JP3063192B2

JP3063192B2 - 送受信装置

Info

Publication number: JP3063192B2
Application number: JP3050477A
Authority: JP
Inventors: 邦夫福田
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1991-02-22
Filing date: 1991-02-22
Publication date: 2000-07-12
Anticipated expiration: 2015-07-12
Also published as: JPH04268826A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明はＴＤＤ方式の送受信装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】テレポイントシステムなどのデジタルコ
ードレス電話システムにおいては、一般に送信と受信と
を同一の周波数とし、いわゆるピンポン伝送を行うＴＤ
Ｄ方式あるいはＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式が採用されてい
る。

【０００３】すなわち、ＴＤＤ方式の場合、例えば図５
に示すように、１つのチャンネル（周波数）が、時間的
に送信スロットＴと、受信スロットＲとに分割され、こ
れらスロットＴ、Ｒが交互に繰り返されるとともに、こ
れらスロットＴ、Ｒの間に、ガードタイムＴg が設けら
れる。なお、一例として、送信スロットＴ及び受信スロ
ットＲは１ｍ秒、ガードタイムＴg は数10μ秒である。
そして、コードレス電話機（子機）は、送信スロットＴ
に基地局への送信を行い、受信スロットＲに基地局から
の受信を行う。

【０００４】そして、ＴＤＤ方式においては、このよう
な送受信を行うので、コードレス電話機の送信回路及び
受信回路は、例えば図６に示すように構成されている。

【０００５】すなわち、同図において、１０は送信回
路、２０は受信回路、３１はシステムコントローラ、３
２はクロック形成回路を示す。そして、シスコン３１
は、このコードレス電話機の全体の動作を制御するもの
で、マイクロコンピュータにより構成されている。ま
た、形成回路３２は、各種のタイミングのクロック及び
制御信号などを形成するものであり、シスコン３１及び
形成回路３２からの信号は、図示はしないが、それぞれ
の回路に供給される。

【０００６】そして、送信回路１０において、音声信号
Ｓa が送信処理回路１１に供給され、Ａ／Ｄ変換、時間
軸圧縮、シスコン３１からの制御データの付加、２チャ
ンネル化などの送信処理が行われてＩ及びＱチャンネル
のデジタルデータDI、DQが送信スロットＴごとに取り出
され、このデータDI、DQが直交変調回路１２に変調信号
として供給される。さらに、送信スロットＴごとに、発
振回路１３から周波数ｆi が例えば80ＭHzのキャリア信
号（発振信号）Ｓi が取り出され、このキャリア信号Ｓ
i が変調回路１２に供給される。

【０００７】こうして、変調回路１２からは送信スロッ
トＴごとに、データDI、DQにより直交変調された中間周
波信号Ｓit（中間周波数ｆi ）が取り出される。

【０００８】そして、この中間周波信号Ｓitがミキサ回
路１５に供給されるとともに、送受信チャンネル選択用
のシンセサイザ発振回路３３から周波数ｆc の局部発振
信号Ｓc が取り出され、この信号Ｓc がミキサ回路１５
に供給され、信号Ｓitは周波数ｆs の送信信号Ｓt に周
波数変換される。なお、この周波数変換において、例えば、ｆc ＝2.6 ＧHzとされる。また、周波数ｆc
、すなわち、チャンネルは、シンセサイザ発振回路３
３がシスコン３１により制御されることにより設定され
る。

【０００９】そして、その送信信号Ｓt が、バンドパス
フィルタ１６→パワーアンプ１７→高周波スイッチ回路
３４の信号ラインを通じてアンテナ３５に供給され、基
地局へと送信される。

【００１０】また、このとき、形成回路３２からの制御
信号により、スイッチ回路３４が送信スロットＴと受信
スロットＲとで切り換えられ、アンテナ３５は送信回路
１０と受信回路２０とに切り換え使用される。

