JP3076579B2 - 送信装置及び受信装置 - Google Patents

送信装置及び受信装置

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JP3076579B2
JP3076579B2 JP01500870A JP50087089A JP3076579B2 JP 3076579 B2 JP3076579 B2 JP 3076579B2 JP 01500870 A JP01500870 A JP 01500870A JP 50087089 A JP50087089 A JP 50087089A JP 3076579 B2 JP3076579 B2 JP 3076579B2
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Description

【発明の詳細な説明】 この発明はディジタル化した像のテレバイズ（televi
se）に関する。
発明の背景 ディジタル化したビデオ信号の差分パルス・コード変
調（DPCM）は、テレビジョン像のフレーム順序のディジ
タル伝送で重要な工程である場合が多い。DPCMでは、相
次ぐフレームのラスタ走査の映像要素（画素）を記述す
る各々のサンプルが関連する画素と差分的に組合され、
その結果得られる差分がパルス・コーディング変調手順
で符号化される。画素が前のサンプルと或いは１本の走
査線だけ前のサンプルと差分的に組合されるか、或いは
空間的に隣接するその他のあるサンプルと差分的に組合
される様なDPCM手順は公知であり、フレーム間DPCM手順
と分類することが出来る。然し、画素が前のフレームの
対応する場所にある画素と差分的に組合される「フレー
ム間」形のDPCMは、フレーム内DPCM手順に較べて特に利
点がある。ラン長コーディングを行なう場合、ゼロの値
を持つDPCMサンプルの長いランが、一連のフレームの静
止部分で発生する可能性がある。量子化雑音は、フレー
ム内DPCMに於ける様に空間的であるよりも、フレーム間
DPCMでは時間的である。人間の視覚系に於ける時間積分
の性質の為、こう云う視覚系は時間的な量子化雑音を区
別する可能性が小さい。フレーム間DPCMコーディングに
於ける誤りの伝搬は単独の画素に影響を与える傾向があ
る。フレーム内DPCMでは、誤りは１フレームの広い部分
にわたって伝搬することがあり、人間の視覚系に関する
限り、非常に目立つことがある。ビデオ信号のフレーム
間DPCM伝送は、その前に、ビデオ信号を夫々の成分にす
るように選択的にフィルタ作用にかける手順をおくこと
がある。
フレーム間ディジタル・パルス・コード変調器の構造
を一般的に述べると、次の通りである。現在のビデオ信
号又はビデオ信号成分をディジタル化して、ディジタル
入力サンプルのストリームを形成し、それを減算器の被
減数入力ポートに供給する。減算器の減数入力ポートが
ディジタル入力サンプルの予測値を受取り、差出力ポー
トが入力ポートに受取ったサンプルに応答して、ディジ
タル誤り信号を発生する。このディジタル誤り信号が量
子化器に供給され、それがディジタル誤り信号を範囲ビ
ンに分類する。変調器は、量子化器内の各ビンのサンプ
ル値の範囲が動作中に調節出来る様な形式である場合が
多い。量子化器は、単に誤り信号中の下位のビットを抑
圧することによって、一様な範囲ビンを限定することも
出来るし、或いは大きさの異なる範囲ビンを限定する形
式であってもよい。量子化器の出力信号は、ゼロに対し
て対称的に配置された範囲ビン数のストリームである
が、それが変調器の出力信号である。次のフレームのサ
ンプルに対する予測値は次の様にして求める。一連のビ
ン数で構成された変調器出力信号の各サンプルを、その
ビン数に対する公称誤り信号サンプル値に変換し、現在
のディジタル入力サンプルの予測値に加算して、１フレ
ーム後に発生するディジタル入力サンプルの予測値に達
する。この予測値をフレーム記憶メモリに書込み、１フ
レーム後に減算器の減数入力ポートに読出す。
フレーム間ディジタル・パルス・コード復調器の構造
は一般的に云うと次の通りである。前段で述べた変調器
出力信号のサンプルに対応する、復調器入力信号の各サ
ンプルはビン数であり、それがそのビン数に対する公称
誤り信号値に変換され、加算器の第１の加数入力ポート
に供給される。加算器の第２の加数ポートが予測値を受
取り、加算器の和出力ポートには、ディジタル・パルス
・コード変調器に供給されたディジタル入力信号と同様
なディジタル信号が発生される。このディジタル信号が
フレーム記憶メモリに書込まれ、加算器の第２の加数ポ
ートに１フレーム後に予測値として読出される。
1987年５月５日に付与された「電話会議に使うのに適
した圧縮量子化像データ伝送方式」と云う名称のN.J.フ
ェデール、A.アキャンポラ、P.J.バード及びR.ヒンゴラ
ミの米国特許第4,663,660号には、フレーム間DPCM帰還
ループの範囲内でオクタープ単位で行なわれるテレビジ
ョン像の空間周波数解析が記載されている。この空間周
波数解析の結果が個別に量子化され、夫々の回路で記号
コードに変えられ、記号コードが、ディジタル化された
ビデオ・サンプルを伝送するのに要求されるディジタル
回線に較べて帯域幅が狭いディジタル回線を介して伝送
する為に、時分割多重化（TDM）される。フェデール他
の米国特許に記載される記号コーディング方式はゼロで
ない値を持つDPCMサンプルとゼロの値のDPCMサンプルの
ラン長の、ハフマン・コーディングの様な統計式コーデ
ィングを用いる。
1987年４月17日に出願され、RCAコーポレーションに
譲渡された「２分解能レベルDPCMシステム」と云う名称
のL.N.シッフの米国特許出願通し番号第040,470号（米
国特許第4,745,474号）には、テレビジョン像の空間周
波数解析に続いて、各々の解析結果に対する夫々の差分
パルス・コード変調器を用いることが記載されている。
DPCM信号が個別に記号コードに変えられ、記号コードが
帯域幅の狭いディジタル回線を介して伝送する為にTDM
（時分割多重化）される。
上に述べたシステムの問題は、多重化される記号コー
ドの速度が一様でない為に、記号コードの時分割多重化
が複雑になることである。更に、こう云うシステムは構
成が著しく複雑になり、何れも例えば複数個の記号符号
器を必要とする。
発明の要約 この発明を実施したディジタル・テレビジョン伝送装
置の送信局で、何れも一様なコーディング速度を持つ
が、テレビジョン・カメラからのビデオ信号の空間周波
数解析か、或いはそのフレーム間DPCM応答かの時分割多
重化を、フレーム間DPCMサンプルの記号コード化の前に
完了する。これによって、可変長を持ち、不規則なコー
ディング速度を持つ記号コードの時分割多重化の問題が
避けられる。時分割多重化は、DPCMサンプルのラン長符
号化を含む記号コーディング・プロトコルを容易にする
様に行なわれる。ディジタル・テレビジョン伝送装置の
受信局では、時分割分解は記号復号の前に行なわれ、走
査線毎に行なわれる。
図面の簡単な説明 第１図はこの発明を用いることが出来る様なディジタ
ル・テレビジョン伝送装置のブロック図である。
第２図は第１図の装置の送信局のコーダのブロック図
で、このコーダはこの発明の一面を実施したものであ
る。
第３図は線圧縮器又は線拡張器として作用し得る速度
バッファのブロック図である。
第４図はビデオ信号のサブバンドの時分割多重化を第
２図のコーダでどの様に行なうかを示す時間線図であ
る。
第５図は第１図の装置の送信局に対するコーダのブロ
ック図で、このコーダは第２図のコーダに代るものであ
り、この発明の一面を実施したものである。
第６図及び第７図は何れも第１図の装置の受信局の復
号器のブロック図で、各々の復号器がこの発明の一面を
実施したものである。
第８図はこの発明の一面を実施した別のコーダのブロ
ック図である。
第９図は第８図のコーダの一部分を詳しく示すブロッ
