JP3060955B2 - パッシブホモダイン復調方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＰＧＣ変調された
光ハイドロホン出力の復調方式に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、このような分野の先行技術として
は、例えば、「Ａｎｔｈｏｎｙ Ｄａｎｄｒｉｄｇｅ，
Ａｌａｎ Ｂ．Ｔｖｅｔｅｎ，ａｎｄ Ｔｈｏｍａｓ
Ｇ．Ｇｉａｌｌｏｒｅｎｚｉ，“Ｈｏｍｏｄｙｎｅ Ｄ
ｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ Ｆｉ
ｂｅｒ Ｏｐｔｉｃ Ｓｅｎｓｏｒｓ Ｕｓｉｎｇ Ｐ
ｈａｓｅ Ｇｅｎｅｒａｔｅｄ Ｃａｒｒｉｅｒ”ＩＥ
ＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌｏｆ Ｑｕａｎｔｕｍ Ｅｌｅｃ
ｔｒｏｎｉｃｓ，ｖｏｌ．ＱＥ−１８，ｐｐ．１６４７
−１６５３，Ｏｃｔ．１９８２．」に開示されるものが
あった。

【０００３】図３にＰＧＣ変調された光ハイドロホン出
力をパッシブホモダイン方式で復調する場合を示す。

【０００４】この図において、４，７，８，１１は乗算
器（×）、５，９はローパスフィルタ、６，１０は微分
器（ｄ／ｄｔ）、１２は減算器（−）、１３は積分器
（∫）である。

【０００５】レーザ１を、光ファイバハイドロホン２を
経てＯ／Ｅ変換器３を用いることにより、光ファイバハ
イドロホン２で受信したセンサ信号をΦ（ｔ）とする
と、ＰＧＣ変調され、Ｏ／Ｅ変換された出力は次式で表
される。

【０００６】 Ｉ＝Ａ＋Ｂ・ｃｏｓ｛Ｃ₀ ・ｃｏｓ２πｆ₀ ｔ＋Φ（ｔ）｝ …（１−１） 但し、ｆ₀ はレーザの変調周波数、Ｃ₀ は変調指数であ
る。

【０００７】この（１−１）式を入力信号として、図３
に示す復調処理を行うと、復調出力は次式で示される。

【０００８】 Ｏ＝Ｂ² ・Ｊ₁ （Ｃ₀ ）・Ｊ₂ （Ｃ₀ ）・Φ（ｔ） …（１−２） 但し、Ｊ₁ （Ｃ₀ ）、Ｊ₂ （Ｃ₀ ）は、ベッセル関数で
ある。

【０００９】上記（１−２）式から復調出力は、センサ
信号に比例した出力が得られ、復調感度は、 Ｇ＝Ｂ² ・Ｊ₁ （Ｃ₀ ）・Ｊ₂ （Ｃ₀ ） …（１−３） となる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た従来の復調方式では、変調指数Ｃ₀ を正確に設定する
方法がなく、それを計測する手段もなく、設計値に対
し、復調感度誤差を生じる結果となる。

【００１１】変調指数Ｃ₀ は次式で決定される。

【００１２】 Ｃ₀ ＝２πｆ_d ・ΔＬ／Ｖ …（１−４） 但し、ｆ_d はレーザの周波数偏移、ΔＬは干渉光路長、
Ｖは光速である。

【００１３】上式のｆ_d 、ΔＬは、ともに設計値に対し
誤差を生じ、また、各々単独で正確に計測することが困
難である。したがって、変調指数Ｃ₀ は、設計値と実現
値に誤差が生じ、その結果、復調感度誤差を生じるとい
う問題点があった。

