JP3063807B2

JP3063807B2 - データ検出装置

Info

Publication number: JP3063807B2
Application number: JP4059708A
Authority: JP
Inventors: 博昭矢田
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1992-02-14
Filing date: 1992-02-14
Publication date: 2000-07-12
Anticipated expiration: 2015-07-12
Also published as: JPH05226987A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えばディジタル磁気
記録装置等に使用されるパーシャルレスポンス（以下、
ＰＲＳと称す）チャネルの再生信号のデータを検出する
データ検出装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図２４は、従来のアナログ信号処理によ
るデータ検出装置の一例を示す。レベル比較器２０１
は、等化されたアナログ再生信号Ｓ（ｔ）の振幅と、正
の固定閾値＋Ａ_thとを大小比較し、比較結果を示す２値
信号ｄ⁺（ｔ）を出力する。レベル比較器２０２は、等
化されたアナログ再生信号Ｓ（ｔ）の振幅と、負の固定
閾値−Ａ_thとを大小比較し、比較結果を示す２値信号ｄ
^-（ｔ）を出力する。ｄ⁺（ｔ）＝１は、時刻ｔにおいて
３値データが＋１であることを示し、ｄ^-（ｔ）＝１
は、３値データが−１であることを示し、ｄ⁺（ｔ）＝
ｄ^-（ｔ）＝０は、３値データが０であることを示す。
３値データの符号を無視したもの、すなわちモジュロ２
演算したものが、２値記録情報である。図２４の例で
は、レベル比較器２０１および２０２の出力をＯＲゲー
ト２０３を通すことによってモジュロ２演算を行って、
２値記録情報データを復元している。ＯＲゲート２０４
の出力は、Ｄ型フリップフロップ２０４のＤ入力に供給
される。

【０００３】他方、等化されたアナログ再生信号Ｓ
（ｔ）から、アナログ位相ロックループ（以下、「ＰＬ
Ｌ」と称す）回路２０５によってビット同期クロックが
再生される。この同期クロックは、Ｄ型フリップフロッ
プ２０４のクロック入力に供給され、Ｄ型フリップフロ
ップ２０４の出力からは、同期クロックに同期した復元
２値データが得られる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
従来のデータ検出装置においては、入力ＰＲＳチャネル
再生信号のジッタにより、復元データの位相が揺らぎ、
後段のデコーダ等のディジタル回路が、この揺らぎに従
って動作せざるを得ない。従って、特に、高速動作する
回路の設計が難しく、またＬＳＩ化した回路のテストが
困難である等の問題点があった。

【０００５】本発明は、このような状況に鑑みてなされ
たものであり、ＰＲＳチャネル再生信号のジッタの影響
を受けずにＰＲＳ再生信号のデータを検出できるデータ
検出装置を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載のデータ
検出装置は、ＰＲＳチャネル再生信号のデータを検出す
るデータ検出装置であって、（ａ）再生信号の２つのサ
ンプルの振幅値に基づいて、再生信号の信号波形と正の
閾値との交差点の位相である正交差位相を求める正交差
位相導出手段（例えば、実施例の正交差位相ΔＰ_+k計算
器１５）と、（ｂ）再生信号の２つのサンプルの振幅値
に基づいて、再生信号の信号波形と負の閾値との交差点
の位相である負交差位相を求める負交差位相導出手段
（例えば、実施例の負交差位相ΔＰ_-k計算器１６）と、
（ｃ）正交差位相と、再生信号のデータ存在点の位相と
を比較して、比較結果を出力する正交差位相比較手段
（例えば、実施例の正交差位相比較器１７）と、（ｄ）
負交差位相と、再生信号のデータ存在点の位相とを比較
して、比較結果を出力する負交差位相比較手段（例え
ば、実施例の負交差位相比較器１８）と、（ｅ）２つの
サンプルのうちの一方のサンプルの振幅値と、正の閾値
とを比較し、比較結果を出力する第１振幅比較手段（例
えば、実施例の第１振幅比較器１１）と（ｆ）２つのサ
ンプルのうちの一方のサンプルの振幅値と、負の閾値と
を比較し、比較結果を出力する第２振幅比較手段（例え
ば、実施例の第２振幅比較器１２）と、（ｇ）２つのサ
ンプルのうちの他方のサンプルの振幅値と、正の閾値と
を比較し、比較結果を出力する第３振幅比較手段（例え
ば、実施例の第３振幅比較器１３）と、（ｈ）２つのサ
ンプルのうちの他方のサンプルの振幅値と、負の閾値と
を比較し、比較結果を出力する第４振幅比較手段（例え
ば、実施例の第４振幅比較器１４）と、（ｉ）正および
負の交差位相比較手段、ならびに第１、第２、第３およ
び第４振幅比較手段の出力に基づいて、再生信号のデー
タが、＋１，０，−１のいずれであるかを判断する論理
手段（例えば、実施例のデータ判定用組合せ論理回路１
９のインバータ２１乃至３４、ＯＲゲート３５および３
６、ならびにＡＮＤゲート３７乃至４４））とを備える
ことを特徴とする。

【０００７】請求項２に記載のデータ検出装置は、上記
論理手段の出力に対し、モジュロ２演算を行って再生信
号の２値情報を復元する復元手段（例えば、実施例のＯ
Ｒゲート４５）をさらに備えることを特徴とする。