ク図である。
図面のブロック図では、制御信号の接続は破線で表わ
す慣用に従っている。
詳しい説明 第１図では、素子２乃至８で構成される送信局１で、
視野からの可視光放射がテレビジョン・カメラ２によっ
て感知される。テレビジョン・カメラがカラー・テレビ
ジョン・カメラであるとして示されており、これは視野
の構造を色選択性のフィルタ作用及びその後の光感知に
かけて、少なくとも３つのビデオ信号を発生する。これ
らのカラー信号がテレビジョン・カメラ２内にあるカラ
ー・マトリクス回路で電子的に組合されて、比較的広帯
域の輝度信号Ｙと比較的狭帯域の２つのクロミナンス信
号C1及びC2を発生する。C1及びC2はＹからの色の差を記
述するものであってよい。或いはC1及びC2は赤及び青の
様に、相加的な２つの原色の狭帯域の輝度値を記述する
ものであってよい。ラスタ走査されたY,C1及びC2アナロ
グ信号が接続部3,4,5を介してコーダ７に供給される。
コーダ７はテレビジョン・カメラ２から接続部６を介し
て同期信号又はタイミング信号をも受取る。
コーダ７が、Y,C1及びC2信号を標本化して、サンプル
をディジタル化するアナログ・ディジタル変換回路を含
む。コーダ７がディジタル圧縮技術を用いて、ディジタ
ル化されたY,C1及びC2信号を符号化する。コーダ７によ
って発生されたディジタル・コードがコード送信機８に
供給され、この送信機が伝送媒質９を介してディジタル
・コードを送信する。コード送信機８は、例えば通信媒
質９として使われる衛星回線を介して伝送する為の移相
キーイング無線周波送信機であってよい。
第１図は送信局１が伝送媒質９を介して、素子11乃至
15で構成された第１の受信局10に送信する場合を示して
いる。受信局10では、コード受信機11を使って、伝送媒
質９から、コーダ７によって発生されたのと同様なディ
ジタル・コードを復元する。復元されたディジタル・コ
ードが復号器12に送られる。復号器12がコーダ７によっ
て持込まれたディジタル圧縮をもとに戻し、Y,C1及びC2
アナログ信号を再び発生するのに必要なディジタル・ア
ナログ変換を行なう。カラー・マトリクス回路13がY,C1
及びC2信号を電子的に組合せて、赤（Ｒ）、青（Ｂ）及
び緑（Ｇ）信号を発生する。R,G及びＢ信号及び復号器1
2から接続部14を介して供給されたタイミング信号が、
カラー・テレビジョン・モニタ15に印加される。このモ
ニタが、テレビジョン・カメラ２で感知した視野と同様
な像をその可視スクリーンに表示する。
テレビジョン・カメラ２、コーダ７及びコード送信機
８は、受信局10以外の受信局に、例えば放送形式でコー
ドを送信することが出来る。第１図は、素子11乃至15と
同様な素子21乃至25で構成された第２の受信局20と、素
子11乃至15と同様な素子31乃至35で構成された第３の受
信局30を示している。各々の受信局10,20,30は、素子２
乃至８と同様なそれ自身の送信装置を備えていてよく、
通信局１も素子11乃至15と同様な受信装置を持っていて
よい。これによって、ビデオ電話会議に一般的に希望さ
れる様に、各局の間で両方向の通信が出来る。この発明
に関する限り、特に関心があるのは、コーダ７の形式
と、復号器12並びにそれに対応する復号器22,32が取り
得る形式である。
第２図はコーダ７が取り得る１つの形式を示す。テレ
ビジョン・カメラ２がY,C1及びC2アナログ・ビデオ信号
を夫々アナログ・ディジタル変換器41,42,43に供給す
る。線走査速度、並びに変換器41,42,43が１本の線毎に
取り上げるサンプルの数は、何れの方向でもサンプル速
度が大体ナイキスト基準の２倍になる様に選ぶのが最適
であり、この為には空間周波数領域での予備フィルタ作
用が幾分か必要になることがある。カメラ２のレンズ集
成体でこう云うことがある程度光学的に行なうことが出
来るが、予備フィルタ作用は電気的なフィルタ作用によ
って強化することが出来る。この様な電気的なフィルタ
作用は、アナログ・ディジタル変換器41乃至43より前
に、アナログ領域内で行なうべきである。電気的なフィ
ルタ作用は分離出来る様に行なわれ、水平方向のフィル
タ作用は行なうのも簡単である。走査線に対して垂直な
垂直方向では、カメラ２に於ける走査線の位置のよろめ
きにより、遅延線フィルタ作用をアナログ領域で行なう
ことが出来る。比較的狭帯域のC1及びC2信号は比較的広
帯域のＹ信号より低い標本化速度で標本化することが好
ましく、こう云う低い標本化速度をＹ標本化速度の低倍
数に選ぶのが便利である。ｎを何れの場合も正整数とし
て、Ｙの標本化速度の2-nの低倍数であるサブサンプリ
ング速度を使うのが特に便利である。整数ｎは1,2,3又
は４に選ぶことが出来る。C1及びC2がヨーロッパのテレ
ビ放送の様にＲ−Ｙ及びＢ−Ｙであっても、C1及びC2が
アメリカのテレビ放送の様にＩ及びＱであっても或いは
C1及びC2が狭帯域のＲ及びＢであっても、ｎを２にする
と、Ｙ標本化密度が十分であれは、C1及びC2信号の十分
稠密な標本化が出来る。ｎを３にするには、像の品質の
観点から、フレーム毎に、Ｙの標本化の周期に対して、
C1及びC2の標本化の周期の空間的な位相を交番にするこ
とが好ましく、この位相交番によって、１フレームだけ
時間が異なるサンプルを空間的に整合させる為に、空間
的な補間手順を必要とする為、DPCMサンプルの計算が幾
分複雑になる。ｎが４である場合、フレーム毎のクロミ
ナンスのインターレースを行なう為の位相交番が、満足
し得る像の品質にとって不可欠である。
何れの方向にも少なくともナイキスト・レートの２倍
でY,C1及びC2アナログ・ビデオ信号の各々を標本化する
こと（これば協同作業者E.H.アーデルソン博士から発明
者は知っている）は、不足標本化によるエーリアシング
効果が顕著にならずに、ディジタル処理で信号振幅の量
子化が出来る。静止像では所定量の空間的な分解能に対
しより多くの画素サンプルが使われるが、こう云う画素
サンプルに基づくゼロの値を持つDPCMサンプルのランは
一層長くなる可能性がある。ラン長コーディングを用い
る場合、画素サンプルの数が増加することにより、ゼロ
でないDPCMサンプル並びにゼロの値のDPCMサンプルのラ
ンに基づく統計式コードの長さがずっと長くなる。
アナログ・ディジタル変換器41からの広帯域のディジ
タル化されたＹ信号がディジタル遅延線44の入力ポート
に印加され、この遅延線は装置全体で狭帯域のC1及びC2
信号を処理する時に起る遅延を補償する。ディジタル遅
延線は、例えばずれた読取及び書込みアドレスを持つラ
ンダムアクセス・メモリで構成することが出来る。C1及
びC2信号の遅延が、特に走査線に対して垂直な方向で、
これらの信号を一層狭い帯域幅に空間周波数フィルタ作
用をかける時に起るが、C1及びC2信号の空間周波数解析
の時分割多重化で一層の遅延が起る。この多重化は後で
説明する。
ディジタル遅延線44、アナログ・ディジタル変換器42
及びアナログ・ディジタル変換器43からの夫々のディジ
タル化されたY,C1及びC2信号が、夫々空間周波数解析器
45,46,47の入力信号として印加される。オクターブの帯
域幅で２次元の空間周波数解析を行なう所謂「バート・
ピラミッド」形のパイプライン形空間周波数解析器は、
「実時間階層ピラミッド形信号処理装置」と云う名称
で、RCAコーポレーションに譲渡され、1987年６月16日
にC.R.カールソン、J.H.アルバイタ、及びR.H.ベスラー
に付与された米国特許第4,674,125号によって知られて
いる。所謂「アンダーソンFSDピラミッド」形の空間周
波数解析は、1987年５月15日に出願され、「フィルタ−
減算−減数階層形ピラミッド信号解析及び合成方式」と
云う名称で、RCAコーポレーションに譲渡された係属中
のC.H.アンダーソンの米国特許出願通し番号第051,210
号（米国特許第4,718,104号）に記載されている。L.N.