【００１４】変調指数の実現値をＣ₀ 、設計値をＣと
し、変調指数推定誤差を次式のように定義する。

【００１５】 ΔＣ（変調指数推定誤差）＝（Ｃ−Ｃ₀ ）／Ｃ₀ ×１００（％）…（１−５） また、復調感度誤差ΔＧ（ｄＢ）は次式のようになる。

【００１６】 ΔＧ＝２０ＬＯＧ₁₀｜｛Ｊ₁ （Ｃ₀ ）・Ｊ₂ （Ｃ₀ ）｝／｛Ｊ₁ （Ｃ）・Ｊ₂ （Ｃ）｝｜ …（１−６） 図４に従来のＰＧＣ変調された光ハイドロホン出力の復
調方式のＣ₀ ＝２．６（ｒａｄ）の場合の、変調指数推
定誤差と復調感度誤差の関係を示す。

【００１７】図４において、縦軸は復調感度誤差ΔＧ
（ｄＢ）、横軸は変調指数推定誤差ΔＣ（％）を示して
いる。

【００１８】この図から明らかなように、変調指数推定
誤差が大きくなると、復調感度誤差も増大し、光ファイ
バハイドロホン出力を計測できないことがわかる。

【００１９】本発明は、上記問題点を除去し、誤差出力
が最小になるように推定変調指数を設定することによ
り、実現値と推定値をほぼ一致させ、復調感度誤差を抑
えることができるパッシブホモダイン復調方式を提供す
ることを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、 〔１〕ＰＧＣ変調された光ハイドロホン出力のパッシブ
ホモダイン復調方式において、ＰＧＣ変調出力とレーザ
のＦＭ変調信号と同じ周波数の信号が入力される第１乗
算器と、ＰＧＣ変調出力とレーザのＦＭ変調信号の２倍
の周波数の信号が入力される第２乗算器と、前記第１乗
算器の出力が入力される第１のローパスフィルタと、前
記第２乗算器の出力が入力される第２のローパスフィル
タと、前記第１のローパスフィルタの出力が入力される
第１の微分器と、前記第２のローパスフィルタの出力が
入力される第２の微分器と、前記第１の微分器の出力が
入力されるとともに、前記第１のローパスフィルタの出
力が入力される第３の乗算器と、前記第２の微分器の出
力が入力されるとともに、前記第２のローパスフィルタ
の出力が入力される第４の乗算器と、前記第３の乗算器
と前記第４の乗算器の出力が入力される積分器とを備え
る変調指数の推定手段と、前記積分器の出力が入力され
る自乗平均処理器と、該自乗平均処理器の出力が入力さ
れる誤差出力−変調指数誤差変換器とを備え、前記変調
指数の推定手段からの推定値と実現値との差に比例する
誤差出力を電力レベルで発生させる手段とを設け、前記
誤差出力−変調指数誤差変換器の出力より前記レーザの
ＦＭ変調信号と同じ周波数及び前記レーザのＦＭ変調信
号の２倍の周波数を制御して誤差出力を低減することで
変調指数を計測可能とし、復調感度誤差を最小にするこ
とを特徴とする。

【００２１】〔２〕ＰＧＣ変調された光ハイドロホン出
力のパッシブホモダイン復調方式において、ＰＧＣ変調
出力とレーザのＦＭ変調信号と同じ周波数の信号が入力
される第１乗算器と、ＰＧＣ変調出力とレーザのＦＭ変
調信号の２倍の周波数の信号が入力される第２乗算器
と、前記第１乗算器の出力が入力される第１のローパス
フィルタと、前記第２乗算器の出力が入力される第２の
ローパスフィルタと、前記第１のローパスフィルタの出
力が入力される第１の微分器と、前記第２のローパスフ
ィルタの出力が入力される第２の微分器と、前記第１の
微分器の出力が入力されるとともに、前記第２のローパ
スフィルタの出力が入力される第１の除算器と、前記第
２の微分器の出力が入力されるとともに、前記第１のロ
ーパスフィルタの出力が入力される第２の除算器と、前
記第１の除算器と前記第２の除算器の出力が入力される
積分器とを備える変調指数の推定手段と、前記積分器の
出力が入力されるバンドパスフィルタと、該バンドパス
フィルタの出力が入力される誤差出力−変調指数誤差変
換器とを備え、前記変調指数の推定手段からの推定値と
実現値との差に比例する誤差出力を単一周波数の電圧レ
ベルで出力する手段とを設け、前記誤差出力−変調指数
誤差変換器の出力より前記レーザのＦＭ変調信号と同じ
周波数及び前記レーザのＦＭ変調信号の２倍の周波数を
制御して誤差出力を低減することで変調指数を計測可能
とし、復調感度誤差を最小にすることを特徴とする。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照しながら説明する。

