JP3006089B2 - 相関技術によって信号受信時間を決定する方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、復調された無線信号内のバーカー・コード
（Barker code）のようなコードの受信時間を決定する
方法に関する。

背景技術 セルラー無線の分野で、移動無線は基地局から受信し
た電信をバーカー・コードのようなコードを受信するこ
とによって識別し、このコードは、データ信号が待機し
ていることを判定するために、一般的な背景雑音を区別
することができる。移動無線は、受信される電信の復号
および応答の送信時間を含む将来の事象のタイミングを
決定するために受信したコードを使用しなければならな
い。

このコードのタイミングすなわち受信を正確に決定す
ることは移動無線の動作にとって重要である。

発明の開示 本発明の第１の特徴によれば、所定のコードを含む信
号を受信するタイミングを決定する方法が提供され、こ
の方法は、 （Ｉ）受信したコードをデジタルで表示する段階； （II）受信したコードの表示を記憶した真のコードと相
関させ、第１の数の両者間の相関点を得る段階； （III）真のコードに対して時間の増分オフセットだけ
コードの表示をシフトし、相関を繰り返して少なくとも
第２の数の両者間の相関点を得る段階； （IV）相関の増加している間隔および相関の減少してい
る間隔内の相関点の数を推定する段階；および （Ｖ）推定した増加と推定した減少が一致する時間を決
定し、これによって増分オフセットよりも高い精度で最
適な相関時間を決定する段階；によって構成される。

推定の基礎となる単位増分オフセット当りの増減率
は、所定のコードの論理状態遷移の数と実質的に等しい
ことが望ましい。または、単位増分オフセット当りの増
減率は、コードの表示と真のコードとの間の時間にさら
に増分オフセットをシフトすることによって算出するこ
とができる。

正確で信頼できるゼロ・クロス事象の検出とタイミン
グが、無線信号を復調する場合に重要である。既存の移
動セルラー無線機の場合、受信されるデータからゼロ・
クロス値の平均を取り、これらの平均値の総和をクロッ
ク再発振機構で求め、再発振クロックによってデータの
ピーク値を読み取ることは周知である。

クロックを使用しないでデータを直接マイクロプロセ
ッサに読み込み、全てのゼロ・クロス値にタイム・タッ
グを設けることが望ましい。理論的には、これはゼロ・
クロス値のタイミングの精度を高めるが、信号に雑音が
ある場合には問題が発生し、もしヒステリシスを使用し
ないなら、多数のゼロ・クロスが生じ、これによってマ
イクロプロセッサに過度の処理上の負担がかかる。一
方、もしヒステリシスを使用して不要なゼロ・クロスを
除去する場合、タイミングの誤差が発生する。

この事象を出力のシフトに使用するかあるいは雑音に
よって生じたものであるので無視するかを決定し、事象
のタイミングの精度を改善するゼロ・クロス事象決定用
の信号処理方法を提供することが望ましい。

本発明によれば、信号処理方法もまた提供され、この
方法は、 （Ｉ）第１または第２論理状態に適合したゼロ・クロス
が登録され、データ・レベルより高いまたは低い所定の
しきい値をそれぞれ超えた場合、信号が前記第１または
第２論理状態を表わすことを確認する段階； （II）前記状態が生じた場合、信号がデータ・レベルと
交差するか否かを判定して可能性のあるゼロ・クロスを
検出する段階；および （III）可能性のあるゼロ・クロスが確認した論理状態
にしたがう場合のみ、可能性のあるゼロ・クロスを適正
なゼロ・クロスとして登録する段階；によって構成され
る。

適正なゼロ・クロスを登録した後、所定の間隔は別の
適正なゼロ・クロスの登録を抑制することが可能であ
る。

この方法によって、仮想ゼロ・クロスに先立って信号
の振幅を確認した後にのみこの事象は使用され、出力信
号にシフトが行われてから所定の間隔出力は凍結され
る。

ゼロ・クロス事象に正確な時間のタッグを付けること
によって、発明の第１の特徴の方法は、受信したコード
（例えば同期コード）の受信のタイミングの決定に使用
することができる。

