JP3123042B2 - 容量式電磁流量計 - Google Patents
容量式電磁流量計Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、測定流体の流量を電気
信号に変換し静電容量を介して前記流量に対応する流量
信号を出力する容量式電磁流量計に係り、特に、変換部
の入力端の入力インピーダンスを高く維持しながら浮遊
容量の影響を低減させるように改良した容量式電磁流量
計に関する。
信号に変換し静電容量を介して前記流量に対応する流量
信号を出力する容量式電磁流量計に係り、特に、変換部
の入力端の入力インピーダンスを高く維持しながら浮遊
容量の影響を低減させるように改良した容量式電磁流量
計に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来の容量式電磁流量計の構成の
概要を示す構成図である。１０は励磁回路であり所定の
波形、周波数で励磁コイル１１Ａ、１１Ｂに励磁電流Ｉ
fを流すと共に信号処理に必要なタイミング信号Ｔ1を変
換部１２に出力している。
概要を示す構成図である。１０は励磁回路であり所定の
波形、周波数で励磁コイル１１Ａ、１１Ｂに励磁電流Ｉ
fを流すと共に信号処理に必要なタイミング信号Ｔ1を変
換部１２に出力している。
【０００３】励磁コイル１１Ａ、１１Ｂは励磁電流Ｉf
に対応する波形・周波数を持つ磁場Ｂを測定流体Ｑに印
加している。検出電極１３Ａ、１３Ｂは測定流体Ｑとは
絶縁して絶縁性の導管１４に固定されている。これらの
検出電極１３Ａ、１３Ｂは変換部１２の前置増幅器１５
Ａ、１５Ｂの入力端に端子ＴA、ＴBを介して接続されて
いる。
に対応する波形・周波数を持つ磁場Ｂを測定流体Ｑに印
加している。検出電極１３Ａ、１３Ｂは測定流体Ｑとは
絶縁して絶縁性の導管１４に固定されている。これらの
検出電極１３Ａ、１３Ｂは変換部１２の前置増幅器１５
Ａ、１５Ｂの入力端に端子ＴA、ＴBを介して接続されて
いる。
【０００４】前置増幅器１５Ａ、１５Ｂの出力端に現れ
る電気信号は差動増幅器１６で差動演算がなされて信号
処理回路１７に出力される。ここで信号処理がなされて
変換部１２の出力端１８に流量信号として出力される。
この信号処理の際にタイミング信号Ｔ1が用いられる。
る電気信号は差動増幅器１６で差動演算がなされて信号
処理回路１７に出力される。ここで信号処理がなされて
変換部１２の出力端１８に流量信号として出力される。
この信号処理の際にタイミング信号Ｔ1が用いられる。
【０００５】このような構成において、測定流体Ｑが導
管１４に流れると、この導管１４の内部には測定流体Ｑ
の流量に対応する起電力が発生している。これらの起電
力は測定流体Ｑと検出電極１３Ａ、１３Ｂとの間に形成
されている静電容量ＣA、ＣBを介して前置増幅器１５
Ａ、１５Ｂの入力端に出力されている。
管１４に流れると、この導管１４の内部には測定流体Ｑ
の流量に対応する起電力が発生している。これらの起電
力は測定流体Ｑと検出電極１３Ａ、１３Ｂとの間に形成
されている静電容量ＣA、ＣBを介して前置増幅器１５
Ａ、１５Ｂの入力端に出力されている。
【０００６】前置増幅器１５Ａ、１５Ｂは入力側の高イ
ンピーダンスであるが、これを低インピーダンスに変換
して差動増幅器１６に出力し、ここでコモンモード信号
などを除去して信号処理回路１７に出力する。
ンピーダンスであるが、これを低インピーダンスに変換
して差動増幅器１６に出力し、ここでコモンモード信号
などを除去して信号処理回路１７に出力する。
【０００７】ところで、この場合の前置増幅器１５Ａ、
１５Ｂはそれぞれ図６に示すように構成されている。い
ずれの前置増幅器１５Ａ、１５Ｂも同じように構成され
るので、ここでは前置増幅器１５Ａをベースとして説明
する。
１５Ｂはそれぞれ図６に示すように構成されている。い
ずれの前置増幅器１５Ａ、１５Ｂも同じように構成され
るので、ここでは前置増幅器１５Ａをベースとして説明
