JP2808188B2 - 復調基準信号源 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は位相変調信号の復調器に関し、特に、位相変
調を受けた電磁波から得られる位相変調信号の復調器に
関する。

光ファイバジャイロスコープは、そのようなジャイロ
スコープを支持している物体の回転を感知するための興
味をそそる手段である。そのようなジャイロスコープは
きわめて小型に製造でき、しかも、相当に大きな機械的
衝撃、温度変化及び他の極端な周囲環境に耐えるように
構成することができる。運動する部品がないので、ジャ
イロスコープはほぼ保守不要といって良く、コスト面で
経済的になりうる素因をもっている。また、他の種類の
光学ジャイロスコープでは問題になるおそれのある低い
回転速度をも感知することができる。

そのような光ファイバジャイロスコープは、回転を感
知すべき軸の周囲に、コアに巻き付けられた光ファイバ
のコイルを有する。光ファイバは、通常、100メートル
から2000メートルの長さであり、電磁波、すなわち光波
を導入して、コイルを通って逆方向に伝搬する一対の光
波に分割し、それらの光波を最終的には共に一つの光検
出器に入射させる閉鎖光路の一部である。コア，すなわ
ち、コイル状の光ファイバの感知軸を中心とする回転
は、それらの波の一方について、一方の回転方向には光
路長の有効な増加を生じさせ、逆の回転方向では光路長
を減少させる。逆方向の回転に対しては逆の結果が起こ
る。波の間のそのような光路長の差はいずれの回転方向
についても波間の位相ずれ、すなわち、周知のサグナッ
ク（Sagnac）効果を引き起こす。回転による位相差の
量、従って、出力信号は二つの逆方向の電磁波が通過し
てゆくコイルの全光路の長さによって決まり、そのた
め、長い光ファイバでは大きな位相差ずれが得られる
が、それをコイル状にすることにより相対的に小さな体
積で大きな位相差を得ることができるので、コイル状の
光ファイバの使用が望ましい。

逆方向に通過してゆく電磁波がコイル状光ファイバを
通った後に入射するのに応答した光検出器システムのフ
ォトダイオードからの出力電流は、二乗余弦関数に従
う。すなわち、出力電流はそれら二つの波の位相差の余
弦によって決まるのである。余弦関数は偶関数であるの
で、そのような出力関数は位相差ずれの相対方向に関す
る指標とはならず、従って、コイル軸に関する回転の方
向に関して指示しない。さらに、零相付近の余弦関数の
変化率は非常に小さいため、そのような出力関数の低い
回転速度に対する感度は非常に低い。

このような不満足な特性があるので、二つの逆方向に
進んでゆく電磁波の位相差は、通常、コイル状光ファイ
バの一方の側に光学位相変調器を配置することにより変
調される。その結果、逆方向に伝搬する波の一方はコイ
ルに入る途中で変調器を通過するが、逆方向にコイルを
通過する他方の波はコイルを出たところで変調器を通過
することになる。

さらに、光検出器の出力電流を表わす信号を受信する
ために、復調器システムの一部として働く位相感知検出
器を設ける。光学位相変調器と位相感知検出器は、共
に、変調器で誘起される振幅変調を減少又は排除するた
めのいわゆる「固有」周波数で正弦信号発生器により動
作させることが可能であるが、同じ基本周波数の他の種
類の波形を使用できる。他の周波数も使用できるが、多
くの場合、周波数レベルをより管理しやすい値に低下さ
せることを目的としている。

その結果として得られる位相感知検出器の信号出力は
正弦関数に従う。すなわち、出力信号はフォトダイオー
ドに入射する二つの電磁波の位相差の正弦、主に、他の
重大な、望ましくない位相ずれの発生を伴わずにコイル
の軸に関する回転に起因して生じる位相ずれによって決
まる。正弦関数は位相ずれが零のときに最大変化率を有
する奇関数であるので、位相ずれ零の位置の両側で代数
正弦を変化させる。従って、位相感知検出器の信号はコ
イルの軸に関してどちらの方向に回転が起っているかを
指示することができ、回転速度が零の付近で回転速度の
関数として信号値の最大変化率を示すことができる。す
なわち、検出器は零の付近で位相ずれに対する最大感度
を有するので、その出力信号の低い回転速度に対する感
度はきわめて高い。これが起こりうるのは、他の源によ
る位相ずれ、すなわち、誤差が十分に小さい場合に限ら
れることは言うまでもない。さらに、このような状況に
おけるこの出力信号は、回転速度が相対的に遅いとき、
ごく線形に近い。位相感知検出器の出力信号に関わるそ
のような特性は、光検出器の出力電流の特性よりかなり
すぐれている。

そのような従来の技術によるシステムの一例を図１に
示す。システムの光学的部分は、このシステムが可逆シ
ステムであること、すなわち、以下に説明するように、
非正逆位相差ずれを導入する特定の場合を除いて逆方向
に伝搬する電磁波のそれぞれについてほぼ同一の光路が
生じることを保証するために、光路に沿っていくつかの
特徴を含む。コイル状光ファイバは、回転を感知すべき
軸の周囲に巻き付けられる単一モード光ファイバを使用
してコア、すなわちスプールの周囲にコイル10を形成す
る。単一モードファイバの使用によって、電磁波、すな
わち、光波の経路を独自に規定できると共に、そのよう
な導波の同位相波面も同様に独自に規定できるのであ
る。これは可逆性の維持並びに以下に実行すべきものと
して指示されるような非可逆位相ずれの導入を大いに助
ける。