図面の簡単な説明 第１図は、バーカー・コード、１増分のオフセットだ
け時間の遅延した同じコード、およびこれらのコード間
の相関計算の結果を示す。

第２図は、相関が最高の点の周辺での時間に対する相
関をプロットした図である。

第３図は、本発明の第１実施例の好適な特徴を実行す
る装置を示す。

第４図は、本発明の第２の特徴によるゼロ・クロス検
出器を示す。

第５図は、ゼロ・クロスが実行される代表的な信号を
示す。

発明を実施するための最良の形態 本発明を好適な実施例によって図面を参照して説明す
る。

第１図を参照して、一連のデータ・ビット（ａ）はバ
ーカー・コードである。このコードは、11100010010を
３回繰り返して「１」を付加したデータ・パターンによ
って構成される。したがって、コード全体は34ビットで
構成される。このコード、すなわち「プリアンブル」
は、184ビットのデータ・ブロックの最初の34ビットを
形成し、これは標準FUKOフォーマットである。バーカー
・コードの主要な特性は、ほとんど平坦な環境に埋め込
まれた１つの３角形のピークを示すこれの自動相関関数
である。プリアンブル全体で18種類の論理状態遷移を有
することが分かる。

同じ図に、無線信号が復号された後に、一般的に受信
される同じコードを示す。この受信されたコードはオフ
セット（ｄ）だけシフトされる。この受信コードはエラ
ーを含まないものとして示される。実際には、この受信
コードは雑音が加わることによって常にある程度劣化す
る。この雑音は0/1または1/0のデータ端部でジッタとし
て現れる。図からコードの各ビットは２ビット／サンプ
ルとして表わされることも分かる。単位ビット当たりよ
り多くのサンプルを使用することが理解できるが、これ
によって処理装置の負担が増える。

最後に、第１図は、ビットの流れ（ａ）と（ｂ）との
間の相関計算の結果を（ｃ）で示す。マイナスの印が18
ビットのシフトで示されることが分かる。これはオフセ
ット（ｄ）によって不正確な相関が発生されるためであ
り、これは論理状態が遷移する点に現れる。

この状態は、予期される電信の各後続ビットのタイミ
ングを決定するため、無線機が電信の送信開始時点でこ
の受信したバーカー・コードのタイミングを決定しよう
とする場合に考慮される。

技術上周知の方法で潜在的なバーカー・コードが検出
されたと仮定する。一度潜在的なバーカー・コードが検
出されると（例えば、３つのシーケンスのバーカー・コ
ードの内の２個の相関によって）、無線機はプリアンブ
ルとメモリに記憶されたコード（ａ）とがおよそ何時相
関するかを「知る」。完全に相関する時間の周辺での手
順は以下に示す。

受信されたプリアンブル（ｂ）と記憶されたコード
（ａ）はオフセット・シフト（ｄ）と相関すると共にこ
れと相関しない。この相関の結果は第２図に示す。この
図で、時間T1とT2は、オフセット（ｄ）に等しい増分時
間（すなわち、１サンプル間隔）だけ離れている。時間
T1とT2は完全な相関から＋１または−１サンプル間隔の
範囲にある。R1とR2は、受信されたプリアンブルと記憶
されたコードとの間の相関計算から得られる相関点の数
を表わす。相関が最大である時間（T1）を受信されたプ
リアンブルと記憶されたコードとの間の最適相関時間と
することが可能である。しかし、この最適相関時間は、
T1とT2の間にあり、このような方法によれば、最適相関
時間を決定する精度はサンプリングの分解能よって制限
される。第２図で、線S1とS2は、時間に関する相関の増
加率と減少率をそれぞれ表わすように引かれたものであ
る。１サンプリング間隔の時間について、相関の数はプ
リアンブルが相関に近付くに連れて18増加し（そして相
関から離れるにしたがって18減少する）、この数はこの
コードの論理状態遷移の数である。したがって、線S1と
S2はそれぞれ勾配＋18と勾配−18で引かれる。最適相関
時間、Ｔ−スタートは、推定によってこれらの線から計
算できる。この計算は容易である。最適相関時間は以下
の２つの等式の解として与えられる。

