JP2002168670A - 熱式空気流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】自動車などの内燃機関の吸入空気量を測定する
熱線式空気流量計において、色々な用途に応じて流量の
測定範囲の異なる装置を提供するに際して、回路や調整
を複雑化することなく、センサ全体の感度の調整して精
度を向上させること。 【解決手段】発熱抵抗体２１１ａと温度補償抵抗２１１
ｂ，２１１ｃにより発熱抵抗体を定温度駆動する手段，
発熱抵抗体の両側に温度検出抵抗体２１１ｄ〜２１１ｇ
を配置し温度検出抵抗体の温度差により流量を検出する
手段，発熱抵抗体の加熱電力に応じた信号を、温度検出
抵抗体の温度差出力に伝達する手段，温度差の流量に応
じた信号を入力するディジタル化手段、ディジタル演算
して補正及び調整を施す手段を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、空気流量の測定方
法及び装置に係り、特に内燃機関の吸入空気量検出に好
適な空気流量の測定方法及び装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より自動車などの内燃機関の電子制
御燃料噴射装置に設けられ吸入空気量を測定する空気流
量装置として、熱式のものが質量空気量を直接検知でき
ることから多数使われている。この際、発熱抵抗体は白
金線をボビンに巻きつけてガラスでコーティングする、
薄膜抵抗体をセラミック基板上やシリコン基板上に形成
する等により構成されている。流量の検出方法としては
発熱抵抗体を一定温度に加熱し、流れが生じた際に流れ
る電流を直接検出する方式と、発熱抵抗体の両側に温度
検出抵抗体を配置し、温度検出抵抗体の温度差により検
出する方式等が上げられる。

【０００３】特に、自動車において、４気筒以下のエン
ジンの低回転数，重負荷時のように、吸入空気量の脈動
振幅が大きく一部逆流を伴う脈動流の場合、従来の空気
流量装置では精度が低下するため流れの方向に応じた出
力が要求される。発熱抵抗体の両側に温度検出抵抗体を
配置し、温度検出抵抗体の温度差により検出する方式
は、流れの方向に応じた出力が得られるため、逆流等の
出力の検出に適している。

【０００４】いずれの方式も用途に応じて一長一短があ
るため、アナログ回路で組み合わせて使う方式が特開平
９−３１８４１２号，特開平１１−５１９５４号等に記
載されている。これは、比較的感度の良い温度検出抵抗
体の温度差出力が、高流量側では感度が飽和して劣化す
るため、低流量側で感度が悪く高流量側で感度の良い直
接検出する方式の出力と差動増幅器で加算して出力する
ものである。

【０００５】このように、比較的感度の良い温度検出抵
抗体の温度差出力を補償するやり方としては、先の感度
を補償するやり方以外に、ヒータの上流温度により割り
算して出力を補償するやり方が特公平６−６３８０１号
に、温度補償するやり方が特公平６−６４０８０号等に
記載されている。

【０００６】他に、特に自動車用に温度検出抵抗体の温
度差出力を補償するやり方として媒体温度を検出して補
償するやり方が特開平６−１６０１４２号等に記載され
ている。

【０００７】一方、ＡＤ変換を用いたディジタル的なや
り方として、測温抵抗体の出力によりゼロ点を補正する
やり方が、特開平６−２３００２１号に記載されてい
る。また、ディジタル的に温度を補正するやり方が、特
開平１１−９４６２０号に記載されている。

【０００８】また、発熱抵抗体の加熱制御手段としては
通常のアナログ的にリニア駆動する方式の他に、特開平
９−３１１０６３号，特開平１０−１９６２５号等に記
載されている様な、パルス信号により加熱電力を供給し
制御するやり方が記載されている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術におい
て、特に温度検出抵抗体の温度差出力の精度を補償する
やり方として、種々の方式が提案されている。ここで、
精度を補償するやり方として回路規模が小さく、低い電
圧での動作等の集積化に適した方式が望ましいが、従来
技術においては比較的回路規模が大きく小型化に向かな
い等の課題があった。また、ディジタル的にゼロ点を補
償する方式や、温度補償する方式も検討されていたが、
センサ全体の感度の調整に関してはあまり考慮されてい
なかった。ブリッジ回路の駆動電圧の共通化，低電圧化
に関してもあまり考慮されていなかった。

【００１０】本発明の目的は、容易に出力感度を調整
し、精度を向上させることが可能な熱式空気流量計を提
供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】発熱抵抗体と温度補償抵
抗により発熱抵抗体を定温度駆動する手段、発熱抵抗体
の両側に温度検出抵抗体を配置し温度検出抵抗体の温度
差により流量を検出する手段、発熱抵抗体の加熱電力に
応じた信号を、温度検出抵抗体の温度差出力に伝達する
手段、温度差の流量に応じた信号を入力するディジタル
化手段、ディジタル演算して補正及び調整を施す手段を
設ける。

【００１２】発熱抵抗体の加熱電力を検出し、加熱電力
に応じた信号を流れの方向に応じた流量に対して直接作
用させることにより、容易に出力感度を調整し、精度を
向上することが可能となる。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施例を図
１により説明する。ディジタル補正回路240と、発熱抵
抗体２１１ａ，温度補償抵抗２１１ｃ，抵抗１３，１
４，１７からなるブリッジ回路，温度検出抵抗体２１１
ｄ，２１１ｅ，２１１ｆ，２１１ｇからなる２つのブリ
ッジ回路により構成されている。