【００２３】図１は本発明の第１実施例を示すＰＧＣ変
調された光ハイドロホン出力の復調方式のブロック図で
ある。

【００２４】レーザ１は、光ファイバハイドロホン２と
接続され、その出力は、Ｏ／Ｅ変換器３と接続されてい
る。この出力まででＰＧＣ変調を構成している。

【００２５】ＰＧＣ変調出力は２つの乗算器（×）２
１，２５に接続される。片方の乗算器２１には、ＰＧＣ
変調出力とレーザのＦＭ変調信号と同じ周波数の信号が
入力される。もう片方の乗算器２５には、ＰＧＣ変調出
力とレーザのＦＭ変調信号の２倍の周波数の信号が入力
される。各々の乗算器２１，２５出力は、ローパスフィ
ルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ．）２２，２６に接続される。

【００２６】更に、各々のローパスフィルタ２２，２６
出力は、微分器（ｄ／ｄｔ）２３，２７に接続され、各
々の微分器２３，２７出力は、乗算器（×）２４，２８
に入力される。乗算器２４，２８の他方の入力は、ロー
パスフィルタ２２，２６出力に接続される。そして、各
々の乗算器２４，２８出力は、加算器（＋）２９に接続
され、この出力は積分器（∫）３０に接続される。

【００２７】積分器３０出力は、自乗平均処理器〔Ｘ
（バー付き）² 〕３１に接続され、この出力は、誤差出
力−変調指数誤差変換器３２に接続される。そして、誤
差出力−変調指数誤差変換器３２出力は、加算器（＋）
３３に接続される。加算器３３の他方の入力は、変調指
数の初期値（Ｃｉ）に接続される。

【００２８】加算器３３出力は、１次の第１種ベッセッ
ル関数変換器〔Ｊ₁ （Ｃ）〕３４、及び２次の第１種ベ
ッセッル関数変換器〔Ｊ₂ （Ｃ）〕３６に接続される。

【００２９】１次の第１種ベッセッル関数変換器３４出
力は、乗算器（×）３５に入力される。乗算器（×）３
５の他方の入力は、レーザのＦＭ変調信号の２倍の周波
数の信号が接続され、この出力は、ＰＧＣ変調信号が入
力される乗算器（×）２５の片方の入力として接続され
る。

【００３０】２次の第１種ベッセッル関数変換器〔Ｊ₂
（Ｃ）〕３６出力は、乗算器（×）３７に入力され、乗
算器３７の他方の入力は、レーザのＦＭ変調信号と同じ
周波数の信号が接続される。この出力は、ＰＧＣ変調信
号が入力される乗算器２１の片方の入力として接続され
る。

【００３１】発生した信号〔α（ｔ）＝ｍ・ｃｏｓ（２
πｆ_s ｔ）〕は、加算器（＋）３８に接続される。加算
器（＋）３８の他方の入力は、レーザのＦＭ変調信号と
同じ周波数の信号が接続され、この出力は、ＦＭ変調信
号入力としてレーザ１に接続される。

【００３２】次に、このＰＧＣ変調された光ハイドロホ
ン出力の復調方式の動作について、説明する。

【００３３】下式に示すように、通常ＦＭ変調で使用す
る周波数ｆ₀ （Ｈｚ）の余弦信号と、光ファイバハイド
ロホンで受波する信号と同等の周波数ｆ_s （Ｈｚ）の余
弦信号を加算した信号でレーザをＦＭ変調する。