Ｒ−R1＝18（Ｔ−T1）および Ｒ−R2＝−18（Ｔ−T2） したがって解は、 Ｔ−スタートから±１サンプリング間隔の範囲にある
相関時間を識別するためには、しきい値を例えば30ビッ
ト相関、すなわち上述の例ではビット当たり２個のサン
プルがあるので60相関サンプルに設定することができ、
これはほとんど完全な相関を表わし、不完全な信号を検
出することができる、すなわち３個までの完全なビット
・エラーを許容する。

上述の説明は集中化した信号を対象として行われた。

信号ｘの自動相関関数Rxx（ｄ）は以下のように定義
される。

Rxx（ｄ）＝Ｅ［ｘ（ｔ）ｘ（ｔ＋ｄ）］ ［ｄ＝遅延、ｘ（ｔ）＝時間ｔに対するデータ・サンプル、Ｅ＝期待値） 信号ｘは基準信号すなわちプリアンブル・コードであ
る。

信号ｙは自動相関関数Ryy（ｄ）は、 Ryy（ｄ）＝Ｅ［ｙ（ｔ）＊ｙ（ｔ−ｄ）］ として定義される。

信号ｙは入力信号、すなわち受信されたプリアンブル
コードである。

この２つの自動相関関数Rxx（ｄ）とRyy（ｄ）は、雑
音がRyy（ｄ）関数の三角形の頂点を丸める以外はほと
んど同じである。

入力信号ｙと基準信号ｘが互いに比較された場合、こ
れは交差相関関数rxy（ｄ）によって行われるが、Rxy
（ｄ）＝Ｅ［ｘ（ｔ）ｘ（ｔ−ｄ）］として定義され
る。

これは受信したバーカー・コードの仮定した到着時間
と実際の到着時間との時間差を決定するのに使用される
交差相関関数である。

プリアンブル・コードに対して、Rxx（ｄ）の形状は
一致点から±１ビットの範囲にある三角形となる。集中
化した信号の場合:d:＜１に対して Rxx（ｄ）＝33−18:d:であり、 インターリーブ信号の場合の:d:＜１に対して Rxx（ｄ）＝25−15:d:である。

厳密に言えば、Rxx（ｄ）関数は、それぞれ分析され
た間隔の長を表わす1/33または1/25の縮尺係数を必要と
する）。

34ビットをカーバーする間隔の場合、各端部の半ビッ
トは無視され、その結果、最大34ビットが一致できる。

インターリーブ信号の場合、34ビットは４ビットのブ
ロックに分割され、４ビットの制限に一致するビット・
シフトはチェックできず、したがって可能性のある18ビ
ットのシフトのうち15ビットのみが寄与する。

第３図は、A/D変換器10、比較器レジスタ12を有する
マイクロプロセッサ11、およびメモリ13を示す。このメ
モリ13は、ゼロ・クロス情報14、プリアンブル・コード
15および相関情報16を記憶するものとして示される。入
力信号17は受信装置（図示せず）から入力される。

装置の動作は以下の通りである。受信装置からの信号
17は、A/D変換器10によってデジタル形式に変換され、
以下で述べる方法によってゼロ・クロス事象が検出され
る。入力されるビットの流れはこれらから得られ、この
情報はメモリ13に14として記憶される。情報14から、受
信したコードの第１表示がレジスタ12に転送される。同
時に、記憶したプリアンブル・コード15もまたレジスタ
12に転送される。これらの２組のデータに対して簡単な
排他的NOR動作が実行され、相関するビットの数を表わ
す相関の結果はメモリ13に転送される（16で示す）。こ
れによって、時間T1で値R1が与えられる。１増分オフセ
ット（ゼロ・クロス事象がメモリ13に登録されている分
解能である）だけ時間がシフトした受信コードの第２表
示は、レジスタ12に転送され、動作が繰り返される。こ
れから、時間T2における値R2が計算され、Ｔ−スタート
に対する上述の計算は簡単な方法でマイクロプロセッサ
11によって実行される。