【００１４】ディジタル補正回路２４０には、発熱抵抗
体２１１ａ，温度補償抵抗２１１ｃ，抵抗１３，１４，
１７からなる第１のブリッジ回路を駆動するための回路
が内蔵されている。動作としては、一例としてディジタ
ル補正回路２４０に対して供給される電圧を、直接また
はディジタル補正回路２４０の電源保護回路２２８を介
して間接的に、安定した定電圧をブリッジ回路に印加
し、パルス駆動により発熱抵抗体２１１ａへの供給電力
を制御するものである。

【００１５】ここでパルス駆動は、基準となる三角波に
対しブリッジ回路を周囲温度に対して定温度駆動した際
の差動増幅器の出力偏差量に応じてパルスの幅、デュー
ティを可変するものである。具体的には、ブリッジの中
点電位Ｖ２，Ｖ３をスイッチ２２５ａ，コンデンサ３
１，３２からなるサンプルホールド回路を介して差動増
幅器１５に入力し、入力の差に応じた出力偏差量Ｖｅを
出力し、コンパレータ１８に入力する。コンパレータ１
８は、三角波発生回路２２９の出力Ｖｔと出力偏差量Ｖ
ｅを比較し、大小関係に応じて出力をパルス状にオンオ
フする。このオンオフした信号Ｖｐは、ＰＷＭパルスと
呼ばれ通常一定周波数で動作し、パルス信号の一周期に
おけるオン期間をデューティαで現す。このＰＷＭパル
スに応じて出力のＭＯＳトランジスタ１６がオンオフ
し、ブリッジの上部にＶｃｃ１の電圧を断続的に印加す
るものである。ＭＯＳトランジスタ１６がオンすると、
発熱抵抗体２１１ａに電力が供給され加熱され、オフ時
は電流が流れないため加熱温度が低下する。

【００１６】以上の様な動作によって、発熱抵抗体２１
１ａの加熱温度を制御することが可能となる。この際、
ブリッジの中点電位Ｖ２，Ｖ３も電圧が断続するため、
差動増幅器の入力を先のデューティαに同期してサンプ
リング動作させるものである。ここで、デューティαは
発熱抵抗体２１１ａの加熱温度を一定にするように動作
するため、発熱抵抗体２１１ａの熱が空気の流れに応じ
て失われると、より加熱するためにデューティαも増加
する。よってデューティαは、空気流量と等価な信号で
あるといえる。このように発熱抵抗体２１１ａに定電圧
を印加し、パルス駆動すると通常の熱式空気流量計と同
様に、空気流量に相当した信号としてデューティαを得
ることができる。パルス駆動では、ブリッジを制御する
ＭＯＳトランジスタ１６の発熱を押さえることができる
ので、ディジタル補正回路２４０と同一の基盤に集積化
する際のチップ面積が小さく済み集積化に向いた構成と
いえる。また、バッテリ電圧（１２Ｖ）を用いずにエン
ジンコントロールユニット等から供給されるＶｃｃ（５
Ｖ）といった低い電圧で駆動できれば、バッテリに直接
接続した場合に比べて、保護回路等に有する回路部品を
低減できるといったメリットがある。

【００１７】ここで、発熱抵抗体２１１ａはシリコンな
どの半導体基板上に、発熱体として白金やタングステン
の薄膜や厚膜，ポリシリコン抵抗体や、単結晶シリコン
の抵抗体が形成されたものである。

【００１８】発熱抵抗体２１１ａは自動車等の内燃機関
の吸気通路内に設けられ、吸気通路に流れる空気流量に
対応した信号を得るのが通常の直接検出するタイプの熱
式空気流量計の構成である。一方、発熱抵抗体２１１ａ
の両側に温度検出抵抗体２１１１ｄ，２１１ｅ，２１１
ｆ，２１１ｇを配置して第２のブリッジを構成し、Ｖｃ
ｃ１の電圧を印加することで中点の電位Ｖｂ１，Ｖｂ２
の差より抵抗体の温度差を検出する。この方式では流れ
の方向に応じた出力が得られる。

【００１９】この抵抗体の温度差を検出する方式は、差
動で検出するため低流量側の感度が良く、逆流といった
双方向の流れの検出に適しているが、通常は５Ｖといっ
た定電圧で駆動されるため高流量側の感度が制限されや
すい。

【００２０】ここで、用いられる発熱抵抗体２１１ａを
シリコン半導体基板上２１１に薄膜で構成された場合の
パターンの一例を図２に示す。発熱抵抗体２１１ａは縦
長に抵抗が折り返したパターンである。またこの両側に
温度検出用の抵抗体２１１ｄ，２１１ｅ，２１１ｆ，２
１１ｇが配置された構造となっている。発熱抵抗体２１
１ａ，温度検出用の抵抗体２１１ｄ，２１１ｅ，２１１
ｆ，２１１ｇは、例えばシリコン基板２１１の裏面から
エッチングされ熱容量が小さなダイヤフラム構造部に抵
抗体が配置されたものである。温度補償抵抗２１１ｃ
は、発熱抵抗体２１１ａの加熱による温度影響が受けに
くい場所に配置されている。断面構造を図３に示す。抵
抗パターンのある場所が最も厚みがある構造となってい
る。