【００３４】 Ｈ＝ｃｏｓ（２πｆ₀ ｔ）＋Φ（ｔ） …（２−１） 但し Φ（ｔ）＝ｍ・ｃｏｓ（２πｆ_s ｔ） …（２−２） 上式のようにＦＭ変調されたレーザ１を用いてＰＧＣ変
調された光ハイドロホンのＯ／Ｅ変換器３の出力は、下
式のようになる。

【００３５】 Ｉ＝Ａ＋Ｂ・ｃｏｓ｛Ｃ₀ ・ｃｏｓ（２πｆ₀ ｔ）＋Φ（ｔ）｝…（２−３） 但し Φ（ｔ）＝ｍ′・ｃｏｓ（２πｆ_s ｔ） …（２−４） μ＝Φ（ｔ）／α（ｔ）＝ｍ′／ｍ（感度） …（２−５） Ｃ₀ ：ＰＧＣ変調で実現される変調指数 Ｏ／Ｅ変換器３出力に、Ｊ₂ （Ｃ）３６（推定変調指数
Ｃに対する２次の第１種ベッセッル関数）を振幅値とし
た周波数ｆ₀ の余弦信号を乗算する。この乗算出力を、
遮断周波数がｆ₀ よりも小さく、ｆ_s よりも十分大きい
ローパスフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ．）２２に通すと、この
出力は下式で示される。

【００３６】 Ｉ₁ ＝−Ｂ・Ｊ₁ （Ｃ₀ ）・Ｊ₂ （Ｃ）・ｓｉｎΦ（ｔ） …（２−６） 但し、Ｃ：推定変調指数上記と同様に、Ｏ／Ｅ変換器３
出力にＪ₁ （Ｃ）３４（推定変調指数Ｃに対する１次の
第１種ベッセッル関数）を振幅値とした周波数ｆ₀ の余
弦信号を乗算してローパスフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ．）２
６に通すと、この出力は次式で示される。

【００３７】 Ｉ₂ ＝−Ｂ・Ｊ₂ （Ｃ₀ ）・Ｊ₁ （Ｃ）・ｃｏｓΦ（ｔ） …（２−７） 上記Ｉ₁ およびＩ₂ を微分器（ｄ／ｄｔ）２３、２７に
入力すると、その出力は各々次式で示される。

【００３８】

【数１】

【００３９】微分器（ｄ／ｄｔ）２３，２７の入力と出
力を、乗算器（×）２４，２８により乗算した出力は、
各々次式で示される。

【００４０】

【数２】

【００４１】上記の二つの乗算器２４，２８の出力を、
加算器２９で加算すると、その出力は下式で示される。

【００４２】

【数３】

【００４３】その加算器２９の出力を積分器（∫）３０
に入力すると、その積分器（∫）３０の出力は下式で示
される。

【００４４】 ∫（Ｉ₁ ×Ｉ₁ ′＋Ｉ₂ ×Ｉ₂ ′）ｄｔ＝（Ｂ／２）² ・｛Ｊ₁ （Ｃ₀ ）・Ｊ₂ （Ｃ）−Ｊ₂ （Ｃ₀ ）・Ｊ₁ （Ｃ）｝・ｃｏｓ２Φ（ｔ） …（２−１３） 積分器３０の出力を更に自乗平均処理器３１で自乗平均
〔Ｘ（バー付き）² 〕すると、その出力は、Φ（ｔ）に
関する信号レベルは一定値に収束し、ＰＧＣ変調系で実
現された変調指数Ｃ₀ と、推定変調指数Ｃをパラメータ
とした下式で示される。

【００４５】 Ａｖｅ＝｛Ｊ₁ （Ｃ₀ ）・Ｊ₂ （Ｃ）−Ｊ₂ （Ｃ₀ ）・Ｊ₁ （Ｃ）｝² ・ｋ …（２−１４） 但し、ｋは定数上記出力を誤差出力とし、これを誤差出
力−変調指数誤差変換器３２に入力する。入力値に比例
して変調指数推定誤差ΔＣを出力する。すなわち、上記
（２−１４）式で得られる誤差出力が大きい場合は、推
定変調指数Ｃが実現値Ｃ₀ と異なるとして、その差分を
出力する。