【０００８】請求項３に記載のデータ検出装置は、正交
差位相導出手段が、再生信号の２つのサンプルの振幅値
に基づいて、一次補間により、再生信号の信号波形と正
の閾値との交差点の位相である正交差位相を求め、負交
差位相導出手段が、再生信号の２つのサンプルの振幅値
に基づいて、一次補間により、再生信号の信号波形と負
の閾値との交差点の位相である負交差位相を求めること
を特徴とする。

【０００９】

【作用】請求項１の構成のデータ検出装置においては、
正交差位相導出手段が、再生信号の２つのサンプルの振
幅値に基づいて、再生信号の信号波形と正の閾値との交
差点の位相である正交差位相を求め、負交差位相導出手
段が、再生信号の２つのサンプルの振幅値に基づいて、
再生信号の信号波形と負の閾値との交差点の位相である
負交差位相を求め、正交差位相比較手段が、正交差位相
と、再生信号のデータ存在点の位相とを比較して、比較
結果を出力し、負交差位相比較手段が、負交差位相と、
再生信号のデータ存在点の位相とを比較して、比較結果
を出力し、第１振幅比較手段が、２つのサンプルのうち
の一方のサンプルの振幅値と、正の閾値とを比較し、比
較結果を出力し、第２振幅比較手段が、２つのサンプル
のうちの一方のサンプルの振幅値と、負の閾値とを比較
し、比較結果を出力し、第３振幅比較手段が、２つのサ
ンプルのうちの他方のサンプルの振幅値と、正の閾値と
を比較し、比較結果を出力し、第４振幅比較手段が、２
つのサンプルのうちの他方のサンプルの振幅値と、負の
閾値とを比較し、比較結果を出力し、論理手段が、正お
よび負の交差位相比較手段、ならびに第１、第２、第３
および第４振幅比較手段の出力に基づいて、再生信号の
データが、＋１，０，−１のいずれであるかを判断す
る。従って、データ検出装置内の全ての構成要素ブロッ
クを、同一の固定クロックで同期動作するディジタル信
号処理回路で実現できるから、ＰＲＳチャネル再生信号
のジッタの影響を受けずにＰＲＳ再生信号のデータを検
出できる。

【００１０】請求項２の構成のデータ検出装置において
は、論理手段の出力に対し、モジュロ２演算を行って再
生信号の２値情報が復元される。従って、簡単に、ＰＲ
Ｓチャネル再生信号の２値情報を復元できる。

【００１１】請求項３の構成のデータ検出装置において
は、再生信号の２つのサンプルの振幅値に基づいて、一
次補間により、再生信号の信号波形と正の閾値との交差
点の位相である正交差位相が求められ、再生信号の２つ
のサンプルの振幅値に基づいて、一次補間により、再生
信号の信号波形と負の閾値との交差点の位相である負交
差位相が求められる。従って、簡単に、正交差位相およ
び負交差位相を求めることができる。

【００１２】

【実施例】図１は、本発明のデータ検出装置の一実施例
の構成を示す。この実施例の説明に入る前に、本発明を
利用できるディジタル磁気ディスク記録再生装置につい
て説明する。

【００１３】図４は、データの流れから見たディジタル
磁気ディスク記録再生装置を示すブロック図である。ホ
ストコンピュータ６０からハードディスクドライブ（Ｈ
ＤＤ）サブシステム７０にデータを記録する場合には、
まず、ホストコンピュータ６０からバスインターフェー
スを介してＨＤＤサブシステム７０内部のコントローラ
７１にデータが送られ、コントローラ７１はこのデータ
を磁気ディスクに記録できるフォーマットにあてはめ、
さらに磁気記録再生チャネルに適合する変調を施して、
記録アンプ７２に送る。記録アンプ７２はヘッドディス
クアセンブリ７３内部の磁気ヘッドに記録電流を流し
て、データの記録が行われる。なおヘッドディスクアセ
ンブリ７３は、データを記録する磁気ディスク、記録再
生ヘッド、ヘッド移動機構およびスピンドルモータ等か
らなる機構ブロックである。

【００１４】データを再生する場合は、ヘッドディスク
アセンブリ７３において磁気ディスク上の記録磁化パタ
ーンが磁気再生ヘッドにより読み出され、再生アンプ７
４により再生信号として増幅され、データ検出装置７５
において、ディジタルデータに戻される。このディジタ
ルデータは、さらにコントローラ７１でチャネル変調の
復調やフォーマットの解除が行われ、バスインターフェ
ースを介してホストコンピュータ６０に送られる。

【００１５】本発明は、図４の磁気記録再生装置のうち
データ検出装置７５において利用可能なものである。

【００１６】ディジタル磁気記録再生装置においてＰＲ
Ｓ（１，０，−１）を採用する目的は、帯域制限チャネ
ルである磁気記録再生チャネルにおいて、帯域を有効利
用し、同一帯域幅に対してなるべく早い速度でデータの
記録再生を行うこと（すなわち、記録媒体上の長手方向
の距離で表現すれば、線記録密度を上げること）であ
る。ＰＲＳ（１，０，−１）は、帯域制限チャネルで生
じる符号間干渉（孤立再生波形間の干渉）を積極的に利
用する。