する。
【０００８】端子ＴAは抵抗Ｒ1とＲ2とで構成される直
列回路を介して共通電位点ＣＯＭに接続されると共に演
算増幅器Ｑ1の非反転入力端（＋）に接続されている。
演算増幅器Ｑ1の非反転入力端（＋）は出力端との間に
正帰還用のコンデンサＣ1が接続されている。
列回路を介して共通電位点ＣＯＭに接続されると共に演
算増幅器Ｑ1の非反転入力端（＋）に接続されている。
演算増幅器Ｑ1の非反転入力端（＋）は出力端との間に
正帰還用のコンデンサＣ1が接続されている。
【０００９】演算増幅器Ｑ1の反転入力端（−）は、そ
の出力端の電圧を抵抗Ｒ3とＲ4で分圧した分圧電圧が印
加されると共にこの分圧電圧はコンデンサＣ2を介して
抵抗Ｒ1とＲ2との分圧点に印加されている。これらの抵
抗Ｒ1とＲ2及びコンデンサＣ 2によりブートストラップ
回路を構成している。なお、ＣSは演算増幅器Ｑ1の入力
容量である。
の出力端の電圧を抵抗Ｒ3とＲ4で分圧した分圧電圧が印
加されると共にこの分圧電圧はコンデンサＣ2を介して
抵抗Ｒ1とＲ2との分圧点に印加されている。これらの抵
抗Ｒ1とＲ2及びコンデンサＣ 2によりブートストラップ
回路を構成している。なお、ＣSは演算増幅器Ｑ1の入力
容量である。
【００１０】次に、以上のように構成された前置増幅器
１５Ａの動作について数式を用いて説明する。入力電圧
をｖi、出力電圧をｖo、前置増幅器１５Ａに流入する電
流をｉとすれば、次式が成立する。
１５Ａの動作について数式を用いて説明する。入力電圧
をｖi、出力電圧をｖo、前置増幅器１５Ａに流入する電
流をｉとすれば、次式が成立する。
【００１１】 ｉ＋（ｖo−ｖi）／（１／ｊωＣ1）＝ｖi／（１／ｊωＣs） したがって、 ｉ＝ｊωＣsｖi−ｊωＣ1（ｖo−ｖi） （１）
【００１２】ここで、前置増幅器１５Ａの（＋）と
（−）との電位差がゼロになるように前置増幅器１５Ａ
が制御するので、次の関係が成立する。 ｖo＝ｖi（Ｒ3＋Ｒ4）／Ｒ4 （２） （２）式を（１）式に代入すると、 ｉ＝ｊωｖi［Ｃs−Ｃ1（Ｒ3／Ｒ4）］ を得る。
（−）との電位差がゼロになるように前置増幅器１５Ａ
が制御するので、次の関係が成立する。 ｖo＝ｖi（Ｒ3＋Ｒ4）／Ｒ4 （２） （２）式を（１）式に代入すると、 ｉ＝ｊωｖi［Ｃs−Ｃ1（Ｒ3／Ｒ4）］ を得る。
【００１３】したがって、前置増幅器１５Ａの入力イン
ピーダンスＺiは Ｚi＝ｖi／ｉ＝１／ｊωｖi［Ｃs−Ｃ1（Ｒ3／Ｒ4）］ （３） となる。ここで、（３）式の分母がゼロになれば、入力
インピーダンスＺiは無限大となり、入力容量ＣSの影響
を受けないこととなる。
ピーダンスＺiは Ｚi＝ｖi／ｉ＝１／ｊωｖi［Ｃs−Ｃ1（Ｒ3／Ｒ4）］ （３） となる。ここで、（３）式の分母がゼロになれば、入力
インピーダンスＺiは無限大となり、入力容量ＣSの影響
を受けないこととなる。
【００１４】このためには、（３）式から、 Ｃs−Ｃ1（Ｒ3／Ｒ4）＝０ つまり、 Ｃs＝Ｃ1（Ｒ3／Ｒ4） （４） の関係をみたすようにＣ1を調節すると、入力容量ＣSの
影響は受けないこととなる。
影響は受けないこととなる。
【００１５】一方、抵抗Ｒ1の両端の電圧は、コンデン
サＣ2を介して同電位になるので、ここには電流が流れ
ず、入力インピーダンスを高く維持することができる。
以上のようにして、入力インピーダンスを高く維持しな
がら、入力容量ＣSの影響を受けないようにすることが
できる。
サＣ2を介して同電位になるので、ここには電流が流れ
ず、入力インピーダンスを高く維持することができる。
以上のようにして、入力インピーダンスを高く維持しな
がら、入力容量ＣSの影響を受けないようにすることが
できる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図６に
示すような方式で入力インピーダンスを高く維持しなが
ら入力容量ＣSの影響を受けないようにする容量式電磁