【００２１】本実施例においては、この温度検出抵抗体
２１１ｄ，２１１ｅ，２１１ｆ，２１１ｇのブリッジ中
点の電位Ｖｂ１，Ｖｂ２を、ディジタル補正回路２４０
に入力する。ディジタル補正回路２４０は、２つのアナ
ログ・ディジタル変換器２２１ａ，２２１ｂを有し、ア
ナログ・ディジタル変換器２２１ａは流量に応じた電圧
値をディジタル値に変換して読み取り、アナログ・ディ
ジタル変換器221bはディジタル補正回路２４０の温度を
温度検出回路２４１により検出する。２つのアナログ・
ディジタル変換器２２１ａ，２２１ｂにより、種々の信
号をディジタル量として取り込み演算により空気流量値
を調整し、ディジタル・アナログ変換器２２４ａの出力
電圧Ｖｏｕｔとしてエンジンコントロールユニット等に
信号を送るものである。ここでディジタル補正回路２４
０は、ＣＰＵ２２２ａ，ＲＡＭ２２２ｂ，ＲＯＭ２２２
ｃからなる演算回路２２２と、発振器２２６，ＰＲＯＭ
２２３等により構成される。ここでＰＲＯＭ２２３は、
個別センサの出力感度のばらつき等を調整値として一回
以上記録することができるものであればよく、電気的な
書き換え可能なＥＥＰＲＯＭやフラッシュＲＯＭ等にの
み限定されるものではない。また、出力としては空気流
量のディジタル値を周波数に変換するディジタル・周波
数変換２４２を介して周波数出力ｆｏｕｔを得ることも
可能な構成となっている。これは、対象とするエンジン
コントロールユニットに応じて外部回路等を用いずに対
応を可能とするためのものである。

【００２２】ここでアナログ・ディジタル変換器２２１
ａは、ブリッジ回路の出力Ｖｂ１，Ｖｂ２等を直接入力
しているため精度が必要となるが、精度を確保し、かつ
回路規模を小さくするには例えばΔΣ型のアナログ・デ
ィジタル変換器を用いればよい。

【００２３】次に、アナログ・ディジタル変換器２２１
ａへの信号入力動作の詳細を説明する。本発明では特
に、温度検出抵抗体２１１ｄ，２１１ｅ，２１１ｆ，２
１１ｇのブリッジ中点の電位Ｖｂ１，Ｖｂ２をスイッチ
２２５ｂ，抵抗３４，３５，コンデンサ３３からなるフ
ィルタを介して入力するものである。スイッチ２２５ｂ
は、先に述べた空気流量に応じたパルス駆動のためのデ
ューティαによってPWM動作しており、実際にアナログ
・ディジタル変換器２２１ａへ入力される信号は、ブリ
ッジ中点の電位Ｖｂ１，Ｖｂ２の電位差ｄＶと、デュー
ティαの複合したものとなる。

【００２４】図４に、流量に応じたセンサの出力電圧
（センサの感度）を示す。図４ａの温度検出抵抗体２１
１ｄ，２１１ｅ，２１１ｆ，２１１ｇのブリッジ中点の
電位Ｖｂ１，Ｖｂ２の電位差ｄＶは、流れの方向に応じ
て出力が符号付きで得られる。この温度差式の出力ｄＶ
は流量がプラスの場合はプラスの出力で、流量がマイナ
スの場合はマイナスの出力となる。また、温度差式の特
徴として低流量側で感度が高く、高流量側での感度が緩
やかになっている。

【００２５】これに対し、図４ｂに示すパルス駆動の際
の流量に対するデューティαは、一般的な直熱式の出力
と同様に、流量がプラスの場合でもマイナスの場合でも
プラスの信号で流れの方向に対して特に符号が付かな
い。このパルス駆動の際の流量に対するデューティα
は、発熱抵抗体２１１ａに対して供給される加熱電力に
対応しており、流れの向きによらず流れの量に応じた絶
対的なエネルギー量を示すためである。同時に、デュー
ティαは供給される加熱電力を例えば一定周波数で駆動
されるＰＷＭ信号のオン期間として等価的に表されるも
のであり、予めエネルギーを供給するのに十分な電圧等
が与えられていれば、投入されるエネルギーに対して高
流量側においても感度を有するような、直熱式と同様な
信号になる。

【００２６】本実施例においては、以上の２つの信号を
用いて図４ｃに示す様な低流量から高流量まで感度が良
好な信号を得るものである。具体的には、先の温度差式
の出力ｄＶを、直熱式と等価と考えることができるＰＷ
Ｍ信号のデューティαを用いて変調することで、感度補
正を施したアナログ信号を直接得るものである。

【００２７】図５に具体的な動作原理を示す。これは空
気流量に逆流が生じ、一定時間において流量が符号付き
で増減するような動的な動作の場合を示している。先に
示した様に、温度検出抵抗体２１１ｄ，２１１ｅ，２１
１ｆ，２１１ｇのブリッジ中点の電位Ｖｂ１，Ｖｂ２の
電位差ｄＶは、流れの方向に応じて空気流量と同様にゼ
ロ点をクロスした信号となる。この際、先の図４ａの出
力感度特性に応じて高流量側で圧縮されたような信号と
なる。

【００２８】同様に先の図４ｂの出力感度特性に応じて
デューティαを表すと、流量ゼロでもデューティαはゼ
ロ点を通らず、常にプラス側の信号となる。これを、Ｐ
ＷＭパルスとして例えばＶｐを観察すると、デューティ
αの増減に応じてパルス幅が粗密となるような波形とな
る。ここで、ＰＷＭパルスは出力のＭＯＳトランジスタ
１６がＰＭＯＳ構成であるため、ゲート電圧が低レベル
（０）でスイッチがオンし、ゲート電圧が高レベル
（１）でスイッチがオフするという動作をする。このた
め、デューティαはＰＷＭ一周期に対するＰＷＭパルス
がオン（０）の割合を示し、通常の逆位相となってい
る。