【００１７】本発明を利用できるデータ検出装置７５
は、例えば、図５に示されているように、再生アンプ７
４の出力を受けてエンベロープレベル一定の信号を出力
するアナログＡＧＣアンプ８０と、このアンプ８０の出
力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器８１
と、この変換器８１の出力信号を等化するトランスバー
サル型等化器（ＦＩＲフィルタ）８２と、この等化器８
２の出力Ｓ_kを受けて０゜位相クロックを抽出して、０
゜位相データすなわちデータ存在点の位相Ｐ_kを出力す
るディジタルＰＬＬ回路８３と、等化器８２の出力およ
びディジタルＰＬＬ回路８３の出力を受けて再生信号の
データを検出して、検出データｄ_kを出力するデータ検
出器８４とを含んで構成される。

【００１８】データ検出装置７５においては、Ａ／Ｄ変
換器８１以降全ての回路がディジタル信号処理を行う。
また、データ検出の動作速度は、通常１０Ｍｂｉｔｓ／
ｓｅｃ以上の高速である。従って、回路規模を小さくす
るためには、装置内部の各部の信号データ表現を固定小
数点にするのが一般的であり、かつ信号語長を必要最小
限に抑えることが必要である。ところが、信号語長を短
くすると、装置各部で表現できる信号のダイナミックレ
ンジが小さくなり、再生信号レベルに大きな変動がある
と、オーバフローが生じてしまう。アナログＡＧＣアン
プ８０は、再生信号レベルをほぼ一定に保ち、データ検
出装置７５内部のオーバフローを防止する。

【００１９】Ａ／Ｄ変換器８１は、ＡＧＣアンプ８０か
らのアナログ再生信号をチャネルビットレートの定数倍
のサンプリング周波数ｆ_sでサンプリングし所定の信号
語長に量子化する。高速動作が必要なため、フラッシュ
Ａ／Ｄコンバータなどを用いる。実施例は、最も簡単な
場合であるサンプリング周波数ｆ_sがチャネルビットレ
ートの２倍の場合である。

【００２０】等化器８２は、磁気記録チャネルの帯域制
限特性などによる符号間干渉を制御し、チヤネル特性を
ＰＲＳ（１，０，−１）に正しく適合させる。例えばト
ランスバーサル型などの線形等化器を使用してディジタ
ル信号処理回路で実現できる。

【００２１】ディジタルＰＬＬ回路８３は、固定クロッ
クでサンプリングされた信号サンプル値Ｓ_kに基づい
て、データ存在点の位相Ｐ_kに同期する回路である。デ
ィジタルＰＬＬ回路８３については、特願平３−３０６
６４３号に詳しく開示されているので、ここでは、図６
に概略的構成を示し、簡単に説明するだけにとどめる。

【００２２】図６を参照するに、瞬時位相計算部９０か
ら説明する。瞬時位相計算部９０は、入力として、時刻
ｔ＝ｋＴ_sにおけるＰＲＳチャネル再生信号のサンプル
値Ｓ_kを受ける。瞬時位相計算部９０は、入力信号デー
タとは非同期に固定クロックでサンプリングされた連続
する２つの信号サンプル値に基づいて、信号サンプルＳ
_kの存在時刻ｔ＝ｋＴ_sからさかのぼって当該第ｋタイム
スロット内の信号波形ゼロクロス点（０゜位相の候補）
までの時間である瞬時位相ΔＰ_kを出力する。単位は、
量子化位相数である。

【００２３】瞬時位相ΔＰ_kは、位相値０を持つ０゜位
相から時刻ｋＴ_sまでの距離であると同時に、時刻ｔ＝
ｋＴ_sが位相上でどの値を持つかを表す。ここで位相上
では、３６０゜がデイジタル値２^NPLLに相当する。ま
た、１タイムスロット幅の時間Ｔ_sは、位相上では１８
０゜に相当し、量子化位相数を単位とすると２^NPLL-1に
相当する。

【００２４】瞬時位相ΔＰ_kは、連続する２つの信号サ
ンプル値Ｓ_kとＳ_k-1間の信号波形が直線近似できるもの
と仮定し、（式１）を使用して求める（図１１参照）。

【００２５】

【数１】

【００２６】ただし、２^NPLL-1は、１サンプル間隔の位
相量子化数である。なお、Ｓ_k-1＝Ｓ_kの場合は、分母が
０となる問題が発生するが、実は、零交差が存在せずＰ
ＬＬ位相更新が行われないので、ΔＰ_kを計算する必要
はない。

【００２７】瞬時位相ΔＰ_kは、ＮPLL（図１１の例で
は、５）ビットの位相データΔＰ_kとして、ＡＮＤゲー
ト９１を介してディジタル信号処理型ＰＬＬ回路９３に
入力される。

【００２８】次に、０゜位相対応瞬時位相データ選出部
９２について説明する。瞬時位相ΔＰ_kは、信号波形が
ゼロクロスする場合には、常に計算されるものである。
従って、チャネル符号法によっては、本来のデータが存
在する０゜位相ではない点において計算されたものであ
る場合がある。例えば、図７に示すようアイパターンを
呈するチャネル符号化の場合には、全てのゼロクロス点
が０゜位相に対応するが、図８に示すようアイパターン
を呈するＰＲＳ（１，０，１）の場合等では、０゜位相
以外にも逆位相でゼロクロスする場合がある。従って、
何らかの手段によって、真の０゜位相における瞬時位相
計算出力だけを選別なければならない。このため、例え
ばＰＲＳ（１，０，１）の場合には、３値レベル予測部
９２Ａによって仮データを検出し、位相制御信号生成部
９２Ｂが、仮データに基づいて０゜位相と判定した瞬時
位相ΔＰ_kに対して位相制御信号ｍｏｄｉｆｉｙ＿Ｐ_kを
出力する。これにより、選別された瞬時位相ΔＰ_kのみ
が、ＡＮＤゲート９１を介してディジタル信号処理型Ｐ
ＬＬ９３に供給可能となる。