シッフは米国特許出願通し番号第040,470号（米国特許
第4,745,474号）で、走査線と平行な方向に、即ち、大
抵の用途では水平方向に、単純に上側及び下側の空間周
波数スペクトルを分離する空間解析器を説明している。
上に述べたどの形式の空間周波数解析器もこの発明の種
々の実施例で使うことが出来るが、空間周波数解析器4
5,46,47は、入力信号を４つのサブバンドに分離する為
に直角ミラー・フィルタを使う形式のものとして示して
ある。これらのサブバンドは各々の空間方向で2:1に減
数される。こゝで読者は、1986年10月 IEEEトランザク
ションズ・オン・アコースティックス、スピーチ・アン
ド・シグナル・プロセッシング、ASSP−34巻の第1278頁
乃至第2388頁に現れているJ.W.ウッズ及びS.D.オニール
の論文「像のサブバンド・コーディング」を参照された
い。
少なくともナイキスト・レーとの２倍で標本化する
と、縁及び細部の空間的な位相に対するフィルタの応答
感度が低下し、こうして動く縁及び細部に於ける主なエ
イリアシングの源が除かれる。空間周波数解析手順で高
域空間周波数フィルタ応答をベースバンドにヘテロダイ
ンする場合、ヘテロダイン手順に於けるエイリアシング
を避ける為に、このフィルタ作用を帯域空間周波数フィ
ルタ作用として行なうことが好ましい。帯域空間フィル
タ作用は、エイリアシング効果と云う望ましくない結果
を招く様な、信号のディジタル化に伴う量子化効果によ
って入込むバンドより上側の応答を抑圧する。空間周波
数解析の前にカメラのビデオ信号の予備フィルタ作用を
行なうことも、特に高域フィルタ応答をベースバンドに
ヘテロダインする場合、エイリアシングを招くバンドよ
り上側の応答を防止する為に行なわれる。直角ミラー・
フィルタ作用に続く減数手順は、ベースバンドへのヘテ
ロダイン作用に頼っている。
空間周波数解析器45が、第１の１対の直角ミラー・フ
ィルタを使って、空間周波数フィルタ作用により、Ｙ信
号を第１の方向のバンド半分の上側及び下側スペクトル
に分離し、その後この各々のバンド半分のスペクトルを
１番目に対して直交する第２の方向の成分としての上側
及び下側スペクトルにフィルタ作用によって分離する。
1/4バンドのスペクトルを求める為のこのフィルタ作用
は、パイプライン形で行なわれるものと仮定する。第１
及び第２の方向の一方はラスタ走査されたＹ信号の走査
線と平行であり、第１及び第２の方向の他方は走査線に
対して横方向である。直角ミラー・フィルタの対を夫々
の次元で奇の対称性を以て用い、各々の次元で、成分ス
ペクトルを夫々空間的に反位相で2:1に減数することが
好ましい。この代りに、これと同等の分離可能でない直
角ミラー・フィルタ作用を使ってもよい。Ｙ入力信号の
１つ置きの走査線で、空間周波数解析器45がフレーム間
DPCM変調器48に信号YLLを供給する。信号YLLは、垂直方
向でも水平方向でも低域通過の性質を持つ空間周波数フ
ィルタの応答であり、走査線あたりのサンプル数はＹの
半分である。Ｙ信号の同じ１つ置きの走査線の間、空間
周波数解析器45がフレーム間DPCM変調器49に信号YHLを
供給する。信号YHLは、垂直方向に低域通過であるが、
水平方向に高域通過の性質を持つ空間周波数フィルタの
応答であって、走査線当たりのサンプル数がＹと同じで
あり、画素毎にYLLと時間的にインターリーブになる。
周波数合成器45がYLH信号及びYHH信号のサンプルを交互
のＹ信号走査線の間、夫々DPCM変調器50,51に供給す
る。こう云う交互の信号の走査線が、周波数合成器45が
YLL及びYHL信号のサンプルを供給するＹ信号の走査線と
インターリーブになる。YLH及びYHH信号は両方共垂直方
向に高域通過の性質を持つ空間周波数フィルタの応答で
ある。YLHは水平方向に低域通過の性質を持ち、YHHは水
平方向に高域通過の性質を持つ。YLH及びYHHは何れも走
査線当たりのサンプル数がＹ信号の半分であり、画素毎
に互いに時間的にインターリーブである。YLL,YHL,YLH
及びYHH信号のフレーム当たりのサンプルの合計の数
が、Ｙ信号のフレーム当たりのサンプルの数に等しい。
YHL,YLH,YHHが１フレーム当たりＹの3/4のサンプル数
しか持たないことが、２次元直角ミラー・フィルタ作用
が、Ｙを１フレーム当たりＹの1/4のサンプル数を持つY
LL低域成分及び１フレーム当たりＹと同じサンプル数を
持つ相補的なまとまった高域成分に分離する形式の他の
１減数工程のサブバンド・コーディング方式よりも好ま
しいとする１つの理由である。更に、YHL,YLH,YHH信号
は、Ｙのまとまった高域成分よりも、その中のゼロの値
のランが一層長い傾向がある。
空間周波数解析器45による４つのサブスペクトルYLL,
YHL,YLH,YHH,への空間周波数解析は、夫々空間周波数解
析器46,47によって行なわれるC1及びC2の空間周波数解
析と類似している。C1が空間周波数解析器46で解析され
て、C1LL信号を発生し、これは水平方向にも垂直方向に
も低域通過の性質を持ち、DPCM変調器52に対する入力信
号として供給される。C1HL信号は、水平方向には高域通
過であって、垂直方向には低域通過であるが、DPCM変調
器53に対する入力信号として供給される。C1LH信号は、
水平方向には低域通過で、垂直方向には高域通過である
が、DPCM変調器54に対する入力信号として供給される。
C1HH信号は水平方向にも垂直方向にも高域通過であっ
て、DPCM変調器55に対する入力信号として供給される。
C2が空間周波数解析器46で解析されて、夫々DPCM変調器
56,57,58,59に対する入力信号として供給されるC2LL,C
2HL,C2LH,C2HH信号を発生する。解析器46,47からの空間
周波数解析の結果は、解析器45からの空間周波数解析の
結果に対して低下した速度で出るが、その低下の割合
は、Ｙの標本化速度に対するC1及びC2の標本速度と同じ
である。
変調器48乃至59によって発生されるDPCM信号が時分割
マルチプレクサ60の入力であり、このマルチプレクサが
それらを走査線単位でインターリーブして、ラン長コー
ド・アッセンブラ62に対する入力信号として連続的なサ
ンプル・ストリームを供給する。アッセンブラ62がゼロ
の値を持つサンプルを検出し、こう云うサンプルのラン
長を計数する。こう云うゼロの値を持つサンプルのラン
長が、アッセンブラ62に供給される入力信号中のゼロで
ない値を越えた値の範囲に変換され、統計式コーディン
グ・コーダのルックアップ・テーブル63に対するアドレ
スとして供給され、サンプル・ストリーム中のゼロの値
を持つサンプル自体の代りに使われる。LUT 63は大部
分が固定メモリ（ROM）等にあるコード・ブック記憶装
置によって実現することが出来る。
例として云うと、コーダ・テーブル63にあるコード
は、ゼロでない値に対するハフマン・コード、更に頻繁
に発生するゼロの値のラン長、及びゼロの値の普通でな
いラン長を直接的な２進コーディング形式で特定すべき
ことを表わす接頭コードを発生するのに使われるコード
切換えフラグであってよい。接頭コード及びゼロの値の
普通でないラン長の２進コーディングが、コーダ・テー
ブル63のROMの寸法を妥当な限界内に抑える。テーブル6
3のコードは種々のビット長であり、並列から直列への
変換器64に供給され、この変換器がこう云うコードのビ
ットを直列にコード出力速度バッファ65に印加する。速
度バッファ65は先入れ先出し（FIFO）形である。
こう云うビットが不規則に起る周期でコード出力速度
バッファ65に直列に供給されるが、これはテーブル63の
出力コードが種々のビット長である為ばかりでなく、ラ
ン長符号化過程によるタイミングの不規則性の為でもあ
る。こう云う期間が発生するのが不規則であるけれど
も、YLL,YHL,YLH,YHH,C1LL,C1HL,C1LH,C1HH,C2LL,C2HL,
C2LH,C2HHの時分割多重化が、タイミングの不規則性が
入込む処理の前に、マルチプレクサ60によって行なわれ
る為に、直列ビットの順序はいつも正しい。タイミング
の不規則性がもたらすことは、コード出力速度バッファ
65に供給されるコード・ストリームにすき間が生ずるこ
とである。コード出力速度バッファ65は、こう云うすき
間をなくす様に、少なくともその多くをなくす様に、ビ
ットのタイミングを整え、速度バッファ65からのコード
出力を受取るコード送信機によるディジタル伝送を更に
時間的に圧縮する。
出力コード速度バッファ65は、最大量の動きを持って
いるフレームに起る様に、前のフレームからの変化が大
きいフレームの過程の間に入って来る多くのビット数を
収容するのに十分な記憶容量を持っていなければならな
い。第２図に示す様なシステムでは、素子62乃至65はDP
CMループ内にないが、速度バッファ65の記憶容量は平均
の場合の１フレームよりかなり大きく、経済的に出来れ
ば、最悪の場合の数フレームまでにすることが出来る。
こう云う場合、異常に高いビット速度が長引いた期間の
間続く時にコーディング手順を変更する適応形コーディ
ング方式を使わないことが出来る。この様な設計の選び
方をする場合には、出力コード速度バッファ65に対する
埋め制御器66がない。この方式は、速度バッファに対す
る埋め制御器を設けなくてもよい様にする為に大形のコ
ード出力速度バッファを使うが、一方向ビデオ伝送方式
には満足であることがある。然し、両方向ビデオ伝送方
式、即ち電話会議では、送信局にある大形のコード出力
速度バッファと受信局にある相補形のコード入力速度バ
