
【図３】図１に示す実施例の動作を説明する波形図であ
る。
る。
１ ダイヤフラム ２ 凹部 ３ 起歪部 ８ 剪断形ゲージ １３ 圧力センサ部 １４ 変換部 １５ 回路電源 １６ 差動増幅器 Ｑ2 比較器 Ｑ3 パルス変換回路 Ｑ4 クロック発生回路 Ｑ5 ＮＯＲゲート ＬＦ 低域フイルタ
Claims (1)
- 【請求項１】回路電源が供給され物理量を検出してこれ
を前記回路電源に依存する電気信号に変換するセンサ手
段と、安定なクロック信号を発生するクロック信号発生
手段と、出力周波数の振幅平均値と前記電気信号との大
小を比較して比較信号を出力する比較手段と、この比較
信号を前記クロック信号を用いてパルス信号に変換する
パルス変換手段と、前記クロック信号を前記パルス信号
によりマスクして前記出力周波数とするマスク手段とを
具備し、前記回路電源の変動に依存しない前記出力周波
数とすることを特徴とする物理量変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22087993A JP3149638B2 (ja) | 1993-09-06 | 1993-09-06 | 物理量変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22087993A JP3149638B2 (ja) | 1993-09-06 | 1993-09-06 | 物理量変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0771979A JPH0771979A (ja) | 1995-03-17 |
| JP3149638B2 true JP3149638B2 (ja) | 2001-03-26 |
Family
ID=16757975
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22087993A Expired - Fee Related JP3149638B2 (ja) | 1993-09-06 | 1993-09-06 | 物理量変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3149638B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103592061A (zh) * | 2013-07-12 | 2014-02-19 | 西北工业大学 | 一种高精度硅微谐振式压力传感器接口电路 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4269710B2 (ja) | 2002-10-22 | 2009-05-27 | 横河電機株式会社 | 周波数測定回路およびそれを用いた振動センサ式差圧・圧力伝送器 |
| USD799051S1 (en) | 2016-02-26 | 2017-10-03 | Hisamitsu Pharmaceutical Co., Inc. | Medical patch |
-
1993
- 1993-09-06 JP JP22087993A patent/JP3149638B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103592061A (zh) * | 2013-07-12 | 2014-02-19 | 西北工业大学 | 一种高精度硅微谐振式压力传感器接口电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0771979A (ja) | 1995-03-17 |
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