流量計は、コンデンサＣ1を介して前置増幅器１５Ａの
入力側に正帰還をかけて前置増幅器１５Ａの入力容量Ｃ
Sの影響を除去するので、発振しやすいという問題があ
る。
示すような方式で入力インピーダンスを高く維持しなが
ら入力容量ＣSの影響を受けないようにする容量式電磁
流量計は、コンデンサＣ1を介して前置増幅器１５Ａの
入力側に正帰還をかけて前置増幅器１５Ａの入力容量Ｃ
Sの影響を除去するので、発振しやすいという問題があ
る。
【００１７】また、この入力容量ＣSは前置増幅器によ
りバラツクので、１台毎にコンデンサＣ1の値を調整し
て入力容量ＣSを除去しなければならない面倒があり、
その上、温度により入力容量ＣSが変化すると、再調整
しなければならないという問題がある。
りバラツクので、１台毎にコンデンサＣ1の値を調整し
て入力容量ＣSを除去しなければならない面倒があり、
その上、温度により入力容量ＣSが変化すると、再調整
しなければならないという問題がある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するための構成として、 測定流体の流量を電気信
号に変換し静電容量を介して前記流量に対応する流量信
号を出力する容量式電磁流量計において、前記静電容量
を介して出力された信号がゲートに印加される電界効果
トランジスタと、この電界効果トランジスタのソースか
らの信号が入力されこれを増幅度がほぼ１の検出信号と
して出力すると共にこの検出信号を前記電界効果トラン
ジスタのドレインに帰還コンデンサを介して帰還して前
記電界効果トランジスタのゲートとドレインの電位を同
一に保持する増幅手段と、前記ゲートと共通電位点との
間に直列に抵抗が接続された直列抵抗の分圧点に前記検
出信号がコンデンサを介して印加されたブートストラッ
プ手段とを具備するようにしたものである。
解決するための構成として、 測定流体の流量を電気信
号に変換し静電容量を介して前記流量に対応する流量信
号を出力する容量式電磁流量計において、前記静電容量
を介して出力された信号がゲートに印加される電界効果
トランジスタと、この電界効果トランジスタのソースか
らの信号が入力されこれを増幅度がほぼ１の検出信号と
して出力すると共にこの検出信号を前記電界効果トラン
ジスタのドレインに帰還コンデンサを介して帰還して前
記電界効果トランジスタのゲートとドレインの電位を同
一に保持する増幅手段と、前記ゲートと共通電位点との
間に直列に抵抗が接続された直列抵抗の分圧点に前記検
出信号がコンデンサを介して印加されたブートストラッ
プ手段とを具備するようにしたものである。
【００１９】
【作 用】電界効果トランジスタのゲートには、測定流
体の流量が電気信号に変換されて静電容量を介して出力
された信号が印加される。増幅手段は、この電界効果ト
ランジスタのソースからの信号が入力されこれを増幅度
がほぼ１の検出信号として出力する。
体の流量が電気信号に変換されて静電容量を介して出力
された信号が印加される。増幅手段は、この電界効果ト
ランジスタのソースからの信号が入力されこれを増幅度
がほぼ１の検出信号として出力する。
【００２０】また、この検出信号は先の電界効果トラン
ジスタのドレインに帰還コンデンサを介して帰還され
る。この結果、電界効果トランジスタのゲートとドレイ
ンの電位は同一に保持されるので、これ等の間に形成さ
れる入力容量の影響が現れることはない。
ジスタのドレインに帰還コンデンサを介して帰還され
る。この結果、電界効果トランジスタのゲートとドレイ
ンの電位は同一に保持されるので、これ等の間に形成さ
れる入力容量の影響が現れることはない。
【００２１】また、ブートストラップ手段は、先のゲー
トと共通電位点との間に直列に抵抗が接続された直列抵
抗の分圧点に先の検出信号がコンデンサを介して印加さ
れるので、ゲートに接続される抵抗には電流が流れるこ
とはなく、高入力インピーダンスを確保することができ
る。