【００２９】次に、ディジタル信号処理型ＰＬＬ回路９
３について説明する。このＰＬＬ回路９３は、ディジタ
ル信号処理で実現した１次位相同期ループであり、入力
された瞬時０゜位相に追従するべく、内部位相データＰ
_kを更新していく。ディジタル信号処理型ＰＬＬ回路９
３は、ディジタルループフィルタ９５と、このフィルタ
９５から出力される位相データＰ_kを１サンプリング時
間間隔遅延させて内部位相データＰ_k-1を出力する内部
位相レジスタ９６と、このレジスタ９６から出力される
内部位相データＰ_k-1と、ＡＮＤゲート９１から供給さ
れる瞬時０゜位相とを加算する加算器９４とを含んで構
成される。位相更新規則は、（式２）に示す通りであ
る。

【００３０】

【数２】

【００３１】図１１に示されているように、ｋ番目のタ
イムスロット（（ｋ−１）Ｔ_s＜ｔ≦ｋＴ_s）は、２
^NPLL-1個の量子化位相に仮想的に分割されている。時刻
の推移に従って、各量子化位相値は、モジュロ
（２^NPLL）（すなわちｍｏｄｕｌｏ（２^NPLL））でイン
クリメントしていく。ディジタルＰＬＬ回路８３の出力
位相Ｐ_kは、サンプリング時刻ｔ＝ｋＴ_s（第ｋタイムス
ロットの終端時刻）の位相であり、０゜位相時刻での位
相値は０である。従って、Ｐ_kは、固定サンプリング時
刻ｔ＝ｋＴ_sから０゜位相点までの時間（量子化位相単
位での距離）を表す。ところで、サンプリングレート
は、チャネルデータレートの２倍なので、平均して２タ
イムスロットに１回しか０゜位相データは存在しない。
よって、ディジタルＰＬＬ回路８３から、０゜位相デー
タの有無を示す有効信号Ｖ_kが、次の（式３）に従って
生成される。

【００３２】

【数３】

【００３３】位相データＰ_kおよび有効信号Ｖ_kは、０゜
位相データ存在点のタイムスロット内における位置を示
すデータとして、データ検出結果ｄ_kとともに、データ
検出装置７５の出力となる。

【００３４】次に、ＰＲＳチャネル再生信号波形からの
３値レベル検出について、ＰＲＳ（１，−１）を例に挙
げて説明する。なお、簡単のために、チャネル等に混入
する雑音の影響は無視する。図９は、ＰＲＳ（１，−
１）方式を使用するディジタル磁気記録再生系のモデル
を示し、図１０は、その記録再生過程の一例を示す。記
録側において、２進情報データａ_kが、プリコーダ１０
１（ＮＲＺＩエンコーダと同じ）によって、次の（式
４）の規則に従って２値チャネルデータｂ_kに符号化さ
れる。なお、２進値同士の加算は、モジュロ２（すなわ
ち、ｍｏｄｕｌｏ２）演算である。

【００３５】

【数４】

【００３６】この２進チャネルデータｂ_kに従って、磁
気記録媒体１０２に記録電流ｉ（ｔ）を流して、磁化パ
ターンｍ（ｔ）を記録する。この磁化パターンｍ（ｔ）
は、電磁誘導型再生ヘッド１０３によって再生される。
再生ヘッド１０３は、微分特性を有する。また、この記
録再生過程には、磁気記録特有の高域周波数損失が存在
する。再生ヘッド１０３の出力電圧ｅ（ｔ）は、サンプ
ラー等からなる３値データ検出器１０４によって、まず
３値データｃ_kとして検出される。次に、モジュロ２演
算器１０５が、３値データｃ_kの符号を無視するモジュ
ロ２演算を行って、元のの２進情報データａ_kを復元す
る。

【００３７】３値データ検出の原理は、０゜位相におけ
る信号振幅値Ｓ₀が、図１２に示すように、正の閾値＋
Ａ_thと負の閾値−Ａ_thにより区切られた３つの領域のい
ずれに入るか判断するものである。

【００３８】本発明の実施例に係るデータ検出器８４
は、連続信号としての振幅値が得られない。そこで、連
続する２つの信号サンプルＳ_k-1およびＳ_kと、ディジタ
ルＰＬＬ回路８３の出力位相Ｐ_kとを使用して、一次補
間の原理を用いて３値レベル比較を行い、３値データｃ
_kを検出する。

【００３９】今、第ｋタイムスロットに０゜位相が存在
することが、ディジタルＰＬＬ回路８３により判ってい
るとする。（実際には、０゜位相の有無にかかわらず、
全てのタイムスロットでデータ検出を行い、第ｋタイム
スロットにおけるデータが意味があるかどうかは、ディ
ジタルＰＬＬ回路８３が出力する有効信号Ｖ_kが指示す
る（式３参照）。）

【００４０】（Ａ）当該タイムスロット両端の入力信号
サンプルＳ_k-1およびＳ_kがともに、閾値の同じ側に存在
する場合（図１３参照）には、０゜位相の点すなわちデ
ータ存在点における入力信号レベルＳ_0kも同じ側に存在
する。