さらに、光ファイバは、逆方向に伝搬する波の位相差
ずれを変化させる結果を生じかねない不可避の機械的ス
トレス、磁界のファラデー効果又はその他の原因によっ
て導入される偏向の変動が相対的にわずかなものとなる
ようにファイバ中に非常に大きな複屈折の発生させると
いう点で、いわゆる偏光維持ファイバであることができ
る。従って、システムの他の光学的構成要素に応じて、
電磁波を伝搬させるに際して、屈折率の高い軸、すなわ
ち、伝搬の遅い軸、あるいは屈折率の低い軸のいずれか
を選択することになる。このシステムでは、そこで使用
する光学的構成要素を考慮して、低速の軸を選択してあ
る。

コイル10を通って両方向に伝搬してゆく電磁波は、電
磁波源、図１では光源11から供給される。この源は、通
常、典型的な波長が830nmである通常はスペクトルの赤
外線付近の部分の電磁波を供給するレーザーダイオード
である。源11は、コイル10中の散乱場所におけるレイリ
ー・フレネル散乱に起因するそれらの電磁波の間の位相
ずれ差誤差を減少させるために、放射光に対して短い可
干渉距離を有していなければならない。コイル10中の非
線形力−効果のために、二つの逆方向伝搬波の強さが異
なることによって、それらの間に異なる位相ずれを発生
する結果になる。源11として、モード位相ずれ抹消を起
こさせる可干渉距離の短い源を使用することによりこの
状況も克服できる。

レーザーダイオード11と、光ファイバコイル10との間
に、図１では、コイル10を形成している光ファイバの端
部を全光路をいくつかの光路部分に分離するいくつかの
光学結合素子まで延長することにより形成される光路構
成が示されている。レーザーダイオード11の、そこから
の光放射が最適である箇所、すなわち、第１の光学方向
性結合器12へ延長してゆく箇所に、コイル10と同じ種類
の偏光維持光ファイバの一部が配置される。

光学方向性結合器12は、図１のカップラ12のそれぞれ
の端部に示すような、媒体の両端に二つずつの四つのポ
ートの間に延在する光透過媒体を有する。それらのポー
トの一つは、それに対して配置されているレーザーダイ
オード11から延伸する光ファイバを有する。光学方向性
結合器12の感知端部の他方のポートは、それに対して配
置されており、フォトダイオード13に向かって延伸する
別の光ファイバが接続されている。このフォトダイオー
ド13は光検出システム14に電気的に接続されている。

フォトダイオード13はそれに向かって配置されている
光ファイバの端部から入射して来る電磁波、すなわち、
光波を検出し、それに応答して光電流を発生する。先に
指摘した通り、この光電流は、二つのほぼコヒーレント
な光波が入射した場合、余弦関数に従って、そのような
一対のほぼコヒーレントな光波の位相差の余弦によって
決まる光電流出力を形成する。この光起電力素子は非常
に低いインピーダンスへと動作して、入射する放射の一
次関数である光電流を発生するが、これは通常はｐ−ｉ
−ｎフォトダイオードであっても良い。

光学方向性結合器12の他端部にあるポートには、偏光
子15に向かって延伸する他の光ファイバである。結合器
12の同じ側の他方のポートには、光ファイバの別の部分
を含む無反射端部構成16がある。

光学方向性結合器12は、そのいずれかのポートで電磁
波、すなわち、光を受け取ると、結合器12の入射ポート
側の端部とは反対の側の端部にある二つのポートのそれ
ぞれにその光の約半分が現れるように、その光を伝達す
る。それに対し、光入射ポートと同じ側の結合器12の端
部にあるポートへは光は全く伝達されない。

偏光子15を使用するのは、単一空間モードファイバで
あっても、ファイバを通過する光において二つの偏光モ
ードが可能になるからである。すなわち、偏光子15は、
それらの偏光モードの一方を光ファイバに、先に指摘し
たような低速軸に沿って導入する一方で、他方の偏光モ
ードを素子するという目的をもって設けられるのであ
る。ところが、偏光子15は阻止しようとしている一つの
偏光状態において光を完全には阻止しない。ここでも、
偏光子を通って逆方向に進んでゆく二つの電磁波の間に
わずかな非可逆性が生じる結果となるので、電磁波間
に、偏光子が配置される環境の条件によって変化する可
能性のあるわずかな非可逆性位相ずれ差が起こる。この
点に関しても、使用する光ファイバの高い複屈折は、先
に述べたように、この結果として生じる位相差を減少さ
せるのを助ける。

偏光子15は両側に一つずつのポートを有し、それらの
ポートの間には光透過媒体が封入されている。光学方向
性結合器12に接続する端部とは反対側の端部にあるポー
トには、結合器12と同一の光透過特性を有する別の光学
両方向結合器17へ延伸する別の光ファイバ部分が配置さ
れている。

偏光子15に結合するポートがあるのと同じ側にある結
合器17のポートは、別の光ファイバ部分を使用して、無
反射成端構成18に接続している。結合器17の反対側の端
部にあるポートについて考えると、その一方はコイル10
の光ファイバの一端から延伸して来ている光路部分にあ
るさらに別の光学構成要素に接続している。結合器17の
他方のポートは光ファイバ10の他端に直接結合してい
る。コイル10と結合器17との間のコイル10の直接に接続
している側とは反対の側には、光学位相変調器19が設け
られている。光学位相変調器19は、図１のその両端部に
示す封入された透過媒体のそれぞれの端部に二つのポー
トを有する。コイル10から出た光ファイバは変調器19の
一つのポートに向かって配置されている。結合器17から
延伸する光ファイバは変調器19の他方のポートに向かっ
て配置されている。