【００１１】そして、受信回路２０においては、受信ス
ロットＲに基地局から送信されてきた送信信号Ｓr （周
波数はｆs ）が、アンテナ３５により受信され、この信
号Ｓr が、スイッチ回路３４→バンドパスフィルタ２１
→高周波アンプ２２の信号ラインを通じて第１ミキサ回
路２３に供給されるとともに、発振回路３３からの局発
信号Ｓc がミキサ回路２３に供給されて信号Ｓr は第１
中間周波信号Ｓirに周波数変換される。なお、この場
合、信号Ｓirの中間周波数は、信号Ｓitの周波数ｆi に
等しい。

【００１２】そして、この信号Ｓirが、第１中間周波ア
ンプ２４を通じて第２ミキサ回路２５に供給されるとと
もに、第２局部発振回路２６から第２局部発振信号Ｓj
がミキサ回路２５に供給されて信号Ｓirは第２中間周波
信号Ｓjr（中間周波数ｆj は例えば450 ｋHz）に周波数
変換され、この信号Ｓjrが第２中間周波アンプ２７を通
じて復調回路２８に供給されて受信スロットＲごとにデ
ジタルデータDI、DQが復調され、このデータDI、DQが受
信処理回路２９に供給されてＴＤＤ方式の受信のための
処理が行われ、もとの音声信号Ｓb が取り出される。ま
た、処理回路２９からは、制御データも取り出され、シ
スコン３１に供給される。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のよう
に、準マイクロ波帯を使用したＴＤＤ方式のコードレス
電話機においては、周波数の安定度が問題となってい
る。例えば、回線周波数ｆs が２ＧHz、変調方式がπ／
４シフトＱＰＳＫ方式、変調速度が80ｋbps 、変調方式
が遅延検波方式、Ｃ／Ｎの劣化許容値が３dBとすると、
送受信の周波数安定度として１ppm 程度が要求される。

【００１４】しかしながら、周波数安定度が１ppm 以下
の水晶発振回路は実現が困難であり、たとえ実現できて
も、大幅なコストアップを招いてしまう。

【００１５】このため、準マイクロ波で上記の諸元のコ
ードレス電話機を実現するためには、ＡＦＣ機能が必要
とされる。

【００１６】しかし、ＴＤＤ方式においては、図５にも
示すように、送信信号Ｓt 及び受信信号Ｓr がバースト
状なので、有効なＡＦＣ回路が得られていない。

【００１７】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】いま、図６のコードレス
電話機において、受信スロットＲの期間も発振回路１３
からキャリア信号Ｓi が出力されているとする。する
と、信号Ｓi の周波数や回路の構成などの関係で、キャ
リア信号Ｓi は、図６に破線の信号Ｓ39として示すよう
に、発振回路１３→変調回路１２→ミキサ回路１５→ミ
キサ回路２３→中間周波アンプ２４→ミキサ回路２５の
ラインを通じて中間周波アンプ２７にリークしてしまう
（このため、上述の電話機においては、送信スロットＴ
の期間のみ、キャリア信号Ｓi を出力するようにしてい
る）。

【００１９】しかし、 α：発振回路１３の発振周波数ｆi の精度 β：発振回路２６の発振周波数（ｆi −ｆj ）の精度ｆ39：リーク信号Ｓ39の周波数（中間周波アンプ２７における周波数） α＝β とすれば、ｆ39＝ｆi （１＋α）−（ｆi −ｆj ）（１＋β）＝ｆj （１＋α）となり、リーク信号Ｓ39の周波数誤差Δｆは、Δｆ＝α
ｆjとなる。例えば、ｆj ＝450 ｋHz、α＝５ppm とすると、 Δｆ＝450 ×10³×５×10^-6 ＝2.25Hz となる。そして、この誤差Δｆは、送受信周波数ｆs に
比べて十分に無視できる値である。