ッファとによる遅延は許容し難いことがあり、この遅延
がその他の実質的な伝送遅延、例えば衛星回線を介して
の伝送による遅延を増やす場合、特にそうである。これ
は、ビデオ表示に合う様にそれに伴うオージオ伝送を適
当に遅延させることにより、それ程問題にならなくなる
様にすることが出来る。然し、1/10秒又はそれ以上とい
う遅延は、話す人が、普通の会話のやり取りに参加する
ことが出来ると云うよりも、キューで話すのを開始しな
ければならないので、問題がある。
一般的には、速度バッファ65に対するビット速度を下
げる様に、動きの大きいフレームの間、コーディング手
順を変更する様な制御器66を用いて、コード出力速度バ
ッファ65の埋めを制御することが望ましい。こうする
と、速度バッファ65と受信局にある相補形の速度バッフ
ァに対する記憶条件が緩くなると共に、こう云う速度バ
ッファによって起る遅延も短くなる。速度バッファ65
は、その直列ビット入力を集めて一様なビット長のワー
ドにし、それらのワードをその中のランダムアクセス・
メモリ（RAM）に記憶し、相次ぐ各々のワードをモジュ
ール形の数式で次に高い書込みアドレスを持つワード記
憶位置に記憶する様な形式にすることが出来る。同時
に、RAMのワード位置の相次ぐ読取アドレスの不規則的
な走査と共に、規則的なワード速度でRAMを読出し、RAM
からのワードは、速度バッファ65の内部にある並列から
直列への変換器により、直列形式に再び変換され、こう
して一様な速度の直列出力コードを発生する。速度バッ
ファ65が過剰の埋め（又は不足の埋め）になっていない
限り、読取アドレスは書込みアドレスより遅れるが、そ
の量は変化し、RAM書込み及び読取アドレスの間の差
が、RAMに残っている記憶容量の大きさの表示である。
この表示が速度バッファ65によって接続部67を介して埋
め制御器66に供給される。埋め制御器66の作用は、速度
バッファ65が大部分の時間、空にかなり近い状態であっ
て、動きの大きいフレームを犠牲にしたり、或いは少な
くとも普通はそうならない様にしておく様に、コーディ
ング方式を調節することである。埋め制御器66がその作
用を実施するやり方は数多くある。
例えば、埋め過剰になる傾向を持つコード出力速度バ
ッファ65に問題がある場合、埋め制御器66はフレーム間
DPCM変調器48乃至59に制御信号を送って、夫々の量子化
器の素子のピン分けを粗くする様に構成することが出来
る。特に、ゼロの値を持つビンは幅を広くして、DPCM変
調器48乃至59の走査線出力により多く起る可能性のある
ゼロの値のサンプルのランを長くする。DPCM変調器48乃
至59にある量子化器の素子のビン幅の変化は、埋め制御
器66が接続部68を介してコーダのLUT 63に信号を送
り、変更したDPCM信号の統計によりよく合う様に、コー
ディング・テーブルを調節することによって達成するこ
とが出来る。コーディング・テーブルの調節は、ROMか
らの異なるコーダ・テーブルを選ぶことによって行なう
のが最も容易である。
両方向ディジタル・ビデオ伝送方式では、フレーム間
DPCMに対するルックアヘッド方式に伴う遅延のフレーム
を避けるのを希望する場合、フレーム間DPCM変調器48乃
至59に於けるビン分けを粗くすることにより、速度バッ
ファ65の埋め過剰に対する敏速な応答が出来る。フレー
ム内の補正は、受信局に於ける空間周波数補間器の動作
を乱さない様に、（例えば像情報のブロックの間で）敏
速に行なうことが出来る。送信局が、第２図のコーダか
らコード送信機へ供給されるデータ・ストリームに、ビ
ン分けの変化の性質を示すコード・ワードを挿入するこ
とが出来る。この挿入は像情報のブロックの間の適当な
期間に行なわれ、この為、受信機にある復号器は復号器
のルックアップ・テーブルの変化に応答することが出来
る。
コード出力速度バッファ65のオーバーフローを避ける
為に使うことが出来る別の方法は、一続きの像フレーム
の中で動きが起る区域では、一層高い空間周波数は、一
層低い空間周波数程、空間的に又は時間的に分解されな
いと云う公知の事実を利用する。コード出力速度バッフ
ァ65の過剰の埋めが起る様な、ゼロでないDPCMの値が多
数あるフレームの間、Ｙビデオ信号の空間周波数が一層
高い成分、並びに場合によってはC1及びC2ビデオ信号
も、その伝送を抑圧する様に構成する。この様にする機
構は、第２図に具体的に示してないが、それはこう云う
手順が特許請求の範囲にとって付属的にあるからであ
る。然しこの機構の動作は次の通りである。
出力速度バッファ65に於けるオーバーフロー状態が予
測される時、フレーム間DPCM変調器49,50,51のYHL,YLH,
YHH（並びに場合によってはフレーム間DPCM変調器53,5
4,55,57,58,59のC1HL,C1LH,C1HH,C2HL,C2LH,C2HH）の予
測値を強制的にゼロにする。影響を受けるDPCM変調器か
らの出力信号も強制的にゼロにする。これは、DPCM変調
器に於ける適当な多重化方式によって行なう。この動作
が起っていることを示すディジタル・コード・ワードを
フレームの間の期間（又は像データのブロックの間の期
間）の間、コーダ・ルックアップ・テーブル63に対する
入力信号に挿入して、送信局でこう云う動作が行なわれ
ていることを受信局に知らせる。受信局はその時そのDP
CM復調回路でYHL,YLH,YHH、並びに場合によってはC1HL,
C1LH,C1HH,C2HL,C2LH,C2HHの予測値を強制的にゼロに
し、Y,C1及びC2ビデオ信号を発生するのに使われるY,C1
及びC2空間周波数合成器に供給される信号の適当な場所
をゼロに置換える。本段で説明するゼロ詰込み手順（こ
れはL.N.シッフの係属中の米国特許出願通し番号第040,
470号（米国特許4,745,474号）に記載されている形式で
ある）は、像の空間的な解像度を減少することに注意さ
れたい。然し、このゼロ詰込み手順は予測された像の一
層高い空間周波数の情報を除去し、人間の可視系統に非
常に目に付くエイリアシングを避ける。このエイリアシ
ングは「ゴーストの縁」となって現れる。ゼロを詰込む
と、人間の視覚系に非常に目に付き易い空間領域では、
エイリアシングが起らない。その代りに、帯域幅の一時
的な減少があるが、それはそれ程目立たず、時間と共に
是正される。
第３図は時分割マルチプレクサ60にある線圧縮速度バ
ッファ、例えば速度バッファ60−１の各々をどの様に構
成することが出来るかを示す。第３図の線圧縮速度バッ
ファに対する入力信号として供給される空間周波数解析
の相次ぐ走査線が、１フレーム当たりの走査線の数を基
数として使って、１から初めて、相次いて序数がつけら
れると仮定する。線速度書込み入力マルチプレクサ70が
空間周波数解析の奇数番号の走査線をランダムアクセス
・メモリ71の入力／出力母線に差向け、そこに書込む様
にすると共に、偶数番号の走査線をランダムアクセス・
メモリ72の入力／出力母線に差向け、そこに書込む様に
する。RAM 71及び72は何れも１走査線のサンプルに対
する記憶容量を有する。書込み付能信号パルスがあれ
ば、それは線速度書込み付能マルチプレクサ73によっ
て、その走査線で書込まれているRAM 71及び72の内の
一方に送られ、読取符号信号パルスがあれば、それは線
読取付能マルチプレクサ74によって、その走査線の間、
他方のRAM 71,72に送られる。線速度読取出力マルチプ
レクサ75が、読取の為に選ばれ、書込みの為に選ばれて
いないRAM 71,72の内の一方の入力／出力母線を第３図
の線圧縮速度バッファの出力接続部に接続する。線速度
アドレスマルチプレクサ76が書込みアドレス発生器77を
書込みが付能されたRAM 71及び72の一方に接続し、読
取アドレス発生器78を読取が付能されたRAM 71及び72
の一方に接続する。書込みアドレス発生器77及び読取ア
ドレス発生器78は、何れもアドレス発生器を走査する。
このアドレス発生器は、走査線に沿った画素サンプルの
相次ぐアドレスを発生するが、相次ぐアドレスが走査さ
れる速度は２つのアドレス発生器で異なっている。書 込みアドレス発生器77は、第２図のコーダで行なわれる
様に、時分割多重化が許せば、同じ標本化速度で動作す
る他の線圧縮速度バッファと共有にすることが出来る。
埋め制御器66から速度バッファが受取る夫々の書込み付
能信号が、そのRAMからの読取に関する限り、時分割多
重化を制御する。第３図のハードウエアは線圧縮速度バ
ッファとし作用する。これは、読取アドレスが間欠的に
読取アドレス発生器78に供給される速度が、書込みアド
レスが書込みアドレス発生器77から間欠的に供給される
速度より速い為、並びに書込み付能及び読取付能のパル
ス速度のそれに見合った違いの為である。空間周波数解
析の１走査線の間にRAM 71及び72の一方に書込まれた
サンプルが、この後半分の走査線で読出される。第３図
のハードウエアは、この代りに、読取アドレスが読取ア
ドレス発生器78によって間欠的に供給される速度を書込
みアドレスが書込みアドレス発生器77によって間欠的に
供給される速度より遅くすることにより、線拡張速度バ
ッファ作用となる様に使うことも出来る。
第４図は時分割マルチプレクサ60をどの様に動作させ
るかを示す時間線図であり、これは第２図のコーダで埋
め制御器66がどの様に動作するかを理解するのにも役立
つ。カメラ２からの走査線の進行が縦軸にとってあり、
１フレームの像を担持する部分にわたって連続的に繰返
される時分割マルチプレクサ動作の１サイクルに８本の
線がある。サイクル番号Ｎは最初のサイクルでは０であ