トと共通電位点との間に直列に抵抗が接続された直列抵
抗の分圧点に先の検出信号がコンデンサを介して印加さ
れるので、ゲートに接続される抵抗には電流が流れるこ
とはなく、高入力インピーダンスを確保することができ
る。
【００２２】
【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の１実施例の要部構成を示す構成
図である。図１に示す構成は、基本的には図５に示す前
置増幅器１５Ａ、１５Ｂに対応する実施例の構成を示し
ている。
明する。図１は本発明の１実施例の要部構成を示す構成
図である。図１に示す構成は、基本的には図５に示す前
置増幅器１５Ａ、１５Ｂに対応する実施例の構成を示し
ている。
【００２３】Ｖdは検出電極１３Ａで検出される起電
力、Ｃdは測定流体Ｑと検出電極１３Ａとで形成される
静電容量である。電界効果トランジスタＱ2のゲートＧ
は、一端が検出電極１３Ａに接続され、さらに抵抗Ｒ5
とＲ6が直列に接続された直列回路を介して共通電位点
ＣＯＭに接続されている。
力、Ｃdは測定流体Ｑと検出電極１３Ａとで形成される
静電容量である。電界効果トランジスタＱ2のゲートＧ
は、一端が検出電極１３Ａに接続され、さらに抵抗Ｒ5
とＲ6が直列に接続された直列回路を介して共通電位点
ＣＯＭに接続されている。
【００２４】電界効果トランジスタＱ2のソースＳは抵
抗Ｒ7を介して電源ＶSSに接続されると共に演算増幅器
Ｑ3の非反転入力端（＋）に接続されている。また、そ
のドレインＤは抵抗Ｒ8を介して電源ＶDDに接続されて
いる。したがって、この電界効果トランジスタＱ2はソ
ースフオロワとして機能している。
抗Ｒ7を介して電源ＶSSに接続されると共に演算増幅器
Ｑ3の非反転入力端（＋）に接続されている。また、そ
のドレインＤは抵抗Ｒ8を介して電源ＶDDに接続されて
いる。したがって、この電界効果トランジスタＱ2はソ
ースフオロワとして機能している。
【００２５】演算増幅器Ｑ3の出力端ＴCは、コンデンサ
Ｃ3を介して電界効果トランジスタＱ2のドレインＤに接
続され、さらにこの出力端ＴCは演算増幅器Ｑ3の反転入
力端（−）に接続されると共にコンデンサＣ4を介して
抵抗Ｒ5とＲ6との接続点に接続されている。これらの抵
抗Ｒ5、Ｒ6、及びコンデンサＣ4でブートストラップ回
路ＢＳを構成している。
Ｃ3を介して電界効果トランジスタＱ2のドレインＤに接
続され、さらにこの出力端ＴCは演算増幅器Ｑ3の反転入
力端（−）に接続されると共にコンデンサＣ4を介して
抵抗Ｒ5とＲ6との接続点に接続されている。これらの抵
抗Ｒ5、Ｒ6、及びコンデンサＣ4でブートストラップ回
路ＢＳを構成している。
【００２６】また、抵抗Ｒ5と電界効果トランジスタＱ2
は高インピーダンス回路を構成しているので、これらの
周囲はシールド板２０で覆われ、このシールド板２０は
出力端ＴCに接続されて、互に同電位に保持されてい
る。
は高インピーダンス回路を構成しているので、これらの
周囲はシールド板２０で覆われ、このシールド板２０は
出力端ＴCに接続されて、互に同電位に保持されてい
る。
【００２７】以上の構成において、電界効果トランジス
タＱ2はソースフオロワとして機能している。したがっ
て、この場合の電界効果トランジスタＱ2の順方向アド
ミッタンスをｇmとすれば、その増幅度は ｇm／［（１／Ｒ7）＋ｇm］ となり、Ｒ7を大きくとることにより、ほぼ１となる。
また、演算増幅器Ｑ3はボルテージフオロワーとして構
成されているので、この増幅度も１である。
タＱ2はソースフオロワとして機能している。したがっ
て、この場合の電界効果トランジスタＱ2の順方向アド
ミッタンスをｇmとすれば、その増幅度は ｇm／［（１／Ｒ7）＋ｇm］ となり、Ｒ7を大きくとることにより、ほぼ１となる。
また、演算増幅器Ｑ3はボルテージフオロワーとして構
成されているので、この増幅度も１である。
【００２８】このため、電界効果トランジスタＱ2と演