受信ビットの流れは種々の方法で得ることができる。
これらの方法の１つを詳細に述べる。

第４図は、バンドパス・フィルタ、２乗回路および差
動回路によって構成される一般的なFSK復調器20を示す
が、これらは技術上周知であり詳細に説明する必要はな
い。復調器には種々の他のフィルタを含むことができる
ことが理解される。この復調器は復調されたRF信号21を
受信し、「累乗コサイン」信号22を出力し、これからデ
ジタル信号が復元される。本発明によるゼロ・クロス検
出器23が示され、これはA/D変換器10（第１図のよう
な）とマイクロプロセッサ11によって構成される。この
マイクロプロセッサはクロックを有し、これによって、
高速サンプリング信号16がA/D変換器10に与えられる。

ボー速度は一般的に5.28Kで、A/Dサンプリング速度は
一般的に0.66MHzである。

第４図の装置の動作を第５図を参照して説明する。こ
の図はセルラー基地局から移動無線機の受信する信号の
ような信号22の一般的な波形を示す。この波形は１を表
わす正の値から０を表わす負の値に変化する。この波形
はＰで示すピーク対ピーク値を有し、ほぼゼロ・クロス
Ｚを中心にするものとして示される。この図は信号をあ
る程度の雑音を有するものとして示す。したがって、信
号がゼロ・レベルＺを交差する場合、しばしば多重交差
が発生する。ボー速度はゼロ・レベル軸上の勾配によっ
て表わされ、表わされたデータを図の下に示す。ゼロ・
クロス検出器23はサンプリング速度0.66MHzで信号22を
サンプリングする。

マイクロプロセッサ11はサンプルに対してアルゴリズ
ムを実行し、これの効果は、負から正へのゼロ・クロス
はマイナス・エプシロンからゼロへのヒステリシス回路
によって検出し、一方正から負へのゼロ・クロスはエプ
シロンからゼロへのヒステリシス回路によって検出する
ことである。

エプシロン・クロス時間ではなく、マイナス・エプシ
ロン・クロス時間でもない、潜在的なゼロ・クロス時間
は、有効ゼロ・クロス時間として検出される。

０から１への遷移は２つの場合に発生する。

1.上昇時のゼロ・クロス 2.上昇時のプラス・エプシロン・クロス（強制遷移） １から０への遷移は２つの場合に発生する。

1.下降時のゼロ・クロス 2.下降時のマイナス・エプシロン・クロス（強制遷移） ゼロ・クロス検出および論理状態の確認動作は下記の
表に示す。

遷移の後、出力はデルタ秒の間凍結され、ここでデル
タは75ミリ秒である。これは4.78K帯のFSK信号のビット
間隔の39.6％に相当する。

数値例は下記の通りである。

適当のアルゴリズムの例は下記の通りである。

アルゴリズム 時間 Ｔ 入力 Ｘ エプシロン Ｅ デルタ Ｄ 凍結 Ｆ 確認の有無 Ｃ 出力 Ｙ 補助 Ａ、Ｂ Ｙ＝.FALSE. Ｆ＝０ Ｃ＝.TRUE DO T＝1,0000... READ X IF（F.GT.O）THEN Ｆ＝Ｆ−１ ELSE Ａ＝（ABS（Ｘ）.GT.E） Ｂ＝（X.GT.O.XOR.Y） IF（B.AND.（A.OR.C）） Ｆ＝D IF（B.AND.（A.OR.C）） Ｙ＝.NOT.Y IF（Ａ） Ｃ＝.TRUE. IF（.NOT.A.AND.B.AND.C.） Ｃ＝.FALSE. ENDIF WRITE T;X;Y ENDDO 例： 凍結時間デルタ ４回計数 しきい値レベル・エプシロン 3.0ボルト ゼロ・クロスの正確なタイミングを必要とする用途の
場合にはいずれも、変動しないゼロ・クロス検出器を使
用することができる。

２つのパラメータ、すなわち、確認しきい値レベル、
エプシロン、および凍結時間、デルタが適当に選択され
た場合、この検出器は低周波数の範囲および中周波数の
範囲のデータ検出に多くの可能な用途を有する。