【００２０】この発明は、このような点に着目し、リー
ク信号Ｓ39の周波数を電圧に変換し、この電圧を基準と
してＡＦＣ機能を実現するようにしたものである。

【００２１】すなわち、この発明においては、各部の参
照符号を後述の実施例に対応させると、１つのチャンネ
ルを、送信スロットＴと、受信スロットＲとに時分割
し、送信スロットＴ及び受信スロットＲに、送信及び受
信を時分割式に行うＴＤＤ方式の送受信装置において、
送信回路１０の変調回路１２からの信号Ｓ39を受信回路
２０に供給する信号ラインと、受信回路２０から得られ
る中間周波信号Ｓjrの周波数を電圧に変換する周波数弁
別回路７２と、この周波数弁別回路７２の出力電圧Ｖ72
を記憶する記憶回路３１とを設け、送信回路１０の変調
回路１２からの信号Ｓ39を上記信号ラインを通じて受信
回路１２に供給し、この供給時、周波数弁別回路７２か
ら出力される電圧Ｖ72を基準電圧Ｖrfとして記憶回路３
１に記憶し、受信スロットＲの期間に周波数弁別回路７
２から出力される電圧が、記憶した基準電圧Ｖrfに一致
するように、送信回路１０の変調回路１２に供給される
キャリア信号Ｓi 及び受信回路２０に供給される局部発
振信号Ｓj の周波数を制御してＡＦＣを行うようにした
ものである。

【００２２】

【作用】基準電圧Ｖrfにより周波数の構成が行われるの
で、どのような環境下においても正確なＡＦＣが行われ
る。

【００２３】

【実施例】まず、図１の実施例において、本来の音声信
号Ｓa の送信及び音声信号Ｓb の受信を行う場合の構成
及び動作について説明する。

【００２４】図１において、発振素子として水晶発振子
を使用した可変水晶発振回路、いわゆるＶＣＸＯ６２が
設けられ、周波数ｆx ＝（ｆi −ｆj ）／Ｎ（Ｎは１以
上の整数）の発振信号Ｓ62が取り出される。

【００２５】そして、発振信号Ｓ62が分周回路６３に供
給されて所定の周波数の分周信号Ｓ63とされ、この信号
Ｓ63がＰＬＬ回路（逓倍回路）６４にその基準信号とし
て供給されてＰＬＬ回路６４からは、信号Ｓ63に同期
し、かつ、周波数Ｍｆi （Ｍは１よりも大きい整数。Ｍ
≠Ｎ）の交番信号Ｓ64が取り出される。そして、この信
号Ｓ64が分周回路６５に供給されて１／Ｍの周波数の信
号Ｓ65、すなわち、周波数ｆi の信号Ｓ65に分周され、
この信号Ｓ65がバンドパスフィルタ６６に供給されて不
要な周波数成分が除去されて周波数ｆi の交番信号Ｓi
が取り出され、この信号Ｓi が変調回路１２にキャリア
信号として供給される。

【００２６】なお、電源オン時、すべての回路は連続し
て電源が供給されるが、分周回路６５だけは、原則とし
て送信スロットＴの期間のみ、その動作電圧が供給され
る。

【００２７】したがって、送信スロットＴの期間、変調
回路１２からは、データDI、DQにより直交変調されたキ
ャリア周波数ｆi の中間周波信号（被直交変調信号）Ｓ
itが出力され、この信号Ｓitが、ミキサ回路１５におい
て発振回路３３からの発振信号Ｓc により所定のチャン
ネルの送信信号Ｓt に周波数変換され、この信号Ｓt が
アンテナ３５から送信される。

【００２８】また、ＶＣＸＯ６２の発振信号Ｓ62が逓倍
回路６７に供給されてＮ倍の周波数の信号Ｓ67、すなわ
ち、周波数（ｆi −ｆj ）の信号Ｓ67に逓倍され、この
信号Ｓ67がバンドパスフィルタ６８に供給されて不要な
周波数成分が除去されて周波数（ｆi −ｆj ）の交番信
号Ｓj が取り出され、この信号Ｓj がミキサ回路２５に
第２局部発振信号として供給される。

【００２９】したがって、受信スロットＲの期間、中間
周波フィルタ２４からの第１中間周波信号Ｓirは、ミキ
サ回路２５において、フィルタ６８からの信号Ｓj によ
り周波数ｆj の第２中間周波信号Ｓjrに周波数変換さ
れ、この信号Ｓjrが復調回路２８に供給されてデータD
I、DQが復調される。