【００４１】（Ｂ）Ｓ_k-1およびＳ_kが互いに閾値をはさ
んで反対側に存在する場合（図１４参照）には、当該タ
イムスロット内での閾値に対する信号波形交差位相（ｔ
＝ｋＴ_sから信号波形交差点までさかのぼった距離）Δ
Ｐ_+k（正の閾値の場合）あるいはΔＰ_-k（負の閾値の場
合）を１次線形補間により計算し、その値と位相Ｐ
_k（時刻ｔ＝ｋＴ_sから当該スロット中の０゜位相点まで
さかのぼった距離）の値を大小比較することにより、０
゜位相点での信号Ｓ_0kが閾値のどちら側に存在するかを
判定する。判定は、（式５）に示されているような単純
なレベル大小比較である。

【００４２】

【数５】

【００４３】１次線形補間による信号波形交差位相は、
一次補間の原理により（式６）および（式７）で計算さ
れる。ここでＡ_thは、３値レベル比較のための閾値の絶
対値である。

【００４４】

【数６】

【００４５】

【数７】

【００４６】この計算原理は、（式１）に示したものと
同じである。正交差位相ΔＰ_+kおよび負交差位相ΔＰ_-k
を演算するハードウェアとしては、引き算器および割算
器を使用して、（式６）および（式７）をそのまま実行
する他、Ｓ_kおよびＳ_k-1をアドレス入力として（この場
合、入力信号の２’ｓ‐ｃｏｍｐｌｉｍｅｎｔ表現デー
タをそのまま絶対２進アドレスとみなす）、対応するΔ
Ｐ_kを出力するＲＯＭテーブルを用意し、テーブルルッ
クアップにより実現できる。例えば、図１４の例では、
Ｓ_k-1＝３、Ｓ_k＝１０、Ａ_th＝５、２_NPLL-1＝１６であ
り、（式７）からΔＰ_+k＝１１となる。このとき、ディ
ジタルＰＬＬ回路８３から０゜位相がＰ_kであるという
指示が与えられたとすると、次の（式８）が成り立つ。

【００４７】

【数８】

【００４８】よって、次の（式９）が成立し、３値デー
タｃ_k＝＋１が検出されたことになる。

【００４９】

【数９】

【００５０】そして、次の（式１０）から、元の２値記
録情報データとして、１が出力される。

【００５１】

【数１０】

【００５２】図１５は、サンプル値Ｓ_k-1およびＳ_kがと
もに正の閾値＋Ａ_thよりも大きいときの３値データ検出
規則を示し、図１６は、サンプル値Ｓ_k-1が負の閾値−
Ａ_thと正の閾値＋Ａ_thとの間にあり、且つサンプル値Ｓ
_kが正の閾値＋Ａ_thよりも大きいときの３値データ検出
規則を示し、図１７は、サンプル値Ｓ_k-1が正の閾値＋
Ａ_t _hよりも大きく、且つサンプル値Ｓ_kが負の閾値−Ａ
_thと正の閾値＋Ａ_thとの間にあるときの３値データ検出
規則を示し、図１８は、サンプル値Ｓ_k-1が負の閾値−
Ａ_thと正の閾値＋Ａ_thとの間にあり、且つサンプル値Ｓ
_kが負の閾値−Ａ_thと正の閾値＋Ａ_thとの間にあるとき
の３値データ検出規則を示し、図１９は、サンプル値Ｓ
_k-1が負の閾値−Ａ_thよりも小さく、且つサンプル値Ｓ_k
が負の閾値−Ａ_thと正の閾値＋Ａ_thとの間にあるときの
３値データ検出規則を示し、図２０は、サンプル値Ｓ
_k-1が負の閾値−Ａ_thと正の閾値＋Ａ_thとの間にあり、
且つサンプル値Ｓ_kが負の閾値−Ａ_thよりも小さいとき
の３値データ検出規則を示し、図２１は、サンプル値Ｓ
_k-1およびＳ_kがともに負の閾値−Ａ_thよりも小さいとき
の３値データ検出規則を示し、図２２は、サンプル値Ｓ
_k-1が負の閾値−Ａ_thよりも小さく、且つサンプル値Ｓ_k
が正の閾値＋Ａ_thよりも大きいときの３値データ検出規
則を示し、図２３は、サンプル値Ｓ_k-1が正の閾値＋Ａ
_thよりも大きく、且つサンプル値Ｓ_kが負の閾値−Ａ_th
よりも小さいときの３値データ検出規則を示す。

【００５３】次に、図１に戻って、本発明のデータ検出
装置の一実施例について説明する。入力サンプルＳ
_kは、５ビットの２の補数表現整数データであり、第１
振幅比較器１１、第２振幅比較器１２、正交差位相ΔＰ
_+k計算器１５、および負交差位相ΔＰ_-k計算器１６に供
給される。５ビット幅のシフトレジスタ１０は、入力サ
ンプルＳ_kを１サンプル時間遅延させて、サンプルＳ_k-1
を生成し、第３振幅比較器１３、第４振幅比較器１４、
正交差位相ΔＰ_+k計算器１５、および負交差位相ΔＰ_-k
計算器１６に供給する。

【００５４】第１振幅比較器１１、第２振幅比較器１
２、第３振幅比較器１３、第４振幅比較器１４は、次の
（式１１）に従って動作し、比較結果を１ビットの論理
値として出力するディジタルマグニチュードコンパレー
タである。