【００２９】先の電位差ｄＶをこのＰＷＭパルスでスイ
ッチ２２５ｂを用いて、ＰＷＭパルスがオフ（１）の場
合はスイッチ２２５ｂをオンしてセンサ出力をゼロと
し、ＰＷＭパルスがオン（０）の場合はスイッチ２２５
ｂをオフして、電位差ｄＶをそのまま出力する。このパ
ルス状に変調された信号を、フィルタを用いて平滑化す
ることで、等価的に電位差ｄＶとデューディαを乗算し
たような出力を得て、アナログ・ディジタル変換器２２
１ａへ直接入力する。これをディジタル補正回路２４０
でディジタル量として取り込み演算により温度影響等を
調整し、ディジタル・アナログ変換器２２４の出力電圧
Ｖｏｕｔとして電位差ｄＶとデューディαを乗算したも
のと等価な出力を得ることが可能となる。

【００３０】ここでは、説明のためＰＷＭ周波数を低く
して表しているが、実際にはＰＷＭのリップル影響を無
くすために数十ｋＨｚから数ＭＨｚといった高周波数で
駆動されることが望ましい。

【００３１】本実施例によれば、特に出力特性が異な
り、かつ符号無しの出力と符号付きの出力といった符号
の異なる特性であっても、直接パルス変調することで容
易に符号付きの演算を実現でき、流量の流れの向きによ
らず感度補正ができ、性能が向上するといった効果があ
る。また、流量の検出に用いる特に高精度を必要とする
様なディジタル・アナログ変換器を複数用いなくても感
度補正が可能となるため、コスト低減が図れるという効
果がある。また、パルス駆動によってブリッジを制御す
る回路等の発熱を押さえることができれば、集積化し易
く小型化できるといった効果がある。

【００３２】以下、本発明の第２の実施例を図６により
説明する。これは、先の図１に対して発熱抵抗体２１１
ａに加える電圧の有効化を図るために、発熱抵抗体２１
１ａを含むブリッジをパルス駆動する際のスイッチ構成
を変更した一例である。また、温度検出抵抗体２１１
ｄ，２１１ｅ，２１１ｆ，２１１ｇのブリッジ中点の電
位Ｖｂ１，Ｖｂ２をスイッチ２２５ｄ，コンデンサ３
６，３７からなるサンプルホールドを介して、アナログ
・ディジタル変換器２２１ａに入力するものである。同
時に、ＰＷＭパルスをＩ／Ｏ２４４に入力し、ＰＷＭパ
ルスのデューティαを計測し、ディジタル演算によりブ
リッジ中点の電位差ｄＶをデューティαにより感度補償
するものである。

【００３３】先に発熱抵抗体２１１ａを含むブリッジを
パルス駆動する際の動作を簡単に説明する。発熱抵抗体
２１１ａ，温度補償抵抗２１１ｃ，抵抗１３，１４，１
７からなるブリッジ回路には、ディジタル補正回路２４
０に対して供給される電圧を、直接またはディジタル補
正回路２４０の電源保護回路２２８を介して、安定した
定電圧Ｖｃｃ１が直接印加（Ｖｃｃ１＝Ｖ１）されてい
る。

【００３４】このため、発熱抵抗体２１１ａ，温度補償
抵抗２１１ｃ，抵抗１３，１４，１７からなるブリッジ
回路には、常に一定の電流が流れて発熱抵抗体２１１ａ
が加熱されている。ただし電流は抵抗１３により制限さ
れ、発熱抵抗体２１１ａが流量ゼロで通常加熱温度が設
定される自冷時よりも小さな加熱電力のみ供給してい
る。

【００３５】発熱抵抗体２１１ａへの供給電力を制御す
るＭＯＳトランジスタ１９は、発熱抵抗体２１１ａと抵
抗１３の接点とグランド間に接続され、ＭＯＳトランジ
スタ１９のオン時において、抵抗１３を短絡し発熱抵抗
体２１１ａへは定電圧Ｖｃｃ１を最大限印加するもので
ある。この際の定電圧Ｖｃｃ１の印加時間を、パルス駆
動によりＰＷＭ制御することで発熱抵抗体２１１ａの加
熱温度を流量によらず常に一定に制御することができ
る。

【００３６】ブリッジの中点電力Ｖ２，Ｖ３は、スイッ
チ２２５ａとコンデンサ３１，３２からなるサンプルホ
ールド回路に入力され、先のＭＯＳトランジスタ１９が
オフ時の電圧をサンプルホールドして差動増幅器１５に
入力し、入力の差に応じた出力偏差量Ｖｅを出力してコ
ンパレータ１８に入力する。コンパレータ１８は、三角
波発生回路２２９の出力Ｖｔと出力偏差量Ｖｅを比較
し、大小関係に応じて出力をパルス状にオンオフするも
のである。この際のブリッジにかかるパルス状の電圧を
図７に示す。これは、ブリッジ上部の電圧Ｖ１と中点電
圧Ｖ２泊の差（Ｖ１−Ｖ２）で、発熱抵抗体２１１ａの
両端の印加電圧を示している。