【００３０】なお、受信スロットＲの期間には、分周回
路６５は、原則として電源が供給されないので、分周回
路６５そのものが動作せず、したがって、受信スロット
Ｒの期間にキャリア信号Ｓi は形成されないので、図６
のようなリーク信号Ｓ39を生じることはない。

【００３１】さらに、この例においては、ＡＦＣ機能を
実現するため、次のように構成される。

【００３２】すなわち、シスコン３１から変調回路１２
に所定の制御信号が供給され、発呼開始時などの電源オ
ン時、変調回路１２からの中間周波信号（被直交変調信
号）Ｓitは無変調キャリア信号とされる。

【００３３】また、シスコン３１からＶＣＸＯ６２の制
御データが取り出され、この制御データが、Ｄ／Ａコン
バータ６１によりアナログ電圧に変換されてからＶＣＸ
Ｏ６２にその制御電圧として供給される。

【００３４】さらに、中間周波フィルタ２７からの信号
Ｓjrが、リミッタ７１を通じて周波数弁別回路７２に供
給されて信号Ｓirの周波数に対応したレベルの直流電圧
Ｖ72が取り出され、この電圧Ｖ72がローパスフィルタ７
３を通じてＡ／Ｄコンバータ７４に供給されてデジタル
信号に変換されてからシスコン３１に供給される。

【００３５】この場合、ローパスフィルタ７３は、例え
ば図２に示すように、その時定数が可変とされる。すな
わち、図２において、抵抗器７３１とコンデンサ７３２
とによりローパスフィルタが構成されるとともに、コン
デンサ７３１にスイッチ回路７３３と、コンデンサ７３
４との直列回路が並列接続される。そして、コンデンサ
７３４の容量は、コンデンサ７３２の容量よりも大きな
所定の値とされる。また、スイッチ回路７３３は、シス
コン３１からの制御信号Ｓ37により後述するようにオン
・オフ制御される。

【００３６】さらに、中間周波フィルタ２７からの信号
Ｓjrが、レベル検波回路７５に供給されて中間周波信号
Ｓijのレベル、すなわち、受信信号Ｓr の受信レベルを
示す信号Ｓ75が取り出され、この信号Ｓ75がＡ／Ｄコン
バータ７６を通じてシスコン３１に供給される。

【００３７】そして、電源をオンにすると、図示はしな
いが、シスコン３１により送信回路１０の電源が制御さ
れ、分周回路６５は受信スロットＲの期間も含めて連続
して電源が供給され、キャリア信号Ｓi が変調回路１２
に連続して供給されるとともに、シスコン３１からの制
御信号により変調回路１２の変調が禁止され、変調回路
１２からは無変調の中間周波信号（キャリア信号）Ｓit
が連続して取り出される。さらに、ミキサ回路２３〜中
間周波フィルタ２７は、送信スロットＴの期間も含めて
連続して電源が供給される。

【００３８】したがって、変調回路１２からの中間周波
信号Ｓitは、図６において説明したように、変調回路１
２→ミキサ回路１５→ミキサ回路２３→中間周波アンプ
２４→ミキサ回路２５のラインを通じてミキサ回路２３
にリークするので、このリーク信号Ｓ39がミキサ回路２
３、２５において、中間周波信号Ｓir、Ｓjrに順に周波
数変換される。

【００３９】そして、その信号Ｓjrが、中間周波アンプ
２７からリミッタ７１を通じて周波数弁別回路７２供給
されて信号Ｓjrの周波数に対応したレベルの直流電圧Ｖ
72が取り出され、この電圧Ｖ72が、ローパスフィルタ７
３及びＡ／Ｄコンバータ７４を通じてシスコン３１に供
給される。また、このとき、シスコン３１において、Ａ
／Ｄコンバータ７６を通じて検出回路７５の検出信号Ｓ
75がチェックされ、リーク信号Ｓ39の中間周波信号Ｓjr
が得られたときには、このときシスコン３１に供給され
ている電圧Ｖ72が、シスコン３１に基準電圧Ｖrfとして
記憶される。