【００５５】

【数１１】

【００５６】第１振幅比較器１１は、２つのサンプルの
うちの一方のサンプルＳ_kの振幅値と、正の閾値＋Ａ_th
とを比較し、比較結果Ｅ_+kをデータ判定用組合せ論理回
路１９に出力する。第２振幅比較器１２は、２つのサン
プルのうちの一方のサンプルＳ_kの振幅値と、負の閾値
−Ａ_thとを比較し、比較結果Ｅ_-kをデータ判定用組合せ
論理回路１９に出力する。第３振幅比較器１３は、２つ
のサンプルのうちの他方のサンプルＳ_k-1の振幅値と、
正の閾値＋Ａ_thとを比較し、比較結果Ｅ_+(k-1)をデータ
判定用組合せ論理回路１９に出力する。第４振幅比較器
１４は、２つのサンプルのうちの他方のサンプルＳ_k-1
の振幅値と、負の閾値−Ａ_thとを比較し、比較結果Ｅ
_-(k-1)をデータ判定用組合せ論理回路１９に出力する。

【００５７】正交差位相ΔＰ_+k計算器１５は、（式６）
に従って得られるデータを記憶しているＲＯＭメモリで
ある。すなわち、正交差位相ΔＰ_+k計算器１５は、再生
信号の２つのサンプルＳ_kおよびＳ_k-1の振幅値に基づい
て、再生信号の信号波形と正の閾値との交差点の位相で
ある正交差位相ΔＰ_+kを出力する。負交差位相ΔＰ_-k計
算器１６は、（式７）に従って得られるデータを記憶し
ているＲＯＭメモリである。すなわち、負交差位相ΔＰ
_-k計算器１６は、再生信号の２つのサンプルＳ_kおよび
Ｓ_k-1の振幅値に基づいて、再生信号の信号波形と負の
閾値との交差点の位相である負交差位相ΔＰ_-kを出力す
る。

【００５８】正交差位相比較器１７および負交差位相比
較器１８は、（式１１）に従って動作し、比較結果を１
ビットの論理値として出力するディジタルマグニチュー
ドコンパレータである。

【００５９】正交差位相比較器１７は、正交差位相ΔＰ
_+kと、ディジタルＰＬＬ回路８３から供給される０゜位
相データＰ_kすなわち再生信号のデータ存在点の位相と
を比較して、比較結果Ｌ₊をデータ判定用組合せ論理回
路１９に出力する。負交差位相比較器１８は、負交差位
相ΔＰ_-kと、ディジタルＰＬＬ回路８３から供給される
０゜位相データＰ_kすなわち再生信号のデータ存在点の
位相とを比較して、比較結果Ｌ_-をデータ判定用組合せ
論理回路１９に出力する。

【００６０】データ判定用組合せ論理回路１９は、第
１、第２、第３および第４振幅比較器１１、１２、１３
および１４の出力Ｅ_+k、Ｅ_-k、Ｅ_+(k-1)および
Ｅ_-(k-1)、ならびに正および負の交差位相比較器１７お
よび１８の出力Ｌ₊およびＬ_-を受けて、次の（式１２）
に従って、２値記録情報データｄ_kを出力する。なお、
（式１２）において、「＋」は、論理和を表し、「・」
は、論理積を表し、Ｅの上のバーは、Ｅの論理否定を表
す。

【００６１】

【数１２】

【００６２】図２は、データ判定用組合せ論理回路１９
の一構成例を示す。第１振幅比較器１１の出力Ｅ_+kは、
ＡＮＤゲート３７、３８および４３に供給されるととも
に、インバータ２３を介してＡＮＤゲート３９に供給さ
れ、インバータ２６を介してＡＮＤゲート４０に供給さ
れる。

【００６３】第２振幅比較器１２の出力Ｅ_-kは、ＡＮＤ
ゲート３９および４０に供給されるとともに、インバー
タ２８Ａを介してＡＮＤゲート４１に供給され、インバ
ータ３０を介してＡＮＤゲート４２に供給され、インバ
ータ３３を介してＡＮＤゲート４４に供給される。

【００６４】第３振幅比較器１３の出力Ｅ_+(k-1)は、Ａ
ＮＤゲート３７、３９および４４に供給されるととも
に、インバータ２１を介してＡＮＤゲート３８に供給さ
れ、インバータ２８を介してＡＮＤゲート４１に供給さ
れる。

【００６５】第４振幅比較器１４の出力Ｅ_-(k-1)は、Ａ
ＮＤゲート３８および４１に供給されるとともに、イン
バータ２５を介してＡＮＤゲート４０に供給され、イン
バータ２９を介してＡＮＤゲート４２に供給され、イン
バータ３１を介してＡＮＤゲート４３に供給される。
る。

【００６６】正交差位相比較器１７の出力Ｌ₊は、イン
バータ２２を介してＡＮＤゲート３８に供給され、イン
バータ２４を介してＡＮＤゲート３９に供給され、ＯＲ
ゲート３５を介してＡＮＤゲート４３に供給され、イン
バータ３４およびＯＲゲート３６を介してＡＮＤゲート
４４に供給される。

【００６７】負交差位相比較器１８の出力Ｌ₊は、ＡＮ
Ｄゲート４１に供給されるとともに、インバータ２７を
介してＡＮＤゲート４０に供給され、インバータ３２お
よびＯＲゲート３５を介してＡＮＤゲート４３に供給さ
れ、ＯＲゲート３６を介してＡＮＤゲート４４に供給さ
れる。