光学変調器19は電気信号を受信して、その内部にある
透過媒体の屈折率を変化させることにより、透過される
光に位相差を導入し、それによって光路長を変化させる
ことができる。そのような電気信号はバイアス変調信号
発生器20により変調器19に供給されるが、このバイアス
変調信号発生器20は、変調周波数f_gと等価であるラジア
ン周波数をω_ｇとするとき、C₁sin（ω_gt）に等しい変
調周波数f_gの正弦電圧出力信号を発生する。

これで、源11から発射される電磁波、すなわち、光波
がたどる光路に沿って形成される図１のシステムの光学
部分の説明は終わりである。そのような電磁波はその源
から光ファイバ部分を通って光学方向性結合器12に結合
する。源11から結合器12に入射した光の一部はその他端
部にあるポートに結合する無反射成端構成16で失われる
が、その光の残る部分は偏光子15を通って光学方向性結
合器17へ伝達される。

結合器17は、偏光子15から受け取られて、結合器のポ
ートに入射した光がほぼ二分の一に分割するビーム分割
装置として動作し、その光の一方の部分は結合器の他端
部にある二つのポートのそれぞれから射出する。結合器
17の他端部のポートの一方から出た電磁波は光ファイバ
コイル10と、変調器19とを通過して、結合器17に戻る。
そこで、この戻り光の一部は結合器17の偏光子15に接続
する端部の他方のポートに接続している無反射構成18で
失われるが、その光の残る部分は結合器17の他方のポー
トを通過して偏光子15へ、さらには結合器12へと向か
い、そこで、その一部はフォトダイオード13へ伝達され
る。偏光子15からコイル10へ進む光の他方の部分は結合
器17のコイル10側端部にある他方のポートを出て、変調
器19及び光ファイバコイル10を通過し、結合器17に再び
入射し、その一部は同じように他方の部分と同一の経路
をたどって、最終的にはフォトダイオード13に入射す
る。

先に指摘した通り、フォトダイオード13は入射する二
つの電磁波、すなわち、光波の強さに比例する出力光電
流I_PD13を発生し、従って、下記の式により表わされる
ようにそのダイオードに入射するそれら二つの波の位相
差の余弦に従うと予測される： これは、電流がフォトダイオード13に入射する二つのほ
ぼコヒーレントな波について、結果として発生する光学
強さ、すなわち、二つの波の間にどれほどの大きさの強
め合う干渉、又は弱め合う干渉が起こるかに従ってI_Oの
ピーク値からより小さな値へと変化する強さによって決
まるためである。コイル10を形成しているコイル状光フ
ァイバがその軸を中心として回転すると、波の間にφ_Ｒ
の位相差ずれが導入されるので、この波の干渉は光ファ
イバの回転と共に変化する。更に、このフォトダイオー
ドの出力電流には、変調決19により、最大値をφ_ｍとし
て、cos（ω_gt）に従って変化してゆく付加的な可変位
相ずれが導入される。

光学位相変調器10は先に説明した種類のものであり、
位相感知検出器と関連して、光検出システム14の出力信
号を、先に指示したような余弦関数に従って、正弦関数
に従う信号に変換する復調システムの一部として使用さ
れる。そのような正弦関数に従うことにより、先に指摘
した通り、その出力信号には、コイル10の軸に関する回
転の速度と、その回転の方向の双方に関する情報が与え
られる。

従って、フォトダイオード13を含む光検出システム14
からの出力信号は増幅器12を介して供給され、そこで増
幅された後、フィルタ22を介してそのような位相感知検
出器手段23に至る。位相復調システムの一部として動作
する位相感知検出器23は周知の装置である。そのような
位相感知検出器は変調信号発生器20の第１調波、すなわ
ち、基本周波数の変化を感知して、フォトダイオード13
に入射する電磁波の相対位相を指示する。この情報は位
相感知検出器23により正弦関数に従う出力信号の形で与
えられる。すなわち、この出力信号はフォトダイオード
13に入射する二つの電磁波の位相差の正弦に従うのであ
る。

バイアス変調器信号発生器20は、先に説明した周波数
f_gで光路中の光を変調するときに、光検出システム14に
調波成分をも発生する。フィルタ22は、光検出器14の出
力信号の変調周波数成分、すなわち、第１調波を増幅器
21による増幅の後に通過させるべき帯域フィルタであ
る。

動作中、コイル10を通って光路内を逆方向に伝搬して
ゆく二つの電磁波に回転によって起こる位相差の変化
は、変調器29による位相差の変化と比較して相対的にゆ
っくりと変化する。回転による位相差、すなわち、サグ
ナック効果は、二つの電磁波の位相差をシフトさせるだ
けである。フィルタ22の出力端子に現れる光検出システ
ム14の出力信号の変調周波数成分の振幅スケーリング係
数は、ａ）変調器19及び発生器20によるそれらの波の最
大位相変調値の一定の大きさ及びｂ）システムを通して
の様々な利得を表わす定数によってのみさらに修正され
るこの位相差の正弦により設定されるものと予測され
る。そこで、この信号成分における発生器20及び変調器
19によるこの正弦変調の周期的効果は、位相感知検出器
23を含むシステムの復調により除去されると期待され、
その結果、復調器システム（検出器）の振幅スケーリン
グ係数のみによって決まる復調器システム出力信号が残
る。