り、相次ぐ各々のサイクルで１だけ増数される。240本
の線からなるフレームは、第４図の線図で示した時分割
マルチプレクサ動作が30サイクルあり、Ｎは相次ぐサイ
クルで０から29まで増数される。カメラ２からのビデオ
の１走査線の間の時間が横軸に示されている。例えば、
（8N＋１）番目の線の間、YLLサンプルの圧縮された走
査線の後にYLHサンプルの圧縮された走査線が続く。C1
及びC2は何れも水平方向及び垂直方向の何れでも、Ｙに
対して4:1で標本化されることが示されている。これに
よって、時分割マルチプレクサ60の出力信号のラン長コ
ード・アッセンブラ62に対する簡単な詰込み形式が得ら
れる。
速度バッファが埋まりすぎ始めた場合、C2HH,C1HH及
びYHHサンプルの走査線は、埋め速度が高い場合はゼロ
の値を持つ走査線で全て置換え、埋め速度が十分低い場
合は選択的に置換える。速度バッファが引続いて更に埋
まるか、或いは埋め速度が非常に高い場合、C2HL,C1HL
及びYHLサンプルの走査線もゼロの値を持つ走査線で置
換えることが出来る。速度バッファが更に引続いて埋ま
る場合、或いは埋め速度が非常に高い場合、C2LH,C1LH
及びYLHの走査線もゼロの値を持つ走査線で置換えるこ
とが出来る。ラン長コード・アッセンブラ62がゼロの値
を持つ各々の走査線に応答して、コーダのLUT 63に、
並列から直列への変換器64に対してビット長の短い統計
式コード出力信号を選択する様なアドレスを供給する。
この様に頻繁に発生するビット長の短い統計式コードの
全体的なコード長を短縮することは、実質的にコード出
力速度バッファ65の埋め速度を下げる。
前段で述べた手段により、信号の種々の空間周波数サ
ブバンドでゼロの値を持つサンプルのランが大体同じで
あれば、速度バッファ65の埋め速度は殆んど1/4に下が
る。信号を４つより多くのサブバンドに分割するQMF空
間周波数解析は、速度バッファ65の埋め速度を更に下
げ、埋め制御の一層微細な同調が出来る。Ｙ信号のこれ
以上のサブバンド・コーディングは、ＹがC1及びC2より
もずっと大きいサンプル密度を持つ為、特に関心があろ
う。
Ｙサンプルを省略すれば、それよりまばらなC1及びC2
サンプルを省略したよりも、速度バッファ65の過剰の埋
めを減少する上で、一層急速な効果を持つことが認めら
れよう。Ｙの空間的な解像度だけを減少して、サブサン
プリングによるＹが少なくともC1及びC2と同じ標本化密
度になる所まで、速度バッファ65の埋めを制御する様な
設計の変更も可能である。
それでも、YLL,C1LL及びC2LL以外の全てのサンプルを
ゼロの値を置換えても、コード出力速度バッファ65が埋
め過剰になる傾向を持つと云う問題があれば、低域空間
フィルタ作用に続いてそれ以上のサブサンプリングを行
なうことにより、こう云う信号の空間的な解像度を更に
下げる構造を設けることが出来る。これは、1987年10月
13日に付与された、「適応形パルス・コード変調器に対
する予測信号減数及び補間の速度バッファ制御」と云う
名称で、RCAコーポレーションに譲渡されたA.A.アキャ
ンポラの米国特許第4,700,226号に記載されているもの
である。この構成は、DPCM変調器48乃至59の量子化器の
素子のピン分けの変更の代りに、又はそれに追加して用
いることが出来る。
時に像の解像度を更に減少することが必要である場
合、その手順を容易にする便利な方法は、別の直角ミラ
ー・フィルタ作用を用いて、YLL,C1LL及びC2LL1/4スペ
クトルの各々を、何れも各々の空間的な方向で2:1に減
数された４つの1/16スペクトルの夫々の１組に分割する
ことである。こう云う1/16スペクトルの各々は夫々のフ
レーム間DPCM変調器を備えている。マルチプレクサ60を
変更して、YLL,C1LL及びC2LLに対する速度バッファを、
走査線を更に時間的に4:1の比で圧縮すると共に、時分
割多重化の為にそれらを適当に遅延する夫々４つの速度
バッファに置換える。その場合、伝送中の一連の像フレ
ームに高度の動きがあって、YLL,C1LL及びC2LLだけが伝
送される以上に、伝送を更に切詰めることが必要になる
場合、空間周波数の高い1/16スペクトルのサンプルはゼ
ロの走査線で置換えて、更に圧縮した伝送を実現するこ
とが出来る。適当なゼロ詰込み手段をフレーム間DPCM変
調器で用いて、古い空間周波数の高い情報は動きを持つ
区域では捨て、その後、前に述べた考えを用いる。分割
されない1/4スペクトルの遅延の補償も勿論行なわなけ
ればならないが、その代りに全ての1/4スペクトルを分
割して、差別的な時間遅延の問題を全て避けることが出
来る。
第２図のコーダの説明では、送信局の設計についてあ
る重要な点を省略している。ビデオ同期情報及びゼロ詰
込み命令を受信局に対して伝送する手段を設けなければ
ならないが、普通は音声を同時に伝送する何等かの手段
を設けなれればならない。簡単な設計手段は次の通りで
ある。コーダ・ルックアップ・テーブル63の入力に、フ
レームの初め及びフレームの終りコードを時分割多重化
する。（走査線変更コードの組の様な）フレーム内同期
を用いる場合、フレーム内同期記号を、圧縮された走査
線の間で、コーダ・ルックアップ・テーブル63の入力に
時分割多重化することが出来る。DPCMサンプルの各フレ
ームがコード化されて終った時、出力コード速度バッフ
ァ65には、時分割マルチプレクサ60がDPCMサンプルの次
のフレームの供給を開始する前に、音声を記述するビッ
ト・ストーリム・セグメントを時分割多重化して、速度
バッファ65に供給されるビット・スリトーリムに入れる
のに十分な場所がある様に構成する。音声（或いは多す
ぎるフレーム内同期記号）をビデオ・フレームの時間ス
ロット内に混合しないのが好ましい。こうすると、アッ
センブラ62の入力信号のYLL,YHL,YLH,YHH,C1LL,C1HL,C
1LH,C1HH,C2LL,C2HL,C2LH,C2HHセグメントの間のゼロの
値のラン長を連結するのが一層よくなる。
第２図のコーダでDPCMコード化された相次ぐ各々のフ
レームが、像の１成分を記述するラスタ走査の１個のビ
デオ信号ではないことに注意されたい。そうではなく、
相次ぐ各々のフレームは、詰込まれた像データの相次ぐ
ブロックを構成しており、その相次ぐ各々のブロック
が、多数のラスタ走査線にわたる像の全ての成分（その
成分原色の各々）を記述する。像データを詰込む判断基
準は、詰込まれた像データのブロック当たりに記述され
るラスタ走査線の数を小さく抑えることである。こうす
ると、像データを詰込む為の時分割多重化に必要な速度
バッファ作用及び差別的な遅延の大きさが小さくなる。
直角ミラー・フィルタ作用に続く減数作用は、特に像の
詰込みに適している。C1及びC2にある狭帯域のカラー・
サンプルの合計の数は、Ｙにある広帯域の輝度サンプル
の数の約1/8であり、従ってテレビジョン・カメラ２の
帰線期間の間の数走査線で詰込むことが出来る。空間周
波数解析はもとのビデオ信号にあったよりもサンプルを
余計発生したり少なく発生したりすることは決してない
（但し、これに続く空間周波数解析の手段により、遅延
が長くなる）。従って、詰込み像データ・ブロックは、
そのデータを取出したもとの像にある画素の区域に対し
て、全般的な空間的な対応関係又は写像関係を引続いて
持つ。
ディジタル装置の設計の当業者であれば、第２図のコ
ーダ２は、この発明の範囲内である変更を加えることが
出来ることが理解されよう。第２図は、変調器48乃至59
が動作するサンプル速度を下げる線圧縮速度バッファ60
−１……60−12の前に変調器48乃至59を使うDPCMの発生
を示している。この代りに、空間周波数解析器45,46,47
が夫々の解析結果を直接的に線圧縮速度バッファ60−１
……60−12に対する入力信号として印加し、夫々の一層
速いサンプル速度で動作する夫々のフレーム間DPCM変調
器が各々の線圧縮速度バッファ60−1,……60−２からラ
ン長コード・アッセンブラ62の入力信号母線への出力接
続部に挿入される様にすることも出来る。
第４図に線図で示した時分割多重化方式は、多重化さ
れる信号の全ての差別的な遅延が、第３図に示す様な線
圧縮速度バッファを用いて達成され、（勿論補償用の遅
延線44を除いて）別の遅延線を必要としない点で、魅力
的である。時分割多重化される信号の更に複雑な差別的
な遅延作用を使う気があれば、この発明の範囲内で、更
に種々の交代的な時分割多重化方式を使うことが出来
る。こう云う代案のあるものは、動作にある利点がある
が、その見返りに更に複雑なハードウエアを必要とす
る。例えば、（圧縮された）走査線単位で時分割多重化
される像データのブロックがカメラ２のビデオ信号の８
本の走査線を表わすと引続いて仮定すると、第４図の多
重化方式は、YLLの４本の圧縮された走査線、C1LLの圧
縮された走査線及びC2LLの圧縮された走査線を連結する
様に修正することが出来る。LLスペクトルについてした
様に、LH,HL及びHHスペクトルについても同様な連結を
行なうことが出来る。こうすると、FIFO速度バッファの
処理記号コードに対する制御器により、制御信号を発生
するのが簡単になる。
第５図は第２図のコーダの構造を簡単にしたもので、
多数のフレーム間DPCM変調器が、速いサンプル速度で作
用する１個のDPCM変調器61に置換えられている。１個の
DPCM変調器61がDPCM変調器48乃至59の代りの作用を満足
に果し得る理由を次に考える。
輝度を記述する変数の空間周波数解析（１つの空間的