【００４０】こうして、電源をオンにすると、このとき
のリーク信号Ｓ39の中間周波信号Ｓjrが基準電圧Ｖrfと
してシスコン３１に記憶される。この場合、ＶＣＸＯ６
２の発振信号Ｓ62の分周信号Ｓ63を基準にしてキャリア
信号Ｓi を形成するとともに、その信号Ｓ62を分周して
局部発振信号Ｓj を形成しているので、信号Ｓi の周波
数精度αと、信号Ｓj の周波数精度βとは等しくなり、
したがって、シスコン３１に記憶された基準電圧Ｖrfの
誤差は、周波数に換算すると、上述のように送受信周波
数ｆs に比べ十分に小さく、無視できる。

【００４１】そして、この基準電圧Ｖrfが記憶される
と、基地局からの制御信号を使用してＡＦＣが行われ
る。すなわち、公衆用のコードレス電話システムの基地
局は、制御チャンネルにおいて、例えば図３Ａに示すよ
うに、スーパーフレームと呼ばれる一定の期間ＴSFを周
期として制御信号８０を送信している。この制御信号８
０は、どの基地局のゾーンにおいても共通のチャンネル
とされ、また、期間ＴSFも等しい。そして、図３Ｂに示
すように、制御信号８０は、先頭にプリアンブル信号８
１を有し、続いて同期信号８２、制御ビット８３及び誤
り検出ビット８４を順に有し、その制御ビット８３が、
基地局の識別コードやコードレス電話機（子機）との間
で必要な情報を格納している。

【００４２】そして、図１のコードレス電話機において
は、スーパーフレームＴSFごとの制御信号８０を受信す
ると、検出回路７５の検出信号Ｓ75に基づいて、受信信
号Ｓr のレベルが最大の基地局が選択され、図３Ｃに示
すように、制御信号Ｓ37により制御信号８０の期間（あ
るいは期間８１）ごとに、図２のスイッチ回路７３３が
オンとされて電圧Ｖ72の平滑された電圧Ｖav、すなわ
ち、制御信号８０を周波数弁別した電圧Ｖ72の平均電圧
Ｖavがコンデンサ３３４に保持される。

【００４３】この場合、この平均電圧Ｖavと、シスコン
３１に記憶されている基準電圧Ｖrfとの間に差があると
すれば、その差は、第２中間周波信号の数ｆj の基準値
（＝450 ｋHz）からのずれに起因するものであり、この
第２中間周波数ｆj のずれは、局発信号Ｓc の周波数ｆ
c のずれに起因するものである。すなわち、平均電圧Ｖ
avと基準電圧Ｖrfとの差電圧Ｖdiは、局発信号Ｓc の周
波数ｆc のずれを示している。

【００４４】そこで、この平均電圧Ｖavが、Ａ／Ｄコン
バータ７４を通じてシスコン３１に供給されて基準電圧
Ｖrfとの差電圧Ｖdiを示すデータが形成され、このデー
タがＤ／Ａコンバータ６１によりアナログ電圧とされて
からＶＣＸＯ６２にその制御電圧として供給され、差電
圧Ｖdiが０になる方向にその発振信号Ｓ62の発振周波数
ｆx が制御され、最終的には、第２中間周波信号Ｓjrの
周波数ｆj は基準値に収束する。そして、このとき、Ｖ
ＣＸＯ６２の発振周波数ｆx の変化して第２局部発振信
号Ｓj の周波数が変化すると、キャリア信号Ｓi の周波
数もほぼ等しく変化するので、発振回路３３の発振周波
数ｆc のずれが、キャリア信号Ｓi の周波数の変化によ
りほぼ相殺され、すなわち、ＡＦＣが行われたことにな
る。

【００４５】そして、以後、ＴＤＤ方式における本来の
発呼あるいは着呼のための処理が実行される。

【００４６】また、通話中にも周波数ドリフトがあり、
この周波数ドリフトにより通話品質が劣化する場合があ
るので、通話中にもＡＦＣが行われる。すなわち、図４
Ａは図５の通話スロットを簡略化して示すものである
が、図４Ａ、Ｂに示すように、期間Ｔc における送信ス
ロットＴの期間、受信回路２０、特にミキサ回路２３〜
中間周波フィルタ２７が動作状態とされる。さらに、期
間Ｔc の送信スロットＴごとに、シスコン３１からの制
御信号Ｓ37によりローパスフィルタ７３のスイッチ回路
７３３がオンとされて周波数弁別回路７２から平均電圧
Ｖavが取り出され、この電圧Ｖavが上述のように基準電
圧Ｖrfとしてシスコン３１に記憶される。