ところが、図１のシステムではそれらの所望の結果は
得られないと思われる。増幅器21の出力は、先の第１の
式に指示するように、光検出器システム14のフォトダイ
オード13で発生される同相光電流のみならず、第１の式
によっては与えられないその光電流の直角分にも基づく
電圧出力信号をも形成する。そのような直角分は、通
常、位相変調器19により誘起される強さ変調のために、
図１の光学系部分で発生する。システム内に存在する他
の信号からの「ピックアップ」によるなど、そのような
直角分の発生源は他にもありうる。

さらに、先の第１の式に示されている位相遅延を上回
る位相遅延が追加されるであろう。この位相ずれの一部
は光検出システム14に導入され、また、その位相ずれは
温度によって変化すると共に、阻止のエージングによっ
ても左右されるので、動作中の任意の時点におけるその
値は通常はわからず、その後の動作の中で変化する。発
生器20により供給される信号の位相と、変調器19の内部
の媒体の屈折率、又はその長さを対応して変化させるに
際しての変調器19の応答との間には、変調器19の両側の
位相ずれを含めて、そのような位相ずれの発生源は他に
もある。従って、増幅器21の出力信号は、発生器20によ
り供給される信号の位相に関して位相遅延を含んでい
る。この追加位相θは持続時間T_dの時間遅延と等価であ
り、位相ずれが周波数に伴って線形であるか又は線形で
ある妥当な近似を実行することができるのであれば、ω
T_D＝θである。

すなわち、増幅器21の出力端子における電圧は、通
常、 V_21-out＝ｋ｛１＋cos［φ_Ｒ＋φ_mcos（ω_gt＋θ）］｝＋εsin（ω_gt＋θ） として現れ、その左側の項はフォトダイオードの出力電
流の同相成分に基づいており、右側の正弦項はその電圧
の変調周波数の直角分に基づいている。定数ｋ及びε
は、システムを通って増幅器21の出力端子に至る利得を
表わす。上記の式において使用しているその他の記号
は、先の第１の式の場合と同じ意味をもつ。上記の式
を、ベッセル級数展開により展開して、次のような式を
得ることができる： 増幅器21の出力端子のこの信号はフィルタ22の入力端子
に印加される。

先に指示した通り、フィルタ22は最後の式による第１
調波、すなわち、調整周波数成分を主に通過させる。そ
の結果、フィルタ22の出力信号を次のように書き表わす
ことができる。

V_22-out＝−2kJ₁（φ_ｍ）sinφ_Rcos（ω_gt＋θ＋Ψ_１） ＋εsin（ω_gt＋θ＋Ψ_１） さらに現れる位相遅延光Ψ_１はフィルタ22を通結した結
果として追加される第１調波項の追加位相ずれである。
この追加位相ずれはほぼ一定であると予測され、フィル
タ22の既知の特性である。

フィルタ22からの信号は、その後、バイアス変調発生
器20からの信号と同様に、位相感知検出器23に印加され
るのであるが、再度述べておくと、変調周波数f_gと等価
のラジアン周波数をω_ｇとするとき、発生器20の信号は
C₁sin（ω_gt）に等しい。フィルタ22の追加位相ずれΨ
_１の値はわかっているので、その信号を使用する前にそ
れに等しい位相ずれを位相感知検出器23により追加する
ことができる。ところが、位相ずれθはわかっていない
ため、位相感知検出器23によりそれぞれ追加するのは不
可能である。そこで、位相感知検出器23の出力は、その
ような装置の既知の行動に基づけば、次のようになるで
あろう： 定数ｋ′は、位相感知検出器23を通過するときの利得を
表わす。見ればわかる通り、位相感知検出器23の出力信
号の同相成分に基づく部分には、θによって決まる余弦
係数が現れる。追加位相ずれθは、位相感知検出器23の
出力の、cosθが現れる項によって表わされる部分の正
確さに影響を及ぼす。その上、位相感知検出器23の出力
信号には、この出力信号の、θによって決まる正弦係数
を含む重大な直角分に基づく部分の存在しており、多く
の場合に、回転速度が遅いときには相対的に小さくなり
うる同相成分に基づく部分よりもはるかに大きくなっ
て、重大な誤差を生み出すのである。従って、位相感知
検出器の出力信号におけるこの直角分関連光の存在を回
避する復調構成が望まれている。

発明の概要 本発明は、源から発し、それぞれが一つの光検出器に
入射する一対のほぼコヒーレントな電磁波から、それら
の電磁波の位相差により表わされる情報を取り出す情報
検索システムを提供する。それらの波は、位相変調され
るために変調周波数で変化する位相差をさらに有し、光
検出器は、波を入射したときの通りに表わすのみなら
ず、波の発生のために又は光検出器に起因して起こるさ
らに別の処理位相ずれをも表わす出力信号を供給するこ
とができる。情報検索システムは、光検出器の出力信号
を受信すると共に基準信号をも受信する復調器を含む。
基準信号は、光検出器の出力信号を受信して、少なくと
もその中で起こっている処理位置ずれを確定し、この情
報を先に供給されていた所定の位相ずれ情報と共に基準
信号供給源に供給して、その供給源の出力信号の位相を
変調させ、その出力信号を基準信号として復調器に供給
させる位相ずれ検出器の使用によって得られる。上述の
電磁波は、その源において、光ファイバコイルを通って
逆方向に進む波として発生し、それらの波の光路にある
光学変調器により変調される。光検出器の信号の第１調
波は主に復調器に供給され、位相ずれ検出器は（ａ）光
検出器の信号の時間積分、（ｂ）光検出器の信号の時間
導関数、及び（ｃ）光検出器の信号の第２調波成分のう
ち選択された１つを受信する。