算増幅器Ｑ3とを総合した合成の増幅度はほぼ１となる
ので、演算増幅器Ｑ3の出力端ＴCと電界効果トランジス
タＱ2のゲートＧとは同電位になっている。
算増幅器Ｑ3とを総合した合成の増幅度はほぼ１となる
ので、演算増幅器Ｑ3の出力端ＴCと電界効果トランジス
タＱ2のゲートＧとは同電位になっている。
【００２９】ところで、コンデンサＣ3は演算増幅器Ｑ3
の出力端ＴCと電界効果トランジスタＱ2のドレインＤと
の間に接続されているので、これらの間は交流的に同一
電位に保持されることとなる。
の出力端ＴCと電界効果トランジスタＱ2のドレインＤと
の間に接続されているので、これらの間は交流的に同一
電位に保持されることとなる。
【００３０】したがって、電界効果トランジスタＱ2の
ゲートＧとドレインＤの電位は同一になっているので、
この間には容量ＣGDは形成されない。また電界効果トラ
ンジスタＱ2はソースフオロワとして機能しているの
で、そのゲートＧとソースＳとの間は交流的にはほぼ同
電位になっており、これらの間にも容量ＣGSは形成され
ない。このため、これ等を総合すると電界効果トランジ
スタＱ2の入力容量が除去される。
ゲートＧとドレインＤの電位は同一になっているので、
この間には容量ＣGDは形成されない。また電界効果トラ
ンジスタＱ2はソースフオロワとして機能しているの
で、そのゲートＧとソースＳとの間は交流的にはほぼ同
電位になっており、これらの間にも容量ＣGSは形成され
ない。このため、これ等を総合すると電界効果トランジ
スタＱ2の入力容量が除去される。
【００３１】また、ゲートＧと共通電位点ＣＯＭとの間
に接続されている抵抗Ｒ5とＲ6との接続点にはコンデン
サＣ4を介して演算増幅器Ｑ3の出力端の電圧が印加され
ているので、抵抗Ｒ5とＲ6との接続点は実質的にゲート
Ｇと同電位になっており、抵抗Ｒ5には電流が流れな
い。したがって、検出電極１３Ａ側から電界効果トラン
ジスタＱ2側をみたインピーダンスは無限大となる。
に接続されている抵抗Ｒ5とＲ6との接続点にはコンデン
サＣ4を介して演算増幅器Ｑ3の出力端の電圧が印加され
ているので、抵抗Ｒ5とＲ6との接続点は実質的にゲート
Ｇと同電位になっており、抵抗Ｒ5には電流が流れな
い。したがって、検出電極１３Ａ側から電界効果トラン
ジスタＱ2側をみたインピーダンスは無限大となる。
【００３２】以下の説明においては、図１に示す構成要
素と同一の機能を有するものには同一の符号を付して適
宜にその説明を省略する。図２は本発明の第２の要部実
施例の構成を示す構成図である。この場合は、図１に示
す演算増幅器Ｑ3の代わりにトランジスタＱ4をエミッタ
フオロワとして用いて図１と同一の効果を得るようにし
たものである。
素と同一の機能を有するものには同一の符号を付して適
宜にその説明を省略する。図２は本発明の第２の要部実
施例の構成を示す構成図である。この場合は、図１に示
す演算増幅器Ｑ3の代わりにトランジスタＱ4をエミッタ
フオロワとして用いて図１と同一の効果を得るようにし
たものである。
【００３３】電源ＶDDにはトランジスタＱ4のコレクタ
が、電源ＶSSには抵抗Ｒ9を介してそのエミッタが、電
界効果トランジスタＱ2のソースにはそのベースがそれ
ぞれ接続されている。このように構成しても図１に示す
場合と同様に動作する。なお、このトランジスタＱ4は
電界効果トランジスタをソースフオロワとして用いても
同様に構成できる。
が、電源ＶSSには抵抗Ｒ9を介してそのエミッタが、電
界効果トランジスタＱ2のソースにはそのベースがそれ
ぞれ接続されている。このように構成しても図１に示す
場合と同様に動作する。なお、このトランジスタＱ4は
電界効果トランジスタをソースフオロワとして用いても
同様に構成できる。
【００３４】図３は本発明の第３の要部実施例の構成を
示す構成図である。図１に示す演算増幅器Ｑ3の前段に
差動増幅器ＤＡを配置したものである。差動増幅器ＤＡ
は一対の電界効果トランジスタＱ5、Ｑ6、抵抗Ｒ10、Ｒ