【００６８】ＡＮＤゲート３７乃至４４の出力は、再生
信号のデータが、＋１，０，−１のいずれであるかを示
す３値検出データｃ_kである。

【００６９】ＡＮＤゲート３７乃至４４の出力は、ＯＲ
ゲート４５に供給される。ＯＲゲート４５は、３値検出
データｃ_kに対して、モジュロ２演算を行って元の２値
記録情報データｄ_kを検出する。

【００７０】図１に示したデータ検出装置は、それぞれ
５ビットのデータＳ_k、Ｓ_k-1およびＰ_kを入力として、
１ビットのデータｄ_kを出力するテーブルと考えられ
る。従って、図３に示すように、図１と同じシフトレジ
スタ１０と、サンプルＳ_kおよびＳ_k-1、ならびに０゜位
相データＰ_kをアドレス入力を有するメモリ５０（ＲＯ
Ｍ、またはＳＲＡＭ等）とにより、図１と同じ機能のデ
ータ検出装置を構成できる。必要な記憶容量は、２¹⁵＝
３２７６８ビットであり、現在の半導体技術で十分実現
できる。

【００７１】上記実施例は、ＰＲＳ（１，−１）に関す
るものであるが、本発明は、これに限定されず、ＰＲＳ
（１，０，−１）にも適用できる。

【００７２】また、本発明は、ディジタル磁気記録再生
装置のほか、ディジタル通信装置等、ＰＲＳチャネルを
使用する種々の装置に利用できる。

【００７３】

【発明の効果】請求項１のデータ検出装置によれば、正
交差位相導出手段が、再生信号の２つのサンプルの振幅
値に基づいて、再生信号の信号波形と正の閾値との交差
点の位相である正交差位相を求め、負交差位相導出手段
が、再生信号の２つのサンプルの振幅値に基づいて、再
生信号の信号波形と負の閾値との交差点の位相である負
交差位相を求め、正交差位相比較手段が、正交差位相
と、再生信号のデータ存在点の位相とを比較して、比較
結果を出力し、負交差位相比較手段が、負交差位相と、
再生信号のデータ存在点の位相とを比較して、比較結果
を出力し、第１振幅比較手段が、２つのサンプルのうち
の一方のサンプルの振幅値と、正の閾値とを比較し、比
較結果を出力し、第２振幅比較手段が、２つのサンプル
のうちの一方のサンプルの振幅値と、負の閾値とを比較
し、比較結果を出力し、第３振幅比較手段が、２つのサ
ンプルのうちの他方のサンプルの振幅値と、正の閾値と
を比較し、比較結果を出力し、第４振幅比較手段が、２
つのサンプルのうちの他方のサンプルの振幅値と、負の
閾値とを比較し、比較結果を出力し、論理手段が、正お
よび負の交差位相比較手段、ならびに第１、第２、第３
および第４振幅比較手段の出力に基づいて、再生信号の
データが、＋１，０，−１のいずれであるかを判断する
ようにしたので、データ検出装置内の全ての構成要素ブ
ロックを、同一の固定クロックで同期動作するディジタ
ル信号処理回路で実現できるから、ＰＲＳチャネル再生
信号のジッタの影響を受けずにＰＲＳ再生信号のデータ
を検出できる。また、従来、異なるチップに分割して配
置されていたデータ検出装置、ＥＣＣ復号器、コントロ
ーラ、およびインターフェース回路等を、同一ＬＳＩチ
ップ上に容易に形成できる。従って、装置全体の小型化
および低コスト化を実現できる。また、大規模ＬＳＩ化
の際の設計およびテストが容易となる。さらに、アナロ
グ外付け部品が不要となり、無調整化を図ることができ
るとともに、経年変化も小さい。

【００７４】請求項２のデータ検出装置によれば、モジ
ュロ２演算を行って再生信号の２値情報を復元するよう
にしたので、簡単に、ＰＲＳチャネル再生信号の２値情
報を復元できる。

【００７５】請求項３のデータ検出装置によれば、再生
信号の２つのサンプルの振幅値に基づいて、一次補間に
より、再生信号の信号波形と正の閾値との交差点の位相
である正交差位相を求め、再生信号の２つのサンプルの
振幅値に基づいて、一次補間により、再生信号の信号波
形と負の閾値との交差点の位相である負交差位相を求め
るようにしたので、簡単に、正交差位相および負交差位
相を求めることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のデータ検出装置の一実施例の構成を示
すブロック図である。