図面の簡単な説明 図１は、従来の技術で知られているシステムの混成ブ
ロック／概略回路図を示す。

図２は、図１の図の一部と置き換えることができる本
発明を具体化した混成ブロック／概略回路図を示す。

図３は、図１の図の一部と置き換えることができる本
発明を具現化した混成ブロック／概略回路図を示す。

図４は、図１の図の一部と置き換えることができる本
発明を具現化した混成ブロック／概略回路図を示す。

好ましい実施例の詳細な説明 図１の光学部分、そして、その光検出回路14で発生す
る追加処理位相ずれθは温度及び時間に伴って変化する
ので、その値を予測する満足できる方法はない。しか
も、フィルタ22から位相感知検出器23に供給される回転
速度データ信号を、この回転速度データ信号と同期し且
つ位相整合している（同相である）基準信号の使用によ
り復調して始めて、位相感知検出器23の出力にある直角
分項を除去できるのである。これはバイアス変調発生器
20により供給される基準信号に当てはまる状況ではない
（その信号はフィルタ22の出力信号に影響を及ぼす位相
ずれの発生源の作用を受けないため）ので、その発生器
の出力信号は図１に示すような位相感知検出器23で使用
される基準信号の直接の源とはなりえない。むしろ、位
相感知検出器23の基準信号を回転速度データ信号から得
なければならず、それは、その信号が光学系及び光検出
システム14に起因する追加処理位相ずれθの値に関する
情報を含んでいる唯一の信号だからである。

従って、図１の下部で、増幅器21の後、位相感知検出
器23の前の部分を、フィルタ22の出力端子で供給される
回転速度データ信号から適切な基準信号を取り出すこと
ができるように変形しなければならない。これを実行す
る一つの方法を図２のシステムに示すが、図１のシステ
ムの光学部分には直接関係していない部分に図２のシス
テムを置き換えることができる。図２のうち、図１に示
したのと同じシステム及び回路素子には、それぞれの図
で同一の図中符号が付されている。

先に指摘した通り、増幅器21の出力は、図１に示す光
学系部分から二つの電磁波が入射することによってフォ
トダイオード13に発生する光電流に基づく信号電圧であ
る。この出力電圧V_21-outは、フォトダイオード電流の
直角分に基づく部分と、調波成分に基づく部分とに、こ
の電圧の展開式として先の式に示したようにフォトダイ
オード電流の同相成分を形成する一定極性項を加えたも
のから構成される。また、フィルタ22は変調周波数f_gの
V_21-outの同相部分の調波成分、すなわち、その第１調
波を主に選択し、それを出力電圧V_22-outとして位相感
知検出器23のデータ入力端子に供給する。

先の式が示すように、フィルタ22の出力端子のこの電
圧信号は、未知であるが変化してゆく値の追加処理位相
ずれθを含む。位相感知検出器23の出力端子で発生する
電圧信号から直角分を全て排除するために十分な品質の
復調を実行すべきである場合には、位相感知検出器23の
基準信号入力端子に供給されるべき基準信号の中にこの
位相ずれ値を追加位相ずれとして追加しなければならな
いと共に、他の感知の位相ずれを追加する。

図２では、θの値に関するその情報の源はV_21-outに
関する上記の式により指示するように増幅器21の出力端
子の電圧信号の中に表わされるフォトダイオード出力電
流の同相成分の第２調波から得られる（尚、さらに高次
の調波を選択することもできたであろう）。これは、入
力端子が増幅器21の出力端子に接続している別の帯域フ
ィルタ24を介して実行される。フィルタ24の通過帯域
は、フォトダイオード13の出力電流の第２調波を表わす
増幅器21の出力電圧の成分の周波数を中心としており、
従って、フィルタ24の出力端子には次のような電圧信号
を発生させる： V_24-out＝−2kJ₂（φ_ｍ）cosφ_Rcos［２（ω_gt＋θ）＋Ψ_２） 増幅器21の出力端子の位相ずれを越えるフィルタ24の追
加位相ずれΨ_２は、フィルタ24により形成される位相ず
れである。

フィルタ24の出力電圧V_24-outは位相確定手段25に供
給される。位相確定手段25は、通常、バイアス変調発生
器20の出力電圧の零交差に最も近接して起こる出力電圧
V_24-outの零交差を検出するための零交差検出器であ
る。図１の光学系及びその光検出システム14により追加
される処理位相ずれθは相対的に小さいと予測されるの
で、関心のあるフィルタ24の第２調波出力電圧V_24-out
の零交差はバイアス変調発生器20の零交差に相対的に近
くなる。フィルタ24により供給される増幅器21の出力、
すなわち、フィルタ24の出力電圧V_24-outの第２調波の
関心零交差は、上記の式から、 の時点で起こることがわかる。これらは、すぐ前の式に
示すように出力電圧V_24-outの余弦時間依存性及びその
引数から求められるものである。これらの零交差点は後
続する発振器を動作させる際の同期時間値として使用さ
れる。

位相確定手段25からのこれらの同期値は位相調整器26
に供給される。位相調整器26は、フィルタ22及び24にお
いて導入される位相遅延の差を除去するために設けられ
ており、各フィルタのそのような位相遅延は安定し、予
測可能であるために除去を実行することができる。この
差はΨ₂/2ω_ｇ−Ψ₁/ω_ｇに等しい。