11、定電流回路ＣＣなどで構成されている。
示す構成図である。図１に示す演算増幅器Ｑ3の前段に
差動増幅器ＤＡを配置したものである。差動増幅器ＤＡ
は一対の電界効果トランジスタＱ5、Ｑ6、抵抗Ｒ10、Ｒ
11、定電流回路ＣＣなどで構成されている。
【００３５】電界効果トランジスタＱ5とＱ6のドレイン
は何れも抵抗Ｒ8の一端に接続され、そのソースはそれ
ぞれ抵抗Ｒ10とＲ11の一端と接続されその他端は定電流
回路ＣＣに接続されている。定電流回路ＣＣは電界効果
トランジスタＱ7と抵抗Ｒ12との直列回路で構成されて
いる。
は何れも抵抗Ｒ8の一端に接続され、そのソースはそれ
ぞれ抵抗Ｒ10とＲ11の一端と接続されその他端は定電流
回路ＣＣに接続されている。定電流回路ＣＣは電界効果
トランジスタＱ7と抵抗Ｒ12との直列回路で構成されて
いる。
【００３６】さらに、電界効果トランジスタＱ5のゲー
トは検出電極１３Ａに、Ｑ6のゲートは出力端ＴCにそれ
ぞれ接続されている。また、電界効果トランジスタ
Ｑ5、Ｑ6、及び抵抗Ｒ5はシールド板２１で覆われ、こ
のシールド板２１は出力端ＴCに接続されて、互いに同
電位に保持されている。
トは検出電極１３Ａに、Ｑ6のゲートは出力端ＴCにそれ
ぞれ接続されている。また、電界効果トランジスタ
Ｑ5、Ｑ6、及び抵抗Ｒ5はシールド板２１で覆われ、こ
のシールド板２１は出力端ＴCに接続されて、互いに同
電位に保持されている。
【００３７】この構成において、差動増幅器ＤＡの増幅
度は、ｇm1、ｇm2をそれぞれ電界効果トランジスタ
Ｑ5、Ｑ6の順方向アドミッタンスとすれば、 １＋［Δｇm／（ｇm2＋ｇm1ｇm2Ｒ）］ で示される。ただし、Δｇm＝ｇm1−ｇm2、Ｒ＝Ｒ10＋
Ｒ11である。
度は、ｇm1、ｇm2をそれぞれ電界効果トランジスタ
Ｑ5、Ｑ6の順方向アドミッタンスとすれば、 １＋［Δｇm／（ｇm2＋ｇm1ｇm2Ｒ）］ で示される。ただし、Δｇm＝ｇm1−ｇm2、Ｒ＝Ｒ10＋
Ｒ11である。
【００３８】したがって、その増幅度はΔｇm、つまり
電界効果トランジスタＱ5とＱ6の順方向アドミッタンス
の差によって変更されるので、特性のそろったペアの電
界効果トランジスタを選定すれば、増幅度は１となる。
したがって、図１に示す場合と同様に動作する。
電界効果トランジスタＱ5とＱ6の順方向アドミッタンス
の差によって変更されるので、特性のそろったペアの電
界効果トランジスタを選定すれば、増幅度は１となる。
したがって、図１に示す場合と同様に動作する。
【００３９】図４は本発明の第４の要部実施例の構成を
示す構成図である。これは、図３の構成において、温度
に強い構成に改良した要部実施例の構成を示すものであ
る。図において、２２は測定流体Ｑが流れる検出部本体
を、２３はこの検出部の上部に設けられた端子筐をそれ
ぞれ示している。
示す構成図である。これは、図３の構成において、温度
に強い構成に改良した要部実施例の構成を示すものであ
る。図において、２２は測定流体Ｑが流れる検出部本体
を、２３はこの検出部の上部に設けられた端子筐をそれ
ぞれ示している。
【００４０】電界効果トランジスタＱ5、Ｑ6、抵抗Ｒ5
は高インピーダンス回路となっているので、検出電極１
３Ａとの距離を長くするとドライブシールドをしても浮
遊容量により低入力容量を実現することができない。
は高インピーダンス回路となっているので、検出電極１
３Ａとの距離を長くするとドライブシールドをしても浮
遊容量により低入力容量を実現することができない。
【００４１】また、そこで、図３に示す回路全体を検出
電極１３Ａの近傍に配置すれば、低入力容量の問題は一
応は解決するが、演算増幅器Ｑ3の使用温度範囲が、通
常、８５°Ｃ程度までなので、高温の測定流体の測定に
は使用できない。８５°Ｃ程度以上にも耐える素子もあ
るが高価である。
電極１３Ａの近傍に配置すれば、低入力容量の問題は一
応は解決するが、演算増幅器Ｑ3の使用温度範囲が、通