【００４６】変調指数推定誤差ΔＣは、初期値として設
定された変調指数Ｃｉと加算される。つまり、Ｃ＝Ｃｉ
＋ΔＣとなる。その結果、新たな推定変調指数に値が更
新される。

【００４７】更新された変調指数をＪ₁ （Ｃ）３４及び
Ｊ₂ （Ｃ）３６の変換テーブルに入力することで、ＰＧ
Ｃ変調信号と乗算する周波数ｆ₀ 、２ｆ₀ （Ｈｚ）の余
弦信号の振幅が更新される。

【００４８】従って、乗算出力が更新され、一連の処理
を行うことで最終の誤差出力が更新される制御ループを
構成する。

【００４９】上記したように、第１実施例によれば、誤
差出力が最小になるように推定変調指数を設定すること
により、実現値と推定値をほぼ一致させることができ
る。すなわち、ＰＧＣ変調における変調指数を計測する
ことが可能になる。

【００５０】図２に変調指数実現値Ｃ₀ ＝２．６（ｒａ
ｄ）とした場合の、変調指数推定誤差と誤差出力（相対
値）の関係を示す。図２において、縦軸は誤差出力（相
対値）（ｄＢ）、横軸は変調指数推定誤差ΔＣ（％）を
示している。

【００５１】この図から明らかなように、誤差出力が最
小になるように推定変調指数を変化させることで、変調
指数の設計値と実現値を一致させることが可能になり、
復調感度誤差を低減できることがわかる。

【００５２】また、誤差出力は帯域を持つ電力レベルで
出力することができる。

【００５３】次に、本発明の第２実施例について説明す
る。

【００５４】図５は本発明の第２実施例を示すＰＧＣ変
調された光ハイドロホン出力の復調方式のブロック図で
ある。

【００５５】レーザ１からローパスフィルタ（Ｌ．Ｐ．
Ｆ．）２２，２６までの接続は、第１実施例と同じであ
る。

【００５６】各々のローパスフィルタ２２，２６の出力
は、微分器（ｄ／ｄｔ）２３，２７に接続される。そし
て、各々の微分器２３，２７出力は、除算器（÷）４
１，４２に入力される。除算器４１，４２の他方の入力
は、反対側にある微分器２７，２３の入力と接続され
る。更に、各々の除算器４１，４２の出力は、加算器
（＋）２９に接続され、この加算器２９の出力は積分器
（∫）３０に接続される。

【００５７】積分器３０の出力は、バンドパスフィルタ
（Ｂ．Ｐ．Ｆ．）４３に接続され、このバンドパスフィ
ルタ４３の出力は、誤差出力−変調指数誤差変換器３２
に接続される。誤差出力−変調指数誤差変換器３２の出
力以降の部分は、第１実施例と同じである。

【００５８】次に、このＰＧＣ変調された光ハイドロホ
ン出力の復調方式の動作について、説明する。

【００５９】第１実施例で示したように、ＰＧＣ変調出
力に周波数ｆ₀ ，２ｆ₀ の余弦信号を乗算してローパス
フィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ．）２２，２６を通した各々の出
力は、次式で示される。

【００６０】 Ｉ₁ ＝−Ｂ・Ｊ₁ （Ｃ₀ ）・Ｊ₂ （Ｃ）・ｓｉｎΦ（ｔ） …（２−６） Ｉ₂ ＝−Ｂ・Ｊ₂ （Ｃ₀ ）・Ｊ₁ （Ｃ）・ｃｏｓΦ（ｔ） …（２−７） 上記Ｉ₁ 及びＩ₂ を微分器（ｄ／ｄｔ）２３，２７に入
力すると、その微分器２３，２７の出力は各々次式で示
される。