【図２】図１のデータ判定用組合せ論理回路１９の一構
成例を示すブロック図である。

【図３】本発明のデータ検出装置の別の実施例の構成例
を示すブロック図である。

【図４】本発明を利用できるディジタル磁気ディスク記
録再生装置の例を示すブロック図である。

【図５】図４のデータ検出装置７５の一構成例を示すブ
ロック図である。

【図６】図５のディジタル位相ロックループ回路８３の
一構成例を示すブロック図である。

【図７】信号波形のゼロクロス点が常に０゜位相に対応
する一例のアイパターンを示す波形図である。。

【図８】ＰＲＳ（１，０，−１）チャネルからの再生信
号の一例のアイパターンを示す波形図である。

【図９】ＰＲＳ（１，−１）磁気記録再生チャネルのモ
デルを示すブロック図である。

【図１０】ＰＲＳ（１，−１）磁気記録再生チャネルに
おける記録再生例を示す図である。

【図１１】図５のディジタル位相ロックループ回路８３
における瞬時位相検出の原理を示す説明図である。

【図１２】３値データ検出の原理を示す説明図である。

【図１３】一次補間による３値データ検出の一例を示す
説明図である。

【図１４】一次補間による３値データ検出の別の例を示
す説明図である。

【図１５】サンプル値Ｓ_k-1およびＳ_kがともに正の閾値
＋Ａ_thよりも大きいときの３値データ検出規則を示す説
明図である。

【図１６】サンプル値Ｓ_k-1が正の閾値−Ａ_thと負の閾
値＋Ａ_thとの間にあり、且つサンプル値Ｓ_kが正の閾値
＋Ａ_thよりも大きいときの３値データ検出規則を示す説
明図である。

【図１７】サンプル値Ｓ_k-1が正の閾値＋Ａ_thよりも大
きく、且つサンプル値Ｓ_kが負の閾値−Ａ_thと正の閾値
＋Ａ_thとの間にあるときの３値データ検出規則を示す説
明図である。

【図１８】サンプル値Ｓ_k-1が負の閾値−Ａ_thと正の閾
値＋Ａ_thとの間にあり、且つサンプル値Ｓ_kが負の閾値
−Ａ_thと正の閾値＋Ａ_thとの間にあるときの３値データ
検出規則を示す説明図である。

【図１９】サンプル値Ｓ_k-1が負の閾値−Ａ_thよりも小
さく、且つサンプル値Ｓ_kが負の閾値−Ａ_thと正の閾値
＋Ａ_thとの間にあるときの３値データ検出規則を示す説
明図である。

【図２０】サンプル値Ｓ_k-1が負の閾値−Ａ_thと正の閾
値＋Ａ_thとの間にあり、且つサンプル値Ｓ_kが負の閾値
−Ａ_thよりも小さいときの３値データ検出規則を示す説
明図である。

【図２１】サンプル値Ｓ_k-1およびＳ _kがともに負の閾値
−Ａ_thよりも小さいときの３値データ検出規則を示す説
明図である。

【図２２】サンプル値Ｓ_k-1が負の閾値−Ａ_thよりも小
さく、且つサンプル値Ｓ_kが正の閾値＋Ａ_thよりも大き
いときの３値データ検出規則を示す説明図である。

【図２３】サンプル値Ｓ_k-1が正の閾値＋Ａ_thよりも大
きく、且つサンプル値Ｓ_kが負の閾値−Ａ_thよりも小さ
いときの３値データ検出規則を示す説明図である。

【図２４】従来のデータ検出装置の一例を示すブロック
図である。

【符号の説明】

１０シフトレジスタ１１第１振幅比較器１２第２振幅比較器１３第３振幅比較器１４第４振幅比較器１５正交差位相計算器１６負交差位相計算器１７正交差位相比較器１８負交差位相比較器１９データ判定用組合せ論理回路２１乃至３４インバータ３５，３６，４５ＯＲゲート３７乃至４４ＡＮＤゲート

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩＨ０４Ｌ 27/00 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｚ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】パーシャルレスポンスチャネル再生信号
のデータを検出するデータ検出装置であって、前記再生信号の２つのサンプルの振幅値に基づいて、前
記再生信号の信号波形と正の閾値との交差点の位相であ
る正交差位相を求める正交差位相導出手段と、前記再生信号の２つのサンプルの振幅値に基づいて、前
記再生信号の信号波形と負の閾値との交差点の位相であ
る負交差位相を求める負交差位相導出手段と、前記正交差位相と、前記再生信号のデータ存在点の位相
とを比較して、比較結果を出力する正交差位相比較手段
と、前記負交差位相と、前記再生信号のデータ存在点の位相
とを比較して、比較結果を出力する負交差位相比較手段
と、前記２つのサンプルのうちの一方のサンプルの振幅値
と、前記正の閾値とを比較し、比較結果を出力する第１
振幅比較手段と前記２つのサンプルのうちの一方のサン
プルの振幅値と、前記負の閾値とを比較し、比較結果を
出力する第２振幅比較手段と、前記２つのサンプルのうちの他方のサンプルの振幅値
と、前記正の閾値とを比較し、比較結果を出力する第３
振幅比較手段と、前記２つのサンプルのうちの他方のサンプルの振幅値
と、前記負の閾値とを比較し、比較結果を出力する第４
振幅比較手段と、前記正および負の交差位相比較手段、ならびに前記第
１、第２、第３および第４振幅比較手段の出力に基づい
て、前記再生信号のデータが、＋１，０，−１のいずれ
であるかを判断する論理手段とを備えることを特徴とす
るデータ検出装置。
【請求項２】前記論理手段の出力に対し、モジュロ２
演算を行って前記再生信号の２値情報を復元する復元手
段をさらに備えることを特徴とする請求項１記載のデー
タ検出装置。
【請求項３】前記正交差位相導出手段が、前記再生信
号の２つのサンプルの振幅値に基づいて、一次補間によ
り、前記再生信号の信号波形と正の閾値との交差点の位
相である正交差位相を求め、前記負交差位相導出手段が、前記再生信号の２つのサン
プルの振幅値に基づいて、一次補間により、前記再生信
号の信号波形と負の閾値との交差点の位相である負交差
位相を求めることを特徴とする請求項１または請求項２
記載のデータ検出装置。