常、８５°Ｃ程度までなので、高温の測定流体の測定に
は使用できない。８５°Ｃ程度以上にも耐える素子もあ
るが高価である。
【００４２】そこで、図４に示すように、１２０°Ｃ程
度まで使用温度範囲がある電界効果トランジスタＱ5、
Ｑ6、及び抵抗Ｒ5の部分を検出部本体２２の中に収納
し、演算増幅器Ｑ3を主体とする回路を端子筐２３の中
に収容する。このような構成にすることにより、高い流
体温度まで使用できる低入力容量の前置増幅器が実現で
きる。
度まで使用温度範囲がある電界効果トランジスタＱ5、
Ｑ6、及び抵抗Ｒ5の部分を検出部本体２２の中に収納
し、演算増幅器Ｑ3を主体とする回路を端子筐２３の中
に収容する。このような構成にすることにより、高い流
体温度まで使用できる低入力容量の前置増幅器が実現で
きる。
【００４３】なお、２４はシールドケースであり、この
中には電界効果トランジスタＱ5、Ｑ6、抵抗Ｒ5、検出
電極１３Ａ等が収納され、シールドケース２４は演算増
幅器Ｑ3の出力電圧でドライブされ、検出電極１３Ａと
同電位に保持されている。また、これ等の構成は図１、
図２の示すものに対しても同様に適用出来る。
中には電界効果トランジスタＱ5、Ｑ6、抵抗Ｒ5、検出
電極１３Ａ等が収納され、シールドケース２４は演算増
幅器Ｑ3の出力電圧でドライブされ、検出電極１３Ａと
同電位に保持されている。また、これ等の構成は図１、
図２の示すものに対しても同様に適用出来る。
【００４４】
【発明の効果】以上、実施例と共に具体的に説明したよ
うに本発明によれば、ブートストラップ回路を用いると
共に増幅手段の出力と電界効果トランジスタのドレイン
とを帰還コンデンサにより交流的に同一電位にすること
により等価的にそのゲート電圧と同一の電位になるよう
にしたので、入力インピーダンスを高く維持しながら入
力容量ＣSの影響を受けず発振し難い前置増幅器が実現
できる。さらに、前置増幅器のバラツキの影響も受けに
くいので、再調整の手間も省けるメリットがある。
うに本発明によれば、ブートストラップ回路を用いると
共に増幅手段の出力と電界効果トランジスタのドレイン
とを帰還コンデンサにより交流的に同一電位にすること
により等価的にそのゲート電圧と同一の電位になるよう
にしたので、入力インピーダンスを高く維持しながら入
力容量ＣSの影響を受けず発振し難い前置増幅器が実現
できる。さらに、前置増幅器のバラツキの影響も受けに
くいので、再調整の手間も省けるメリットがある。
【図１】本発明の１実施例の要部構成を示す構成図であ
る。
る。
【図２】本発明の第２の要部実施例の構成を示す構成図
である。
である。
【図３】本発明の第３の要部実施例の構成を示す構成図
である。
である。
【図４】本発明の第４の要部実施例の構成を示す構成図
である。
である。
【図５】従来の容量式電磁流量計の構成を示す構成図で
ある。
ある。
【図６】図５に示す容量式電磁流量計の一部の構成の詳
細を説明する構成図である。
細を説明する構成図である。
１０ 励磁回路 １１Ａ、１１Ｂ 励磁コイル １２ 変換部 １３Ａ、１３Ｂ 検出電極 １４ 導管 １５Ａ、１５Ｂ 前置増幅器 １６ 差動増幅器 ２０、２１ シールド板 ２２ 検出部本体 ２３ 端子筐 ２４ シールドケース ＢＳ ブートストラップ回路 ＤＡ 差動増幅器 ＣＣ 定電流回路
Claims (1)
- 【請求項１】測定流体の流量を電気信号に変換し静電容
量を介して前記流量に対応する流量信号を出力する容量
式電磁流量計において、前記静電容量を介して出力され
た信号がゲートに印加される電界効果トランジスタと、
この電界効果トランジスタのソースからの信号が入力さ
れこれを増幅度がほぼ１の検出信号として出力すると共
にこの検出信号を前記電界効果トランジスタのドレイン
に帰還コンデンサを介して帰還して前記電界効果トラン
ジスタのゲートとドレインの電位を同一に保持する増幅
手段と、前記ゲートと共通電位点との間に直列に抵抗が
接続された直列抵抗の分圧点に前記検出信号がコンデン