【００３７】ＭＯＳトランジスタ１９がオンすると、Ｍ
ＯＳトランジスタ１９がオン抵抗によるオン電圧Ｖｏｎ
を除いた最大電圧(Ｖｃｃ１−Ｖｏｎ)が発熱抵抗体２１
１ａに印加され、オフ時は抵抗１３で制限される電圧Ｖ
ｊｏが印加される。これをパルス状にオンオフすること
で発熱抵抗体２１１ａへの供給電力を制御できるが、通
常の抵抗１３がありブリッジ全体をオンオフ制御する場
合よりも、オン時にかかる最大電圧を抵抗１３がない分
だけ増加でき電源電圧を有効に活用できる。これはすな
わち、発熱抵抗体２１１ａの抵抗値、電源電圧が一定で
比較した場合、熱式の空気流量計として測定できる空気
流量の範囲が実施例の抵抗１３を短絡する場合は広がる
ことを示している。本実施例のような発熱抵抗体２１１
ａを駆動する回路構成を用いれば、電源電圧の低電圧化
が図りやすく、例えば５Ｖで電源電圧を駆動する場合で
も流量範囲も広くとれるため、先の第１の実施例よりも
５Ｖ化に適した構成であるといえる。

【００３８】次に、先に述べたＰＷＭパルスのデューテ
ィαを計測し、感度補償をする際の一例を示す。Ｉ／Ｏ
２４４に入力を受けてＰＷＭパルスＶｐの立ち上がりを
検出し、ＰＷＭパルスＶｐのオンの期間Ｐｏｎを例えば
基準クロックを基にクロックパルス数をカウントする。
これらの計測には、専用のカウンタを用いてもよい。Ｐ
ＷＭパルスの基本周期Ｐｗが温度特性を含めて非常に安
定したものであれば、この計測したパルス数を直接、温
度差の出力ｄＶの感度補償に用いても構わない。その場
合、出力Ｖｏｕｔは次のような演算により感度補償が施
される。

【００３９】 Ｖｏｕｔ＝ａｌ・(ｄＶ・Ｐｏｎ)＋ｂ１ …式１ しかし、ＰＷＭパルスの基本周期Ｐｗが変動する場合
は、ＰＷＭパルスＶｐのオンの期間Ｐｏｎと同時にＰＷ
Ｍパルスの基本周期Ｐｗを計測し、次のように先にデュ
ーティαを求め演算に用いれば精度向上を図ることがで
きる。

【００４０】 α＝Ｐｏｎ／Ｐｗ …式２ Ｖｏｕｔ＝ａ２・(ｄＶ・α)＋ｂ２ …式３ 本実施例では、また温度補償抵抗２１１ｃの下部の電圧
をスイッチ２２５ａ，コンデンサ３８からなるサンプル
ホールド回路を介して、アナログ・ディジタル変換器２
２１ｃに入力し、吸気温度を求めることができる構成と
している。定電圧パルス駆動ではない通常のリニア動作
するブリッジ回路においては、空気流量に応じて温度補
償抵抗２１１ｃの両端の電圧が変化するため、吸気温度
を検出するには温度補償抵抗２１１ｃの両端の電圧等を
アナログ・ディジタル変換器に入力し、温度補償抵抗２
１１ｃの両端の電圧を空気流量に応じて変化する電流値
（例えば温度補償抵抗２１１ｃの下部の電圧）で割り算
をする必要がある。これに対し、本実施例では定電圧駆
動であるため温度補償抵抗２１１ｃの上部の電圧Ｖ１は
一定で、アナログ・ディジタル変換器の基準にも用いら
れるので検出の必要がない。ＭＯＳトランジスタ１９が
オフ時における温度補償抵抗２１１ｃの電圧値Ｖｔｍを
サンプリングし、例えば常温（２０℃）の基準となる状
態での温度補償抵抗２１１ｃの電圧値Ｖｔｍ０に対す
る、吸気温度が変化した際の電圧値Ｖｔｍの変化分ｄＶ
ｔｍにより吸気温度Ｔｏｕｔを推定することが可能とな
る。

【００４１】 ｄＶｔｍ＝Ｖｔｍ０−Ｖｔｍ …式４ Ｔｏｕｔ≒ｃ１・ｄＶｔｍ＋ｄ１ …式５ 複雑な演算が不要で簡単に吸気温度Ｔｏｕｔを求めるこ
とができ、空気流量の温度補償に用いたり、ディジタル
・アナログ変換器２２４ｂを用いて吸気温度Ｔｏｕｔを
出力すること等が可能となる。本実施例では吸気温度を
用いて高精度化を図ることも容易となる。

【００４２】本実施例においては、特に出力特性が異な
る特性を用いて演算により感度補正ができ、吸気温度の
検出も容易なため性能が向上するといった効果がある。
また、電源を５Ｖ化といった低電圧化した場合において
も、流量検出範囲を広くとれるという効果がある。

【００４３】以上の第２の実施例では、パルス駆動のた
めのＰＷＭ発生回路を差動増幅器と三角波発生回路，コ
ンパレータの組み合わせからなるアナログ回路で示して
いるが、これはブリッジの中点電位Ｖ２，Ｖ３をアナロ
グ・ディジタル変換し、PWMタイマ等を用いて出力パル
スを制御するディジタル制御系を構成し、発熱抵抗体２
１１ａを直接デイジタル制御することによっても同様の
効果を得ることができる。この場合、ＰＷＭタイマのデ
ューティαといったパルスの制御量は、ディジタル制御
の制御量として先に所定の演算で得られるため、特にＩ
／Ｏを用いてＰＷＭパルスのデューティαを計測する事
などは必要なくなる。このような場合は、より集積化に
適しており、小型化が図りやすいといった効果がある。