【００６１】

【数４】

【００６２】微分器２３，２７の出力を反対側の微分器
２７，２３の入力で除算した除算器４１，４２の出力
は、各々下式で示される。

【００６３】

【数５】

【００６４】上記の二つの除算器４１，４２の出力を加
算器２９で加算すると、その加算器２９の出力は下式で
示される。

【００６５】

【数６】

【００６６】上記加算器２９の出力を積分器（∫）３０
に入力すると、その積分器３０の出力は下式で示され
る。

【００６７】

【数７】

【００６８】積分器３０の出力をΦ（ｔ）の周波数ｆ_s
付近のみ通過するバンドパスフィルタ（Ｂ．Ｐ．Ｆ．）
４３に通すと、その出力は一定レベルの余弦波〔Φ
（ｔ）＝ｍ′・ｃｏｓ（２πｆ_s ｔ）〕となる。

【００６９】上記バンドパスフィルタ４３の出力を誤差
出力とし、これを誤差出力−変調指数誤差変換器３２に
入力する。入力レベルに比例して変調指数誤差ΔＣを出
力する。以降の動作は第１実施例と同じである。

【００７０】上記のように構成したので、第１実施例と
比較した場合、第２実施例の方が誤差出力を単一周波数
の電圧レベル（第１実施例は帯域を持つ電力レベル）で
出力するため、光ハイドロホンの周囲環境（振動、雑音
等）が変化しても誤差出力の変動が少なくてすみ、推定
特性が良好になる。

【００７１】図６に変調指数実現値Ｃ₀ ＝２．６（ｒａ
ｄ）とした場合の、変調指数推定誤差と誤差出力（相対
値）の関係を示す。図６において、縦軸は誤差出力（相
対値）（ｄＢ）、横軸は変調指数推定誤差ΔＣ（％）を
示している。

【００７２】この図から明らかなように、誤差出力が最
小になるように推定変調指数を変化させることで、変調
指数の設計値と実現値を一致させることが可能になり、
復調感度誤差を低減できることがわかる。

【００７３】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の趣旨に基づいて種々の変形が可能
であり、これらを本発明の範囲から排除するものではな
い。

【００７４】

【発明の効果】（１）請求項１記載の発明によれば、誤
差出力が最小になるように推定変調指数を設定すること
により、実現値と推定値をほぼ一致させることができる
パッシブホモダイン復調方式を提供することができる。

【００７５】（２）請求項２記載の発明によれば、誤差
出力、すなわち余弦波レベルが最小になるように推定変
調指数を設定することにより、実現値と推定値をほぼ一
致させることができるパッシブホモダイン復調方式を提
供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示すＰＧＣ変調された光
ハイドロホン出力の復調方式のブロック図である。

【図２】変調指数実現値Ｃ₀ ＝２．６（ｒａｄ）とした
場合の、変調指数推定誤差と誤差出力（相対値）の関係
を示す図である。

【図３】従来のＰＧＣ変調された光ハイドロホン出力の
復調方式のブロック図である。

【図４】従来のＰＧＣ変調された光ハイドロホン出力の
復調方式のＣ₀ ＝２．６（ｒａｄ）の場合の、変調指数
推定誤差と復調感度誤差の関係を示す図である。

【図５】本発明の第２実施例を示すＰＧＣ変調された光
ハイドロホン出力の復調方式のブロック図である。

【図６】変調指数実現値Ｃ₀ ＝２．６（ｒａｄ）とした
場合の、変調指数推定誤差と誤差出力（相対値）の関係
を示す図である。

【符号の説明】

１ レーザ ２ 光ファイバハイドロホン ３ Ｏ／Ｅ変換器 ２１，２４，２５，２８，３５，３７ 乗算器（×） ２２，２６ ローパスフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ．） ２３，２７ 微分器（ｄ／ｄｔ） ２９，３３，３８ 加算器（＋） ３０ 積分器（∫） ３１ 自乗平均処理器〔Ｘ（バー付き）² 〕 ３２ 誤差出力−変調指数誤差変換器 ３４ １次の第１種ベッセッル関数変換器〔Ｊ
₁ （Ｃ）〕 ３６ ２次の第１種ベッセッル関数変換器〔Ｊ
₂ （Ｃ）〕 ４１，４２ 除算器 ４３ バンドパスフィルタ（Ｂ．Ｐ．Ｆ．）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 遠藤 隆 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電 気工業株式会社内 (72)発明者 加納 英夫 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電 気工業株式会社内 (72)発明者 土橋 孝治 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電 気工業株式会社内 (56)参考文献 特開 平６−315015（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−253355（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 10/00 - 10/28 H04L 27/18