サを介して印加されたブートストラップ手段とを具備す
ることを特徴とする容量式電磁流量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05024211A JP3123042B2 (ja) | 1993-02-12 | 1993-02-12 | 容量式電磁流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05024211A JP3123042B2 (ja) | 1993-02-12 | 1993-02-12 | 容量式電磁流量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06241856A JPH06241856A (ja) | 1994-09-02 |
| JP3123042B2 true JP3123042B2 (ja) | 2001-01-09 |
Family
ID=12131971
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05024211A Expired - Fee Related JP3123042B2 (ja) | 1993-02-12 | 1993-02-12 | 容量式電磁流量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3123042B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100342220C (zh) * | 2005-12-14 | 2007-10-10 | 浙江大学 | 电磁流量计无源标准信号发生器 |
| US7709947B2 (en) | 2006-06-15 | 2010-05-04 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | Semiconductor device having semiconductor element with back electrode on insulating substrate |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4941703B2 (ja) | 2006-03-16 | 2012-05-30 | 横河電機株式会社 | 電磁流量計 |
| JP4913548B2 (ja) * | 2006-10-31 | 2012-04-11 | 株式会社山武 | 容量式電磁流量計 |
| CN113225036A (zh) * | 2021-05-12 | 2021-08-06 | 上海电气集团股份有限公司 | 一种前置放大器及医用压电薄膜传感器 |
-
1993
- 1993-02-12 JP JP05024211A patent/JP3123042B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100342220C (zh) * | 2005-12-14 | 2007-10-10 | 浙江大学 | 电磁流量计无源标准信号发生器 |
| US7709947B2 (en) | 2006-06-15 | 2010-05-04 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | Semiconductor device having semiconductor element with back electrode on insulating substrate |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06241856A (ja) | 1994-09-02 |
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