な次元に於ける）により、１つ又は更に多くの解析スペ
クトル又はサブバンドが生じ、こゝではサンプルが正又
は負の値を取ることがあると共に、残留低域スペクトル
又はサブバンドが生じ、こゝではサンプルは常に正の値
を持っている。色差を記述する変数の空間周波数解析
（１つの空間的な次元に於ける）により、１つ又は更に
多くの帯域サブバンドが生じ、こゝではサンプルが正又
は負の値を取り得ると共に、残留低域サブバンドが生
じ、こゝではサンプルは正又は負の値を取り得る。１つ
の次元に於ける帯域サブバンドは空間的に隣接するサン
プルの間でサンプルの極性が交互に変る傾向を持つ（こ
の傾向が、直角ミラー・フィルタ手順に従う場合、帯域
サブバンドのヘテロダイン作用で使われる2:1減数手順
によってマスクされてゼロ平均周波数となる）。特にカ
メラの位置が不変であって、視野の中に動きの多すぎる
成分がない時、テレビジョン・カメラの視野の中の同じ
位置にある画素サンプルの間ではフレーム間の相関の傾
向が著しい。従って、フレーム間形のDPCM信号が１つの
空間的な次元で空間周波数解析に印加されると、こう云
う全ての形式のサブバンド信号のDPCM対応の統計は同様
になる傾向があり、異なる形式のサブバンド信号の統計
よりもずっとそれが強い。直交する２つの空間的な次元
に於ける空間的な解析を実施すると、解析は幾分か更に
複雑であるけれども、各々の形式のサブバンド信号に対
するフレーム間DPCM対応の統計も同様になる傾向がある
ことを示すことが出来る。サブバンドのΔ−フレームDP
CMの統計は十分類似しているので、同じコーダのルック
アップ・テーブル構成を用いて、それら全てを統計的に
符号化することが出来る。
然し、埋め制御器66から接続部69を介してDPCM変調器
61に送られるビン分け制御信号は、入力データ・ストリ
ーム中の圧縮された走査線セグメント毎に変えることが
出来る。埋め制御器66からコーダのLUT 63へ送られる
コーダ・テーブル調節信号も同様に変えて、DPCM変調器
61の量子化器に於けるビン分けの変更に対処することが
出来る。
ゼロを詰込むことも、フレーム間DPCM変調器61で時分
割多重化形式で実施しなければならない。変調器61から
ラン長コード・アッセンブラ62へ送られる出力の値も、
変調器61のDPCM帰還接続部に記憶される予測値も、空間
周波数が一層高い成分の走査線を伝送しない時、強制的
にゼロにしなければならない。
第６図は送信局に第５図のコーダを用いたディジタル
・テレビジョン伝送装置の受信局に使われる復号器を示
す。コード受信機（図面に示してない）からのコード入
力ビット・ストリームがパーザ81に供給される。パーザ
81はビット・ストリームを可変長コード・ワードに分離
し、それらを標準ビット長に整頓し、その後それを統計
式コーディング復号器ルックアップ・テーブル82に対す
るアドレス入力信号として印加する。このテーブルは第
５図のコーダに於ける統計式コーディング・コーダ・ル
ックアップ・テーブル63に対して相補的なものである。
ルックアップ・テーブル82によって発生された修正DPCM
サンプルが先入れ先出し（FIFO）速度バッファ・メモリ
83に供給される。FIFOバッファ83がラン長コード・アン
パッカ84からの命令に応答して、一度に１つずつ、修正
DPCMサンプルをアンパッカに入れる。アンパッカ84は修
正DPCMを普通のフレーム間DPCM信号に変換する。
アンパッカ84からのフレーム間DPCM信号がフレーム間
DPCM復調器85に供給され、この復調器が空間周波数解析
サンプルのストリームを時分割デマルチプレクサ90に供
給する。このデマルチプレクサは、線拡張速度バッファ
90−1,90−2,90−3,90−4,90−5,90−6,90−7,90−8,90
−9,90−10,90−11及び90−12で構成される。線拡張速
度バッファ90−1,90−2,90−３及び90−４がYLL,YHL,Y
LH及びYHH信号を、空間周波数解析器45を補完してディ
ジタル化されたＹ信号を再び発生する空間周波数合成器
91に供給する。線拡張速度バッファ90−5,90−6,90−７
及び90−８がC1LL,C1HL,C1LH及びC1HH信号を、空間周波
数解析器46を補完してディジタル化されたC1信号を再び
発生する空間周波数合成器92に供給する。線拡張速度バ
ッファ90−9,90−10,90−11及び90−12がC2LL,C2HL,C
2LH及びC2HH信号を、空間周波数合成器47を補完してデ
ィジタル化されたC2信号を再び発生する空間周波数合成
器93に供給する。
空間周波数解析器91,92,93の各々は、その入力に供給
されたサブバンド成分信号を、夫々の出力信号Y,C1又は
C2に対する一杯の標本化速度まで標本化し直す複数個の
空間周波数補間器を持っている。この再標本化は、当業
者によく知られているが、その１つのやり方は次の通り
である。第１の工程は各々のサブバンドの拡張空間行列
内で、サブバンドのスパーザ空間行列からの対応する実
際のサンプルで埋められていないサンプル位置に、ゼロ
の値を持つゼロ・サンプルを挿入する。この第１の工程
は、低域及び帯域空間周波数スペクトルを発生する空間
周波数搬送波変調過程である。第２の工程はフィルタ作
用を用いて、第１の工程によって発生された不所望のス
ペクトルを抑圧することである。（このフィルタ作用
は、コーダの空間周波数解析器が、空間解析を行なうの
に直角ミラー・フィルタ作用を使う場合は、直角ミラー
・フィルタ作用である。）第３の工程は、第２の工程か
らの補間結果を一緒に加算することであり、その結果は
同様な標本化密度を持つ。空間周波数解析の間のピラミ
ッド形減少を受ける信号の空間周波数合成を求める場
合、上に述べた手順を繰返す。
空間周波数合成器92が、合成されたC1信号を再標本化
して、合成されたＹ信号と同じ数の走査線を持つ様にす
る為の別の空間的な補間工程を含む。同様に、空間周波
数合成器93が、合成されたC2信号を再標本化して、合成
されたＹ信号と同じ数の走査線を持つ様にする別の空間
的な補間工程を含む。こう云う別の空間的な補間を２つ
の次元で、即ち、水平方向並びに垂直方向に行なうこと
が便利である。合成されたY,C1及びC2信号のカラー・マ
トリクス作用をディジタルに行なおうとする場合、特に
そうである。コーダの補償遅延装置44は、C1及びC2信号
のこの様な別の空間的な補間に伴う遅延を考慮に入れる
ことが出来る。（Ｙの遅延補償がコーダだけで行なわれ
るこの発明の実施例を説明しているが、この発明の別の
実施例では、その代りに遅延の補償は復号器で行なって
もよく、或いはコーダと復号器に配分してもよい。） ディジタル・アナログ変換器94,95,96が、再生されて
ディジタル化されたY,C1及びC2信号をアナログのY,C1及
びC2信号に変換し、これらのアナログ信号がカラー・マ
トリクス回路97に供給される。カラー・マトリクス回路
97がアナログのY,C1及びC2信号に応答して、赤（Ｒ）、
緑（Ｇ）及び青（Ｂ）駆動信号をカラー・モニタ受像機
98に供給する。カラー・モニタ受像機98は、第６図に示
してない復号器の他の部分からの同期信号及び音声信号
をも受取る。
（この代りに、カラー・マトリクス作用は、空間周波
数合成器91,92,93からのディジタルのY,C1及びC2信号を
線形に組合せてディジタルのR,G及びＢ信号を発生する
ことにより、ディジタル領域で行なうことも出来る。そ
の後、適当なディジタル・アナログ変換器を用いて、デ
ィジタルのR,G及びＢ信号をアナログのR,G及びＢ信号に
変換してカラー・モニタ受像機98に印加することが出来
る。色の飽和度の調節が一層簡単で、高速のディジタル
乗算を必要としない点で、アナログ領域でのカラー・マ
トリクス作用の方が好ましい。） 制御器86が速度バッファ83にロードされたあるコー
ド、フレームの初め又は終りを表わす同期コード、走査
線の初め又は終りを表わす同期コード、その他の使われ
る場合の同期コード、及びコーダがどんなコーディング
方式をとっているかを示すコードを復号する。これらの
コードが接続部87を介して制御器86に供給される。制御
器86は同期コードに応答して、制御器86が時分割デマル
チプレクサ90の線拡張速度バッファにあるRAMに伝送す
る一連の書込み付能信号A,B,C,D,E,F,G,H及び一連の読
取付能信号P,Q,R,S,T,U,V,Wを調時する。制御器86が接
続部88を介して復号器のLUT 82に制御信号を供給し
て、コーダのLUT 63の動作特性を修正する様な同様な
動作がコーダで行なわれたことを示すコードをフレーム
速度バッファ83から制御器86が受取った場合、LUT 82
の動作特性を変更する。
制御器86は速度バッファ83から受取ったゼロ詰込み命
令があれば、それを復号して、接続部89を介してDPCM復
調器85に命令を送り、復調器85内の回路によって、復調
器85内に記憶される予測信号の適当なセグメントにゼロ
の予測値を詰込ませると共に、復調器85の出力信号が強
制的にゼロの値を持つ様にする。
第７図の復号器は、DPCM復調器の標本化速度を下げる
為に、第６図の復号器に施すことの出来る変更を示す。
時分割デマルチプレクサ90の前ではなく、時分割デマル
チプレクサ90にある線拡張速度バッファ90−１乃至90−
12の後でDPCM復調を行なうことにより、DPCM復調を行な
うサンプル速度を下げることが出来る。第７図の復号器
では、ラン長コード・アンパッカ84からのフレーム間DP
CM信号が、時分割デマルチプレクサ90に対する入力信号
として直接的に印加される。Ｙ空間周波数合成器91に印