【００４４】以下、本発明の第３の実施例を図８により
説明する。これは、先の図１の実施例に対して発熱抵抗
体２１１ａを差動増幅器１５，トランジスタ２０を用い
てリニア駆動し、空気流量に応じた出力電圧Ｖ２を、三
角波発生回路２２９とコンパレータ１８によりＰＷＭパ
ルスＶｐを得て、アナログ・ディジタル変換器221ａへ
入力される信号の変調に用いた構成の一例である。ここ
でリニア駆動の場合は電源電圧の変動なども許容できる
ため、本実施例ではトランジスタ２０をバッテリ１０１
に接続している。バッテリ１０１を用いることで、空気
流量の計測範囲を容易に拡大できる。また、バッテリ１
０１は、ディジタル補正回路２４０に対して電圧を供給
し、電源・保護回路２２８を介して定電圧Ｖｃｃ２をデ
ィジタル補正回路２４０の内部回路や、温度検出抵抗体
２１１ｄ，２１１ｅ，２１１ｆ，２１１ｇのブリッジに
供給している。

【００４５】温度検出抵抗体２１１ｄ，２１１ｅ，２１
１ｆ，２１１ｇのブリッジ中点の電位Ｖｂ１，Ｖｂ２
は、スイッチ２２５ｂ，抵抗３４，３５，コンデンサ３
３からなるフィルタを介してアナログ・ディジタル変換
器２２１ａに入力される。スイッチ２２５ｂは先に述べ
たＰＷＭパルスＶｐで動作するため、アナログ・ディジ
タル変換器２２１ａへ入力される信号は、ブリッジ中点
の電位Ｖｂ１，Ｖｂ２の電位差ｄＶと、ＰＷＭパルスの
デューティαの複合したものとなる。

【００４６】これをディジタル補正回路２４０でディジ
タル量として取り込み演算により温度影響等を調整し、
ディジタル・アナログ変換器２２４の出力電圧Ｖｏｕｔ
として第１の実施例と同様に電位差ｄＶとデューティα
を乗算したものと等価な出力を得ることが可能となる。

【００４７】本実施例においては、ディジタル補正回路
２４０の電源にバッテリ１０１を用いるため、集積化を
図るには集積回路内部にバッテリからのサージ対策等の
保護素子や回路素子の耐圧（例えば４０Ｖといった高耐
圧）を必要とする。耐圧を必要とする回路素子は単体で
見た場合、先の５Ｖといった定電圧でパルス駆動する際
の回路素子に対して専有面積やプロセスコストの面から
比較的高価な部品となるが、発熱抵抗体２１１ａのブリ
ッジの駆動に有する回路構成を、先のパルス駆動に対し
てＰＷＭパルス回路部を分離し簡素化できるためコスト
アップを押さえることができる。このように、空気流量
の計測範囲の広い空気流量計を得、同時に少ないディジ
タル・アナログ変換器を用いて空気流量の感度補正を施
す場合に本実施例は特に適している。

【００４８】本実施例においては、特に出力特性が異な
る特性を用いて感度補正ができ、容易に流量計測範囲を
広げることができるといった効果がある。

【００４９】以下、本発明の第４の実施例を図９により
説明する。これは、先の図８の実施例と同様に発熱抵抗
体２１１ａを差動増幅器１５，トランジスタ２０を用い
てリニア駆動した場合に、定電圧Ｖｃｃ２が印加される
温度検出抵抗体２１１ｄ，２１１ｅ，２１１ｆ，２１１
ｇからなるブリッジ回路の温度差出力ｄＶに対して感度
補償を施した一例である。

【００５０】具体的には、リニア駆動したブリッジ回路
の電圧Ｖ１に応じた電流値Ｉｒｅｆを温度補償２１１
ｂ，抵抗３９，ダイオード動作のＮＰＮトランジスタ４
１に流れる電流として得、温度検出抵抗体２１１ｄ，２
１１ｅ，２１１ｆ，２１１ｇのブリッジ中点の電位Ｖｂ
１，Ｖｂ２をアナログ・ディジタル変換器２２１ａへ入
力する際に抵抗３４，３５を介した実際の電圧ｄＶ２
を、電流値Ｉｒｅｆに応じてＮＰＮトランジスタ４２，
ＰＮＰトランジスタ４３，４４、によって伝達される電
流Ｉｐ，ＮＰＮトランジスタ４５によって伝達された電
流Ｉｍにより増減することで、アナログ・ディジタル変
換器２２１ａへの入力電圧を直接的に感度補正を施すも
のである。

【００５１】ここで、電圧Ｖ１に応じた電流値Ｉｒｅｆ
に対し、ダイオード動作のＮＰＮトランジスタ４１のベ
ース電圧をＮＰＮトランジスタ４２，４３のベースに接
続し、電流値Ｉｒｅｆに比例したカレントミラー電流
（吸い込み）Ｉｍを得、これを電源Ｖｃｃ２に接続され
たダイオード動作のＰＮＰトランジスタ４３に伝達し、
ＰＮＰトランジスタ４３，４４のカレントミラー動作
（流し込み）により電流Ｉｐを得ている。

【００５２】ここで、温度検出抵抗体２１１ｄ，２１１
ｅ，２１１ｆ，２１１ｇの抵抗値に対して抵抗３４，３
５の抵抗値Ｒｉ１，Ｒｉ２が十分大きく、抵抗３４，３
５に流れる電流Ｉｐ，Ｉｍが十分小さいとすると、抵抗
３４，３５の抵抗値Ｒｉ１，Ｒｉ２に対する電圧降下
が、温度検出抵抗体２１１ｄ，２１１ｅ，２１１ｆ，２
１１ｇからなるブリッジ回路の温度差出力ｄＶに対して
の主な変動要因とすることができる。