位相調整器26は供給されて来る同期値にこの時間遅延
の差を追加し、次に、それらを発振器27に供給する。こ
の発振器は対応する振動出力を発生し、その出力は余弦
波であっても良いが、多くの場合に方形波であるとより
好都合である。発振器27の第２調波周波数2f_gの出力分
周器28に供給され、分周器28は周波数を二分して、対応
する変調周波数零交差、すなわち、 の時点での零交差を有する振動出力波を供給する。これ
らはフィルタ22の出力端子で供給される電圧V_22-outと
厳密に同相であり、従って、位相感知検出器23によりこ
の電圧V_22-outから正確な復調が供給される。その結
果、位相感知検出器23の出力は V_23-out＝ｋ′J₁（φ_ｍ）sinφ_Ｒ となるであろう。ここでも、ｋ′はシステム中の累積利
得定数である。バイアス変調発生器20及び変調器19によ
り実行される位相変調の振幅φ_ｍが一定のままであるな
らば、V_23-outは回転誘導位相差φ_Ｒの正弦のみに依存
する。

あるいは、位相確定手段25がその出力信号として、零
交差が厳密に前述の同期値で起こるような振動信号を供
給する場合、発信器27を省くことができるであろう。そ
のときには、調整器26は位相判定手段25からのこの振動
波の位相を調整し、その結果として調整器26の出力端子
で得られる振動信号を分周器28により分周することにな
るであろう。そこで、発振器27という素子を省略する代
替例を示すために、発振器27の内部に破線が１本引かれ
ているのである。この第２の方式では、発振器27を取り
除いて、分周器28と調整器26の位置を入れ換えることが
可能であろう。

増幅器21の出力電圧信号の第２調波成分を利用するこ
とに関連して高いほうの周波数をフィルタリングする必
要をなくす代替方法として、その出力信号から一定極性
項を取り除いた後に出力信号を積分することができる。
そのようなシステムを図３に示す。一定極性項を除去す
るのはコンデンサ30であり、増幅器21の出力電圧の残る
部分は次に積分器31の入力端子に供給される。積分器31
の出力端子の対応する電圧を形成する、時間の経過に伴
う積分の結果を展開形態では次のように表わすことがで
きる。

式中、直角分項の積分は無視されている。増幅器21の
出力電圧における直角分項は回転速度が遅いときの同相
項に関して重大なものとなりうるであるが、直角分項は
その増幅器の出力電圧の第２調波成分に関しては常に非
常に小さい。

積分器31により実行される時間積分は、最前の式で
は、増幅器21の出力信号の中の調波成分の時間従属性の
全てを正弦関数のみによる時間従属に変換するためのも
のであることがわかる。余弦関数とは異なり、調波の正
弦関数は、様々な時点で零値と交差するが、全て、第１
調波、すなわち、基本周波数（変調周波数f_g）の振幅が
零と交差するのと同時に零値と交差する振幅を有する。
従って、ここでも、増幅器21の出力電圧の、バイアス変
調発生器20の出力電圧の零交差に近い零交差を選択する
ために、位相確定手段25として零交差検出器を使用する
ことができる。積分器31の出力電圧の零交差を次のよう
になる。

その結果、図３のその他の部分は、その大部分につい
て、位相確定手段25と、位相調整器26と、発振器27とを
含む図２のシステムの部分と一致していて良いことにな
る。ただし、図３のシステムにおける零交差は図２のシ
ステムのように増幅器21の出力電圧の第２調波成分では
なく、その基本周波数、すなわち、第１調波成分に対応
して確定されるため、分周器は省略されている。この場
合にも、位相確定手段25が単に積分器31の出力電圧の零
交差を指示する同期パルスを供給するだけでなく、振動
出力を供給する状況においては、破線により示すように
発信器27を省くことができる。そのとき、位相調整器26
は帯域フィルタ22により与えられる位相遅延と等しい位
相遅延、すなわち、Ψ_１を与えるように調整される。

ところで、増幅器21の出力電圧の調波成分が積分器31
により、その帯域幅制約のために等しく十分に積分され
ない場合には、たとえば、高レベルで積分された調波
や、それほど積分されなかった調波は基本調波と同時に
零振幅値と交差しなくなってしまう。従って、積分器31
の帯域幅は何らかの重大な振幅を有する増幅器21の出力
電圧の全ての調波成分を積分するのに十分でなければな
らない。その代わりに、図３に破線の箱形として示すよ
うに、再び一組の調波正弦関数の形で表わされる調波の
時間従属正を得るために、コンデンサ30及び積分器31を
微分器31′と置き換えることも可能であろう。場合によ
っては、これは積分より望ましい方法であるかもしれな
い。

図２のシステムと図３のシステムは、共に、位相感知
検出器23について、バイアス変調発生器20の出力電圧に
おける周波数、又は通常は50KHz程度であって良いと考
えられる周波数である変調周波数f_gと等しい周波数を有
する基準信号を形成することを必要とする。フィルタ22
の出力端子で供給される回転速度データ信号の基本周波
数である周波数、すなわち、f_gから大量の変調周波数又
はその調波を含んでいないベースバンド周波数値へのシ
フトを要求する位相感知検出、すなわち、復調は、位相
感知検出器23について利用できる素子に制約があるため
に、正確に実行するのが困難であるといえる。図４は、
図３のシステムの例に基づいて、フィルタ22の出力信号
V_22-outの復調に二つのステップを使用する代替方式を
示す。第１のステップでは、増幅器21により供給され、
フィルタ22により選択される電圧V_22-outの変調周波数
成分、すなわち、基本周波数成分の周波数を、まず、は
るかに低い周波数へシフトするのであるが、その典型的
な値は3KHzである。次に、その周波数で得られた信号を
位相感知検出器に供給して、復調プロセスを完了し、そ
の検出器はこの目的のためにこの低い周波数をもつ基準
信号をさらに受信する。