加する為のYLL,YHL,YLH,及びYHH信号を再生する為のDPC
M復調が、フレーム間DPCM復調器101乃至104によって行
なわれる。これらの復調器は、一杯のＹ情報標本化速度
ではなく、この一杯のＹ標本化速度の半分の速度で動作
する。（YLL及びYHLは交互の走査線でYLH及びYHHとイン
ターリーブになっているから、希望すれば、走査線速度
で正しく時分割多重化される２つのフレーム間DPCM復調
器を使って、４つのDPCM復調器101乃至104の代りにする
ことが出来る。）同様に、C1空間周波数合成器92に印加
する為のC1LL,C1HL,C1LH及びC1HH信号の再生が、一杯の
C1標本化速度の半分の速度で動作するフレーム間DPCM復
調器105乃至108によって行なわれる。C2空間周波数合成
器93に印加する為のC2LL,C2HL,C2LH及びC2HH信号の再生
が、一杯のC2標本化速度の半分の速度で動作するフレー
ム間DPCM復調器109乃至112によって行なわれる。一杯の
C1及びC2標本化速度は一杯のＹ標本化速度の1/4程度で
あるから、C1に関係する信号及びC2に関係する信号のDP
CM復調が、DPCM復調の標本化速度が高いことに対して問
題を招く可能性は小さい。
フレーム間DPCM復調器の標本化速度が高いことが問題
になれば、次の手段をとることが出来る。Ｙに対してDP
CM復調器の速度を下げる問題は、水平の次元で、直角ミ
ラー・フィルタ作用を使って、YLL,YHL,YLH及びYHHの各
々を夫々１対の空間周波数が一層低い及び一層高いサブ
バンドに分解することによって解決することが出来る。
これは送信局で行なうことが出来るし、或いは速度バッ
ファ90−1,90−2,90−３及び90−４からの出力信号を使
っても行なうことが出来る。この処理によって入る別の
遅延は、当然、C1及びC2チャンネルで補償しなければな
らない。その後、Ｙを記述する８個のサブバンドは一杯
の標本化速度の1/4の速度で復調することが出来る。垂
直の次元でも、このサブバンド方式を繰返すことによ
り、フレーム間DPCM復調のサンプル速度を更に下げるこ
とが出来る。Ｙを記述する信号のサブバンド方式を、サ
ブバンドのサンプルが水平方向でずっとまばらに標本化
される点まで実施された場合、C1及びC2を再生する為の
C1及びC2サンプルのフレーム間DPCM復調も一層低い速度
で進めなければならない。この為、C1及びC2を復元する
為に、Ｙを復元する為に復調の速度を下げる上に述べた
様な手順に従うことが出来る。
第７図の復号器は、フレーム間で変化がある区域で、
空間周波数の高い成分を省略出来る様にするゼロを詰込
む手順が、Ｙではフレーム間DPCM復調器102乃至104で、
C1では復調器106乃至108で、C2では復調器110乃至112で
行なわれる点でも、第６図の復号器とは異なっている。
更に具体的に云うと、Ｙでは復調器102乃至104、C1では
復調器106乃至108、そしてC2では復調器110乃至112の各
々に対し、予測値とし夫々のメモリにゼロが詰込まれ、
これらの復調器の出力信号が強制的にゼロにされる。こ
のようなゼロ詰込み手順が、制御器86′によって発生さ
れるゼロ詰込み指令I,J,K,L,M,Nに応答して実施され
る。
これまで、第５図のコーダ及び第６図の復号器の動作
を説明するに当たって、線圧縮速度バッファ60−１乃至
60−４からの読取及び線拡張速度バッファ90−１乃至90
−４への書込みが、厳密に走査線単位で時分割多重化さ
れていた。線圧縮速度バッファ60−５乃至60−８、線拡
張速度バッファ90−５乃至90−８、線圧縮速度バッファ
60−９乃至60−12及び線拡張速度バッファ90−９乃至90
−12に対しても、同様な手順で説明した。時分割多重化
のこう云う部分を別の方法で実施することが好ましい。
それは、こうすると、DPCM変調器61の出力のゼロの値の
ランが一層長くなり、こうしてコーディングの圧縮が一
層大きくなるからである。第５図の時分割マルチプレク
サ60の出力信号のサブバンドの圧縮した走査線を連結す
る代りに、Y,C1及びC2の各々のサブバンド成分の対応す
る圧縮された走査線を各々の走査線から１つの画素サン
プルずつ逐次的にポーリングし、ポーリングした後各々
の走査線で１画素だけ前進する。この手順は、サブバン
ドの走査線を画素単位でインターリーブし、その結果複
合サブバンド信号の走査線にあるサンプル数は、サブバ
ンド作用を受ける前のもとのビデオ信号の走査線と同じ
になる。複合サブバンド信号中で互いに接近しているサ
ンプルは、もとのビデオ信号中の同じ画素であるか或い
は横に並んだ画素である。従って、フレーム間の変化に
よって生じたゼロでないDPCM信号の値は、変調器61で圧
縮された走査線の期間だけ離れて現れるのではなく、群
がる傾向がある。第６図の復号器では、時分割デマルチ
プレクサ90に於ける線拡張速度バッファ90−１乃至90−
４への書込みは、画素速度で循環的に行なわれる。線拡
張速度バッファ90−５乃至90−８の書込みも同様であ
り、線拡張速度バッファ90−９乃至90−12の書込みも同
様である。
Ｙをサブバンドに分ける場合、そのサブバンドは、C1
及びC2と同じ密度で、又はサブバンドC1及びC2と同じ密
度で、水平方向に標本化され、ゼロでないDPCMサンプル
がかたまる様にサンプルを配置すると云う考えは、更に
押進めることが出来る。コーダ及び復号器の時分割マル
チプレクサに於ける更に手の込んだ速度バッファ回路に
より、像の同じ部分を記述するY,C1及びC2サンプルを、
フレーム間DPCM変調器に供給されるディジタル・サンプ
ル・スリトーム中で夫々に接近して配置することが出来
る。像データの１ブロック（即ち、時分割マルチプレク
サ動作の１サイクル）にある全てのサブバンド信号は、
圧縮された走査線当たりのサンプル数が同じであり、そ
れを逐次的にポーリングして、コーダの差分パルス・コ
ード変調器に供給されるディジタル・データ・ストリー
ムを発生することが出来る。復号器では、差分パルス・
コード復調器の後に、コーダに於ける時分割多重化を補
完する時分割分解作用が続く。
第８図は、送信局の空間周波数解析器、並びに受信局
にある様な空間周波数合成器が、送信局のDPCM変調器の
予測器部分に含まれる様なコーダを示している。アナロ
グ・ディジタル変換器41からのディジタル化されたＹ信
号が減算器141の被減数入力ポートに供給されて、それ
から前のフレームのＹ予測値が減算される。この予測器
は減算器141の減数入力ポートに印加される。減数器141
の差出力ポートに現れるＹフレーム間誤差信号は、遅延
の長さに関する限りは、第５図のコーダに於ける補償遅
延装置44と同様な補償遅延装置144の作用を受け、遅延
させた誤差信号がＹ空間周波数解析器145に供給され
る。空間周波数解析器145は、Ｙ自身ではなく、Ｙのフ
レーム間誤差を処理する点で、第５図のコーダの空間周
波数解析器と異なる。同様に、空間周波数解析器146,14
7が、夫々減算器142,143の差出力ポートから供給された
C1及びC2のフレーム間誤差を処理する。
時分割マルチプレクサ160は第５図のコーダの時分割
マルチプレクサ60と同様に動作するが、Y,C1及びC2のフ
レーム間誤差に対して作用する点が異なる。マルチプレ
クサ160からの時分割多重化出力信号が、量子化器161に
供給され、その対応が差分パルス・コード変調器出力信
号であって、ラン長コード・アッセンブラ62に供給され
る。素子62乃至65は、第５図のコーダにある対応する参
照数字を用いた素子と同様に動作する。コード出力速度
バッファ埋め制御器166が、第５図のコーダにある制御
器66の全ての作用と、第６図の制御器86の若干の作用と
をその内部に持っているが、これは後で説明する。
第８図のコーダのコード出力速度バッファ65が、第６
図の復号器の一部分と同様な復号器に伝送する為のコー
ド出力を送出す。制御供給166,86が正しく協働すると仮
定すると、第８図のコーダの素子62乃至65又は第６図の
復号器の素子81乃至84に量子化による振幅誤差が入込む
ことはなく、従って伝送誤差がなければ、第６図のラン
長コード・アンパッカ４からの出力信号は、量子化器16
1からの出力信号と同一であるはずである。従って、第
８図の差分パルス・コード変調器の予測値部分を形成す
る帰還接続部から、素子62乃至65及び素子81乃至84をモ
デルとする素子が省略される。量子化器161の出力信号
が装置167に送られる。この装置は、その信号のDPCM復
調を行なって、復調信号を分解してサブバンド・スペク
トルを分離し、Y,C1及びC2信号を再生する為にサブバン
ド・スペクトルを空間周波数合成器に供給し、減算器14
1,142,143の減数入力ポートに印加する為の予測信号と
する為に、再生されたY,C1及びC2信号を遅延させる。
第９図は、第６図の復号器のある部分と同様である第
８図の装置167の構成を幾分詳しく示している。第６図
の復号器の復調器85と同様なフレーム間DPCM復調器185
が、量子化器161からのフレーム間DPCM信号に応答し
て、Y,C1及びC2のインターリーブされたサブバンド・サ
ンプルを復元する。第６図の復号器の時分割デマルチプ
レクサ90と同様な時分割デマルチプレクサ190を使っ
て、それからＹ空間周波数合成器191が遅延Ｙ信号を再
生する為の、Ｙを記述するサブバンド、それからC1空間
周波数合成器192が遅延C1信号を再生する為の、C1を記
述するサブバンド、及びそれからC2空間周波数合成器19
3が遅延C2信号を再生する為の、C2を記述するサブバン