【００５３】図１０に、センサの出力電圧の感度を示
す。本実施例では、流量がプラス方向の場合により感度
を大きくするように動作し、流量がマイナスの場合はよ
り感度が減少するように動作することができる。具体的
に、ブリッジ回路の温度差出力ｄＶは流れの方向に対し
プラスマイナスの極性を有し、ゼロ点を通る対象な出力
電圧の動作となる。これに対し、電圧Ｖ１に応じた電流
値Ｉｒｅｆは、流量ゼロでも一定の電流が流れるように
オフセットし流量の極性によらずプラス側にのみ電流が
流れる。この電流値Ｉｒｅｆに比例した電流Ｉｐ，Ｉｍ
と、抵抗３４，３５の抵抗値Ｒｉ１，Ｒｉ２との電圧降
下が、流量がプラス側では加算方向に、マイナス側では
減算方向に動作することにより流量の極性によって非対
象な感度出力を得ることができる。またこれは、電圧Ｖ
１に応じた電流値Ｉｒｅｆにより同時にプラス側の高流
量の感度を向上させることになる。式で表すと次のよう
になる。

【００５４】 プラス側：ｄＶ２≒ｄＶ１＋(Ｉｐ・Ｒｉ１＋Ｉｍ・Ｒｉ２) …式６ マイナス側：ｄＶ２≒ｄＶ１−(Ｉｐ・Ｒｉ１＋Ｉｍ・Ｒｉ２) …式７ これは、同時に出力のゼロ点が移動することになるが、
出力のゼロ点電圧Ｖｏｆｆを予め流量に変換する際のマ
ップ上で、ゼロ点電圧Ｖｏｆｆに対応したオフセットを
付けることで対処することができる。

【００５５】通常の自動車等に使われる空気流量計にお
いては、一般的に逆流側よりも順流側の方がセンサとし
ても動作検出領域が広い場合が多い。これは、あくまで
も逆流がエンジンの吹き返しという特定の条件において
生じるためで、通常は順流側のみの検出すればよく逆流
側の動作領域を広くとる必要はない。しかし、通常セン
サの感度は順流逆流共に感度が等しいため、センサの信
号を直接アナログ・ディジタル変換器に入力すると、順
流側の有効な分解能を一部損なうことになる。本実施例
のようにアナログ・ディジタル変換器の入力部にオフセ
ットを設けることで、流れの方向に応じたセンサ感度の
最適化を図ることが可能となる。感度の必要な順流側を
大きく、逆流側を小さくする事で、逆流に対応した自動
車用の空気流量計として良好な性能を得ることが可能と
なる。本実施例によれば特に、感度の最適化が図れると
いう効果がある。また、アナログ・ディジタル変換器の
入力感度の最適化を低コストで実現できるといった効果
がある。

【００５６】また、本実施例ではアナログ・ディジタル
変換器の入力感度の調整に、トランジスタのカレントミ
ラーによる定電流源を用いた一例を説明したが、抵抗等
を用いても同様に実現することができる。ただし、集積
化する際に抵抗の場合は高抵抗が得にくいためトランジ
スタのカレントミラーが集積化に適しているといえる。

【００５７】これまでの実施例は、発熱抵抗体や温度検
出抵抗体を用いた熱式空気流量計としての一例である
が、本実施例における駆動方式や感度補償に関してはエ
ンジンコントロールユニット等を用いても実現可能であ
る。その際、ディジタル補正回路の機能がエンジンコン
トロール回路内に組み込まれることにより熱式空気流量
計としての機能を実現することができる。その結果、部
品の共有により部品点数を大幅に削減でき低コスト化が
図りやすいという効果がある。

【００５８】以上の様な発熱抵抗体や温度検出抵抗体と
いったエレメントの感度を駆動回路とともに最適化した
ことにより、感度が良好で精度の良い空気流量計を得、
自動車のエンジン制御における最適化が図られエンジン
からの排ガスを低減できるといった効果がある。

【００５９】また、これまでの実施例を用いた空気流量
計を、燃料電池等の水素ガスのガス流検知等に用いるこ
とができる。特徴としては、これまでの実施例において
感度の最適化が容易で流量範囲を広げることができると
いう点と、抵抗体に水素による腐食に強い抵抗体を用い
ることができるといった点が上げられる。特に抵抗体に
例えばポリシリコン抵抗体を用い、加熱温度を下げる等
の工夫をすることで、抵抗体に白金等を用いた場合の腐
食を防止し、信頼性を含め良好な特性を得ることができ
るといった優れた効果がある。

【００６０】本実施例によれば、発熱抵抗体や温度検出
抵抗体，発熱抵抗体の駆動回路等を工夫することで、流
れの量や方向に応じたセンサ感度の最適化を図ることが
可能となるといった効果がある。特に自動車用の空気流
量計として、バッテリ電圧を用いず５Ｖといった低電圧
でも動作可能なため使用上の制限が少なくなり、使い勝
手がよくなるという効果がある。アナログ・ディジタル
変換器の感度の最適化を低コストで実現できるといった
効果がある。ディジタル調整手段によっては、流量の流
れの向きに応じて感度補正，温度補正が容易となり性能
が向上するといった効果がある。

【００６１】

【発明の効果】本発明によれば容易に出力感度を調整し
精度を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例による熱線駆動回路図。