そのような２段階の復調を実行するために、図３のシ
ステムを図４には一例として変形して示してあり、この
システムは、バイアス変調発生器20を変形することによ
り、図４の再設計された20′を得ることを含んでいる。
ここで、発生器20′は、周知のようにフェーズロック方
式を使用して成立させることができるような互いに一定
の周波数及び位相関係を有する三つの異なる出力電圧を
有する。言うまでもなく、発生器20′の変調出力電圧は
図３のシステムの場合と同様に供給され、C₁sin ω_gtに
等しいことに変わりはない。変調周波数f_gのこの電圧波
形は同様に変調器19に供給されると共に、同様に位相確
定手段25に供給される。従って、積分器31の出力電圧
の、変調器19を動作させる発生器25の出力電圧波形の零
交差に最も近い零交差も、図３のシステムの場合と全く
同じであることがわかる。発生器20′は周波数変位電圧
出力波形C₂cosine（ω_st＋α_ｓ）をさらに供給するが、
f_g＝50KHzである場合、この電圧はω_s/2π＝47KHzに対
する周波数値を有すると考えて良いであろう。それと関
連して、α_ｓと示されていた幾分かの位相ずれも存在す
る。この電圧は復調システムの一部としての周波数ダウ
ンコンバータ23′に印加されて、ダウンコンバータ23′
からの出力信号が約3KHzの周波数を有するように、有効
変調周波数に下向きのシフトを発生させる。発生器20′
からのこの電圧C₂cosine（ω_st＋α_ｓ）は、フィルタ22
の出力端子で供給される回転速度データ信号、すなわ
ち、先に示したようにV_22-outと混成される。この混成
の結果、周波数ダウンコンバータ23′の出力端子で次の
ような電圧信号が得られる。

Ｖ_23′−out＝ｋ′J₁（φ_ｍ）sinφ_Rcos［（ω_ｇ−ω_ｓ）ｔ＋θ＋Ψ_１−α_ｓ］ ＋ε′sin［（ω_ｇ−ω_ｓ）ｔ＋θ＋Ψ_１−α_ｓ］ 通常、周波数ダウンコンバータ23′のように周波数を
シフト又は変換するシステムの素子が関連する周波数レ
ベルである47KHzと50KHzで周波数変換を実行できるとい
うことに困難な問題はない。それよりも、先に指摘した
ような復調の問題は復調周波数からベースバンドへ直接
に移行するときに起こる。定数ｋ′及びε′は、システ
ムを通って周波数ダウンコンバータ23′の出力端子の点
に至るまでに起こるシステム素子利得定数の累積効果を
表わす。

発生器20′は第３の出力信号C₃cosine（ω_dt＋α_ｄ）
を発生し、それを位相調整器に供給し、位相調整器はそ
の信号を通過させるに先立って単に位相変化を供給する
だけであるので、図４には26′という符号で示されてい
る。周波数ω_d/2π＝f_dは、それにより供給される他の
二つの周波数f_g及びf_sの差、すなわち、ω_ｄ＝ω_ｇ＝ω
_ｓとなるように固定されている。これは、先の周波数ダ
ウンコンバータ23′の出力電圧Ｖ_23′−outに関する式
の中の時間従属項で起こる、厳密にその周波数であるこ
とがわかる。そこで、周波数ダウンコンバータ23′の出
力電圧の式を次のように書き直すことができる。

Ｖ_23′−out＝ｋ′J₁（φ_ｍ）sinφ_Rcos（ω_dt＋θ＋Ψ_１−α_ｓ） ＋ε′sin（ω_dt＋θ＋Ψ_１＋α_ｓ） 従って、周波数ダウンコンバータ23′からのこの出力
電圧信号の中の直角分に基づく項を排除するように、ラ
ジアン周波数ω_ｄと共に変化する余弦波形によりその電
圧信号を明瞭に復調することができ、先に指示した通
り、まさにそのような電圧、電圧C₃cosine（ω_dt＋
α_ｄ）をバイアス変調発生器20′から利用できる。とこ
ろが、その電圧が先の式の同相余弦項と同一の位相を有
するように、それに位相ずれを追加しなければならな
い。従って、調整器26′に供給すべき発生器20′からの
この電圧に対して、θ＋Ψ_１−α_ｓ−α_ｄに等しい位相
調整を実行しなければならない。先に指示した通り、
（ａ）フィルタ22による位相ずれΨ_１と、（ｂ）バイア
ス変調発生器20′から周波数ダウンコンバータ23′に供
給される周波数変位信号に現れる位相ずれα_ｓと、
（ｃ）バイアス変調発生器20′から調整器26′に供給さ
れる復調信号に現れる位相ずれα_ｄは全てわかっている
ので、調整器26′でプリセットすることができる。光学
系及び光検出システム14による位相ずれθは一定ではな
く、わかっていないが、その値は位相確定手段25から得
られる。それらは、t_n＝２π／ω_ｇで起こるバイアス変
調発生器２′の零交差時間と、t_n＝（ｎπ−θ）／ω_ｇ
である積分器31からの信号の零交差時間とから、明らか
にこれらの式によってθを確定できるために見出される
のである。従って、バイアス変調発生器20′により供給
される復調信号に適正な追加位相ずれを与えて、調整器
26′から次のような出力信号を供給するために必要な情
報を調整器26′は有している： Ｖ_26″−out＝C_3cos（ω_dt＋θ＋Ψ−α_ｓ］ 調整器26′からのこの出力信号は位相感知検出器23″に
関する基準信号を供給し、ダウンコンバータ23′により
検出器23′により検出器23″に供給される回転データ速
度信号を復調するためにダウンコンバータ23′の出力信
号と正確に同期される。その結果は、 Ｖ_23″−out＝ｋ″J₁（φ_ｍ）sinφ_Ｒ となり、ここでも直角分に基づく成分は現れない。定数
ｋ″は、同様に、システムを通した累積素子利得定数を
表わす。