ドを分離する。合成器191,192,193は第６図の復号器の
合成器91,92,93と夫々同様な構造である。ディジタル遅
延線194が、Ｙ空間周波数合成器191によって復元された
Ｙ信号の遅延を増加して、アナログ・ディジタル変換器
41から減算器141に供給されるＹ信号よりも、時間が１
フレーム遅れる様にする。ディジタル遅延線195が、C1
空間周波数合成器192によって復元されたC1信号の遅延
を増加して、アナログ・ディジタル変換器42から減算器
142に供給されるC1信号よりも、時間が１フレーム遅れ
る様にする。ディジタル遅延線196がC2空間周波数合成
器193によって復元されたC2信号の遅延を増加して、ア
ナログ・ディジタル変換器43から減算器143に供給され
るC2信号よりも、時間が１フレーム遅れる様にする。
復元されたY,C1及びC2信号を減算器141,142,143の減
数入力ポートに夫々印加することにより、第８図のコー
ダの差分パルス・コード変調ループが閉じる。速度バッ
ファ190−１乃至190−12に対する書込み制御信号Ａ乃至
Ｈ及びその読取制御信号Ｔ乃至Ｗが、埋め制御器166に
よって発生される。これは量子化器161の出力信号から
始まって、第６図の復号器の制御器86について述べたの
と同様に進められる。
埋め制御器166が、第８図のコーダからのコード出力
で、Y,C1及びC2信号の空間周波数の高い成分を表わさな
い時、ゼロ詰込み手順をも制御する。空間周波数の高い
成分を省略する時、埋め制御器166が量子化器161に於け
るゼロ範囲ビンを拡げることを指示し、その為、量子化
器161の出力信号では、抑圧された空間周波数の高い成
分の走査線の全ての出力サンプルはゼロの値になる。埋
め制御器166は、フレーム間DPCM変調器ループを閉じる
のに使われる復号器の装置167にあるフレーム間DPCM復
調器185に対し、接続部186を介して制御信号を送り、こ
の制御信号はフレーム間DPCM復調器185でゼロ詰込み手
順を指示する。この時、出力信号と１フレームだけ遅延
させるべき予測信号との両方が強制的にゼロの値にな
る。
復号器の装置167を次に述べる様な形式の復号器の装
置に取替えることにより、第８図のコーダを変更するこ
とが出来る。量子化器161の出力信号が、第７図の101乃
至112に示す様なフレーム間DPCM復調器に配分する為、
第７図の90に示す様な時分割マルチプレクサに供給され
る。これらの復調器からのサブバンドが、第７図の91乃
至93に示す様な空間周波数合成器に配分される。空間周
波数合成器によって再生されたY,C1及びC2信号は、もと
のY,C1及びC2信号よりも時間的に１フレーム遅れる様に
遅延させられ、夫々減数器141,142,143の減数入力ポー
トに印加される。DPCMループにアナログ・ディジタル変
換器41,42,43を含める様な第８図のコーダの変更も可能
である。
これまで説明したのとは若干異なる形式のゼロ詰込み
方式を使って、テレビジョン映像の内、フレーム間変化
のない部分で失われる空間周波数の高い細部の量を減少
する様なこの発明の実施例も可能である。この別の方式
では、Ｙ誤差信号の空間周波数の低い成分（即ち、YLL
DPCM信号）を、送信局に於ける符号器並びに受信局に
復号器の両方で閾値検出して、フレーム間の画素変化の
ある区域を記述するＹ誤差信号の一層大きい値を検出す
る。こう云う区域では、前のフレームの空間周波数の高
い成分の画素サンプルの予測値は誤っている可能性があ
り、差分パルス・コード変調器及び差分パルス・コード
復調器のメモリでは、その代りに予測値としゼロが詰込
まれる。フレーム間変化が検出されない区域では、サン
プルに置換えるゼロ詰込みは行なわれず、その為空間周
波数の高い細部が保持される。この代案のゼロ詰込み手
順は、一連の像フレームで動きが起こる区域で、低い空
間周波数程、時間的にも空間的にも、高い空間周波数が
分解されないと云う事実を活用することが出来る様にす
る。
可視光の輝度成分だけをディジタル伝送するこの発明
の実施例も可能である。カメラが、可視光エネルギの代
りに又はそれに加えて、赤外線スペクトル・エネルギ又
は紫外線エネルギを感知する様なこの発明の実施例も可
能である。
工程の手順に影響を与える様にルックアヘッド方式を
使う、この発明の実施例が可能である。採用するコーデ
ィング手順が記号コーディングである様なこの発明の実
施例も可能である。これは修正DPCMを発生するラン長コ
ーディング手順の外側で行なわれる。
フロントページの続き (72)発明者 バンティング，リチャード・マイケル アメリカ合衆国、08691、ニュージャー ジ州、ロビンスビル、デボラ・コート、 ６番 (56)参考文献 特開 昭60−21685（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−158276（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−116089（ＪＰ，Ａ)

Claims (6)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】複数の輝度及びクロミナンス成分ビデオ信
    号によって記述される、標本化された一続きのディジタ
    ル・ビデオ像フレームに対する送信装置において、 前記ビデオ信号に対するフレーム間形式の差分パルス・
    コード変調信号を発生する差分パルス・コード変調器
    と、 前記差分パルス・コード変調器の前に配置されていて、
    前記ビデオ信号に応答して、その空間周波数解析を行な
    って、前記ビデオ信号に対し、サブバンド信号の複数組
    を発生する空間周波数解析手段であって、各々の組の中
    にあるサブバンド信号の内の少なくとも若干のサブバン
    ド信号が、それらのサブバンド信号を発生させる為に使
    われたディジタル・ビデオ信号よりも低い標本化速度で
    発生される空間周波数解析手段と、 前記差分パルス・コード変調器の後に結合されていて、
    前記サブバンド信号を時間的にインターリーブして、ビ
    デオ信号サンプル・ストリームを形成する時分割マルチ
    プレクサと、 前記時分割マルチプレクサに結合されていて、前記差分
    パルス・コード変調された信号を記述する記号コードを
    発生する記号コーディング手段と、 を有していることを特徴とする送信装置。
  2. 【請求項２】前記記号コーディング手段がラン長コーデ
    ィング手段を含んでいる請求項１記載の送信装置。
  3. 【請求項３】空間周波数変換、差分パルス・コード変調
    （DPCM）及び記号コーディングを受けた一続きのディジ
    タル・ビデオ像フレームを記述する記号コードに対する
    受信装置において、 前記記号コードからフレーム間形式のDPCM信号を発生す
    る記号復号器と、 前記DPCM信号から、前記一続き中のインターリーブ形の
    サブバンド信号を有するディジタル・サンプル・ストリ
    ームを発生するフレーム間DPCM復号器と、 前記ディジタル・サンプル・ストリームをそれぞれのサ
    ブバンド信号に分離する時分割デマルチプレクサと、 前記それぞれのサブバンド信号に応答して前記一続きの
    像フレームを合成する空間周波数合成手段と、 を有していることを特徴とする受信装置。
  4. 【請求項４】前記記号復号器が、記号コードを、前記DP
    CM信号中のゼロでない値を持つサンプルのストリームと
    前記DPCM信号中のゼロの値を持つサンプルのランのラン
    長コードとに変換するルックアップ・テーブルと、前記
    ラン長コードに応答して、ゼロの値を持つサンプルのラ
    ンがゼロでない値を持つサンプルの間に分散されてい
    る、前記DPCM信号を復元する手段とを有する請求の範囲
    ３記載の受信装置。
  5. 【請求項５】前記少なくとも１つのサブバンド信号が比
    較的広帯域の輝度ビデオ信号と比較的狭帯域の２つのク
    ロミナンス・ビデオ信号とで構成されている請求の範囲
    ３記載の受信装置。
  6. 【請求項６】多重化輝度／クロミナンス成分DPCM（差分
    パルス・コード変調）コーディングされディジタル式に
    テレビ放送された一続きの像フレームを記述する記号コ
    ードに対する受信装置であって、該多重化輝度及びクロ
    ミナンス成分がフレーム間隔よりもかなり小さいセグメ
    ントにインターリーブされている記号コードを受信する
    受信装置において、 ディジタル式にテレビ放送された一続きの像フレームを
    記述する記号コードに応答して、前記記号コードからフ
    レーム間形式の多重化成分DPCM信号を発生する記号復号
    器と、 前記フレーム間形式の多重化輝度／クロミナンス成分DP
    CM信号を、前記一続き中の相次ぐ像フレームのそれぞれ
    のサブバンド信号を記述するフレーム間形式の別々の輝
    度及びクロミナンス成分DPCM信号に分離する時分割デマ
    ルチプレクサと、 前記の各々のフレーム間形式の成分DPCM信号から、それ
    ぞれのサブバンド信号を発生するそれぞれのDPCM復号器
    と、 それぞれのサブバンド信号に応答して、前記一続きの像
    フレームを合成する空間周波数合成手段と、 を有していることを特徴とする受信装置。
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