【図２】シリコン基板上に形成された抵抗体のパターン
図。

【図３】シリコン基板上に形成された抵抗体の断面図。

【図４】本発明の実施例によるセンサ出力電圧特性補正
の一例。

【図５】本発明の実施例による動作原理の一例。

【図６】本発明の第２の実施例による熱線駆動回路図。

【図７】本発明の実施例によるパルス駆動動作の一例。

【図８】本発明の第３の実施例による熱線駆動回路図。

【図９】本発明の第４の実施例による熱線駆動回路図。

【図１０】本発明の実施例によるセンサ出力電圧特性補
正の一例。

【符号の説明】

１３，１４，１７，３４，３５，３９…抵抗、１５…差
動増幅器、１６，１９…ＭＯＳトランジスタ、１８…コ
ンパレータ、２０…トランジスタ、３０，３１，３２，
３３，３６，３７，３８…コンデンサ、４１，４２，４
５…ＮＰＮトランジスタ、４３，４４…ＰＮＰトランジ
スタ、１０１…電源、２１１…シリコン基板、２１１ａ
…発熱抵抗体、２１１ｂ，２１１ｃ…温度補償抵抗、２
１１ｄ，２１１ｅ,２１１ｆ,２１１ｇ…温度検出抵抗
体、２２１ａ,２２１ｂ,２２１ｃ…アナログ・ディジタ
ル変換器、２２２…演算回路、２２２ａ…ＣＰＵ、２２
２ｂ…ＲＡＭ、２２２ｃ…ＲＯＭ、２２３…ＰＲＯＭ、
２２４ａ，２２４ｂ…ディジタル・アナログ変換器、２
２５ａ，２２５ｂ，２２５ｃ，２２５ｄ…スイッチ、２
２６…発振器、２２７…シリアルコミュニケーションイ
ンターフェイス、228…電源・保護回路、２２９…三角
波発生回路、２４０…ディジタル補正回路、２４２…デ
ィジタル・周波数変換、２４３，２４５…調整回路、２
４４…Ｉ／Ｏ。

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】測定流体中に配置された発熱抵抗体と、 前記発熱抵抗体の上流部及び下流部に形成された測温抵
   抗体からなり、 前記発熱抵抗体の供給電力に応じたパルス幅変調信号
   と、 前記測温抵抗体の流れの方向に応じた信号から、空気流
   量に応じた信号を得ることを特徴とする熱式空気流量
   計。
2. 【請求項２】測定流体中に配置された発熱抵抗体と、 前記発熱抵抗体の上流部及び下流部に形成された測温抵
   抗体からなり、 前記測温抵抗体に定電圧を印加して信号を得るものにお
   いて、 前記発熱抵抗体の供給電力に応じた信号を、 前記測温抵抗体の流れの方向に応じた信号出力に対して
   伝達する手段を有することを特徴とする熱式空気流量
   計。
3. 【請求項３】請求項１において、 前記発熱抵抗体の供給電力に応じたパルス幅変調信号に
   より、 前記測温抵抗体の流れの方向に応じた信号を直接変調し
   て、空気流量に応じた信号を得ることを特徴とする熱式
   空気流量計。
4. 【請求項４】請求項１において、 前記発熱抵抗体の供給電力に応じたパルス幅変調信号に
   よりデューティをディジタル値として求め、 前記測温抵抗体の流れの方向に応じた信号をディジタル
   化した値と、ディジタル演算により空気流量に応じた信
   号を得ることを特徴とする熱式空気流量計。
5. 【請求項５】請求項１から４のいずれかにおいて、 前記発熱抵抗体および前記測温抵抗体が、 バッテリ電圧（１２Ｖ）よりも低い定電圧（５Ｖ）で同
   時に駆動されたことを特徴とする熱式空気流量計。
6. 【請求項６】請求項２において、 前記発熱抵抗体の駆動電圧より電流を得る手段を有し、 前記測温抵抗体のブリッジ回路に対して発熱抵抗体の加
   熱電力に応じた電流の増減手段を用い、 前記測温抵抗体の流れの方向に応じた信号の感度補正を
   することを特徴とする熱式空気流量計。
7. 【請求項７】請求項１において、 前記発熱抵抗体をパルス変調信号により加熱電力を調整
   する手段として、 前記発熱抵抗体に直列に接続された抵抗を、短絡させる
   スイッチ構成とすることを特徴とする熱式空気流量計。
8. 【請求項８】請求項３から５のいずれかにおいて、 前記発熱抵抗体と並列に接続され、吸気温度に対して加
   熱温度を調整するブリッジ回路を有し、 パルス駆動時における抵抗の分圧比より吸気温度を求
   め、 前記測温抵抗体の流れの方向に応じた信号の温度特性の
   補償に用いることを特徴とする熱式空気流量計。
9. 【請求項９】請求項１から８のいずれかにおいて、 前記発熱抵抗体および測温抵抗体を、 シリコン基板上に回路と一体に構成することを特徴とす
   る熱式空気流量計。
10. 【請求項１０】請求項１から８のいずれかにおいて、 前記発熱抵抗体および測温抵抗体が、 シリコン基板上に形成されたポリシリコン抵抗体である
    ことを特徴とする熱式空気流量計。
11. 【請求項１１】請求項１から８のいずれかにおいて、 前記熱式空気流量計を、 エンジンコントロールユニットとして一体化したことを
    特徴とする熱式空気流量計。
12. 【請求項１２】請求項１から１１のいずれかにおいて、 前記熱式空気流量計を、 水素ガスを含むガス流量計に用いたことを特徴とする熱
    式空気流量計。