好ましい実施例に関連して本発明を説明したが、本発
明の趣旨から逸脱せずに形態及び詳細について変更を実
施しても良いことは当業者には認められるであろう。

フロントページの続き (72)発明者 ダンクワート，ルドルフ アメリカ合衆国 85021 アリゾナ州・ フィーニックス・ノース ８ティエイチ アヴェニュ・8121 (56)参考文献 特開 昭63−106517（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−9214（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−305363（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−123111（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−265111（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) G01C 19/72

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】光検出器手段に入射する一対のほぼコヒー
   レントな電磁波から、それらの位相差により表わされる
   情報を取り出す情報検索システムであって、前記一対の
   ほぼコヒーレントな電磁波は、源発生手段から供給され
   てそれぞれ位相変調を受けることによって変調周波数で
   変化する位相差を伴っており、前記光検出器手段は、入
   射する前記一対のほぼコヒーレントな電磁波を表わすと
   共に、前記源発生手段及び前記光検出器手段のいずれに
   も起因する処理位相ずれをも表わす出力信号を、その出
   力端子に発生する、情報検索システムにおいて、 前記光検出器手段の前記出力端子に電気的に接続された
   情報信号入力端子と、基準信号入力端子と、出力端子と
   を有し、前記情報信号入力端子に供給される入力信号の
   前記変調周波数を有する実質的な信号成分との間に選択
   された位相関係を有する前記変調周波数の基準信号が前
   記基準信号入力端子に供給された場合、前記入力信号に
   対応する前記変調周波数の周波数成分をほぼ含まない出
   力信号を前記出力端子から供給することができる復調器
   手段を備え； 前記光検出器手段の出力端子に電気的に接続された入力
   端子と、出力端子とを備え、前記復調器手段の前記情報
   信号入力端子に前記変調周波数で供給される入力信号に
   現れる前記処理位相ずれの表示を含む出力信号を、それ
   の前記出力端子から供給することができる位相ずれ検出
   手段を備え； この位相ずれ検出手段には、零に近い周波数を有する信
   号部分を阻止することができる阻止手段を介して入力
   を、前記位相ずれ検出手段の前記入力端子から受ける積
   分手段にして、前記変調周波数及びその選択された倍数
   である周波数を含む前記光検出器手段の出力信号の周波
   数成分を時間の経過に伴って積分することにより得られ
   る結果の信号を供給することができる積分手段が含まれ
   ており； 基準信号供給手段を備え、この基準信号供給手段には、
   前記位相ずれ検出手段の前記出力端子に電気的に接続さ
   れた入力端子と、前記復調器手段の基準信号入力端子に
   電気的に接続された出力端子とが設けられ、前記基準信
   号供給手段の前記入力端子に供給される入力と、先に供
   給されていた所定の位相ずれ情報の双方により確定され
   る位相をもつ出力信号が、前記基準信号供給手段の前記
   出力端子から供給される、 ことを特徴とする装置。
2. 【請求項２】光検出器手段に入射する一対のほぼコヒー
   レントな電磁波から、それらの位相差により表わされる
   情報を取り出す情報検索システムであって、前記一対の
   ほぼコヒーレントな電磁波は、源発生手段から供給され
   てそれぞれ位相変調を受けることによって変調周波数で
   変化する位相差を伴っており、前記光検出器手段は、入
   射する前記一対のほぼコヒーレントな電磁波を表わすと
   共に、前記源発生手段及び前記光検出器手段のいずれに
   も起因する処理位相ずれをも表わす出力信号を、その出
   力端子に発生する、情報検索システムにおいて、 前記光検出器手段の前記出力端子に電気的に接続された
   情報信号入力端子と、基準信号入力端子と、出力端子と
   を有し、前記情報信号入力端子に供給される入力信号の
   前記変調周波数を有する実質的な信号成分との間に選択
   された位相関係を有する前記変調周波数の基準信号が前
   記基準信号入力端子に供給された場合、前記入力信号に
   対応する前記変調周波数の周波数成分をほぼ含まない出
   力信号を前記出力端子から供給することができる復調器
   手段を備え； 前記光検出器手段の出力端子に電気的に接続された入力
   端子と、出力端子とを備え、前記復調器手段の前記情報
   信号入力端子に前記変調周波数で供給される入力信号に
   現れる前記処理位相ずれの表示を含む出力信号を、それ
   の前記出力端子から供給することができる位相ずれ検出
   手段を備え； この位相ずれ検出手段には、入力を前記位相ずれ検出手
   段の前記入力端子から受ける微分手段にして、前記変調
   周波数及びその選択された倍数である周波数を含む前記
   光検出器手段の出力信号の周波数成分を時間微分するこ
   とにより得られる結果の信号を供給することができる微
   分手段が含まれており； 基準信号供給手段を備え、この基準信号供給手段には、
   前記位相ずれ検出手段の前記出力端子に電気的に接続さ
   れた入力端子と、前記復調器手段の基準信号入力端子に
   電気的に接続された出力端子とが設けられ、前記基準信
   号供給手段の前記入力端子に供給される入力と、先に供
   給されていた所定の位相ずれ情報の双方により確定され
   る位相をもつ出力信号が、前記基準信号供給手段の前記
   出力端子から供給される、 ことを特徴とする装置。