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＰＧＣ変調された光ハイドロホン出力の
   パッシブホモダイン復調方式において、 （ａ）ＰＧＣ変調出力とレーザのＦＭ変調信号と同じ周
   波数の信号が入力される第１乗算器と、ＰＧＣ変調出力
   とレーザのＦＭ変調信号の２倍の周波数の信号が入力さ
   れる第２乗算器と、前記第１乗算器の出力が入力される
   第１のローパスフィルタと、前記第２乗算器の出力が入
   力される第２のローパスフィルタと、前記第１のローパ
   スフィルタの出力が入力される第１の微分器と、前記第
   ２のローパスフィルタの出力が入力される第２の微分器
   と、前記第１の微分器の出力が入力されるとともに、前
   記第１のローパスフィルタの出力が入力される第３の乗
   算器と、前記第２の微分器の出力が入力されるととも
   に、前記第２のローパスフィルタの出力が入力される第
   ４の乗算器と、前記第３の乗算器と前記第４の乗算器の
   出力が入力される積分器とを備える変調指数の推定手段
   と、 （ｂ）前記積分器の出力が入力される自乗平均処理器
   と、該自乗平均処理器の出力が入力される誤差出力−変
   調指数誤差変換器とを備え、前記変調指数の推定手段か
   らの推定値と実現値との差に比例する誤差出力を電力レ
   ベルで発生させる手段とを設け、 （ｃ）前記誤差出力−変調指数誤差変換器の出力より前
   記レーザのＦＭ変調信号と同じ周波数及び前記レーザの
   ＦＭ変調信号の２倍の周波数を制御して誤差出力を低減
   することで変調指数を計測可能とし、復調感度誤差を最
   小にすることを特徴とするパッシブホモダイン復調方
   式。
2. 【請求項２】 ＰＧＣ変調された光ハイドロホン出力の
   パッシブホモダイン復調方式において、 （ａ）ＰＧＣ変調出力とレーザのＦＭ変調信号と同じ周
   波数の信号が入力される第１乗算器と、ＰＧＣ変調出力
   とレーザのＦＭ変調信号の２倍の周波数の信号が入力さ
   れる第２乗算器と、前記第１乗算器の出力が入力される
   第１のローパスフィルタと、前記第２乗算器の出力が入
   力される第２のローパスフィルタと、前記第１のローパ
   スフィルタの出力が入力される第１の微分器と、前記第
   ２のローパスフィルタの出力が入力される第２の微分器
   と、前記第１の微分器の出力が入力されるとともに、前
   記第２のローパスフィルタの出力が入力される第１の除
   算器と、前記第２の微分器の出力が入力されるととも
   に、前記第１のローパスフィルタの出力が入力される第
   ２の除算器と、前記第１の除算器と前記第２の除算器の
   出力が入力される積分器とを備える変調指数の推定手段
   と、 （ｂ）前記積分器の出力が入力されるバンドパスフィル
   タと、該バンドパスフィルタの出力が入力される誤差出
   力−変調指数誤差変換器とを備え、前記変調指数の推定
   手段からの推定値と実現値との差に比例する誤差出力を
   単一周波数の電圧レベルで出力する手段とを設け、 （ｃ）前記誤差出力−変調指数誤差変換器の出力より前
   記レーザのＦＭ変調信号と同じ周波数及び前記レーザの
   ＦＭ変調信号の２倍の周波数を制御して誤差出力を低減
   することで変調指数を計測可能とし、復調感度誤差を最
   小にすることを特徴とするパッシブホモダイン復調方
   式。