【００４７】さらに、期間Ｔd における受信スロットＲ
の期間、シスコン３１からの制御信号Ｓ37によりローパ
スフィルタ７３のスイッチ回路７３３がオンとされて周
波数弁別回路７２から平均電圧Ｖavが取り出され、この
電圧Ｖavがシスコン３１に供給されて期間Ｔc に記憶さ
れた基準電圧Ｖrfと比較され、その差電圧Ｖdiが０とな
るように、ＶＣＸＯ６２の発振周波数が制御される。

【００４８】したがって、この期間Ｔc 、Ｔd における
処理を定期的に実行することにより、通話中もＡＦＣが
行われることになる。

【００４９】なお、上述において、変調回路１２にデー
タDI、DQの代わりに一定レベルのデータを供給して無変
調のキャリア信号Ｓitを得ることもできる。さらに、ｆ
x ＝（ｆi ＋ｆj ）／Ｎとして第２局部発振信号Ｓj の
周波数を（ｆi ＋ｆj ）とすることもできる。

【００５０】

【発明の効果】以上のようにして、この発明によれば、
準マイクロ波帯を使用したＴＤＤ方式のデジタルコード
レス電話システムにおいて、変調回路１２からのリーク
信号Ｓ39を中間周波信号Ｓjrに周波数変換し、この信号
Ｓjrを周波数弁別した電圧を基準電圧Ｖrfとし、受信ス
ロットＲの期間に得られる中間周波信号Ｓjrを周波数弁
別した電圧Ｖ72が、基準電圧Ｖrfに一致するように、キ
ャリア信号Ｓi 及び第２局部発振信号Ｓj を得るための
ＶＣＸＯ６２の発振周波数ｆx を制御しているので、こ
のとき、ＡＦＣを行うことができる。

【００５１】また、通話中もＡＦＣを行うことができる
とともに、その基準電圧Ｖrfの校正を行うことができる
ので、通話中の周波数ドリフトによる通話品質の劣化を
防止することができる。しかも、周波数安定度が１ppm
以下という高精度の水晶発振回路が不要であり、大幅な
コストアップを招くことがない。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例の一部の系統図である。

【図２】この発明の一部の一例の回路図である。

【図３】この発明を説明するための図である。

【図４】この発明を説明するための図である。

【図５】通話スロットを説明するための図である。

【図６】従来例の系統図である。

【符号の説明】

１０送信回路１２変調回路１５ミキサ回路２０受信回路２３第１ミキサ回路２４第１中間周波アンプ２５第２ミキサ回路２８復調回路３１システムコントローラ３２クロック形成回路３３シンセサイザ発振回路３５送受信アンテナ６２可変水晶発振回路６３分周回路６４ＰＬＬ回路６５分周回路６７逓倍回路７２周波数弁別回路７３ローパスフィルタ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】１つのチャンネルを、送信スロットと受
信スロットとに時分割し、上記送信スロット及び上記受
信スロットに送信及び受信を時分割式に行うＴＤＤ方式
の送受信装置において、送信回路の変調回路からの信号
を受信回路に供給する信号ラインと、上記受信回路から
得られる中間周波信号の周波数を電圧に変換する周波数
弁別回路と、この周波数弁別回路の出力電圧を記憶する
記憶回路とを有し、上記送信回路の変調回路からの信号
を上記信号ラインを通じて上記受信回路に供給し、この
供給時、上記周波数弁別回路から出力される電圧を基準
電圧として上記記憶回路に記憶し、上記受信スロットの
期間に上記周波数弁別回路から出力される電圧が、上記
記憶した基準電圧に一致するように、上記送信回路の変
調回路に供給されるキャリア信号及び上記受信回路に供
給される局部発振信号の周波数を制御してＡＦＣを行う
ようにした送受信装置。