さらに他の特徴として、下記の段階を選択的に実行す
ることができる。サンプルから、正の負のピーク値を決
定し、これによって値Ｐを得る。これらのピーク値は周
期的に更新されるが、実際には基地局から送信される信
号の周波数規格は大変厳しいので、時間に対するＰの値
の変動は非常に小さいことが分かる。正と負のピーク値
の中間点がマイクロプロセッサによって決定され、この
点は第５図にレベルＺとして示される。これは上に参照
した実質的なゼロ・レベルである。これは信号22のゼロ
・ボルトと必ずしも一致しない。

ゼロ・クロスを決定する別の方法は下記の通りであ
る。電子の開始を表わすプリアンブル・コードを受信し
た場合、論理１の全間隔の持続時間を合計し、論理０の
全間隔の持続時間を合計する。このプリアンブル・コー
ドは11100010010を３回繰り返して１を続けたコード、
すなわち全体で34ビットのコードである。これから、期
待するＨからＬの間隔の比率が正確に分かる。もし測定
したＨからＬへの間隔の比率がこれよりも高い場合、測
定した比率が満足できる範囲に収まるまで、ゼロ・レベ
ルは上昇し、また反対の場合にはその逆になる。

上述の説明の場合、変調器はデジタルで実行すること
が可能であり、またデジタルで実行することが好まし
く、信号21にA/D変換器を使用する。

データのサンプルは勿論無期限には記憶されないが、
所定数を計数した後書き込まれる。変動しないゼロ・ク
ロス検出器からの出力シフトの事象のみが1.5マイクロ
秒の時間の分解能で時間タッグとして記憶される。

もしゼロ・クロス検出器を有する無線機がオンされて
データの受信を期待しているが、入力するデータが無け
れば、この処理される信号は雑音のみによって構成され
る。この雑音はほぼ通常のデータ・レベルに増幅され
る。この信号はボーが制限されるので、ピンク・ノイズ
に似ている。もしこの信号を本発明によって処理する
と、約６ないし7Kボーのボー速度を有するランダム・ビ
ット・ストリームを生じる。もし所定の時間間隔がビッ
ト間隔の39.6％であれば、これに相当する。もし適正な
ゼロ・クロスの別の登録が抑制されこの所定の時間（デ
ルタ）がビット間隔の５または10％であれば、入力され
る雑音は何倍も速いボー・レートに上昇する。この場合
ソフトウエアは過負荷になる。

もしデルタが非常に高い場合、例えば、ビット間隔の
80％であれば、良好な信号対雑音比が得られるが、単一
のビット・エラー（雑音のスパイク）の場合は、ゼロ・
クロス検出器は誤った決定を下し、これが確認され、検
出器は非常に永い期間凍結される。つぎに続くビットは
長すぎることになり、その結果エコーが生じる。

所定の時間間隔はビット間隔の30％と60％との間であ
ることが望ましい。

信号は所定のボー速度を有する一連のデータ・ビット
を有し、適正なゼロ・クロスの登録時、すなわち適正な
ゼロ・クロスのタイミングが登録される時に、ボー速度
より実質的に速い速度でA/D変換手段によってサンプル
されることが望ましく、これによって前記タイミングを
サンプリング速度によって決まる精度で測定することが
できる。

所定の量はピーク対ピーク値の所定の比率でよい。こ
の比率は1/2ないし1/10であることが望ましく、1/4から
1/6までの範囲であることがさらに望ましい。

上述の説明は例として与えられたものであり、細部の
変形を本発明の範囲から逸脱することなく行うことがで
きることを勿論理解できる。

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定のコードを含む信号を受信するタイミ
   ングを決定する方法において、前記所定のコードは所定
   数の論理状態遷移を有し、当該方法は： 受信コードの第１ディジタル表現を得る段階； 受信コードの第１ディジタル表現と記憶した真のコード
   とを相関させ、両者間の第１相関点数を得る段階であっ
   て、この段階は受信コードの第１ディジタル表現および
   記憶した真のコードの間で前記第１ディジタル表現のオ
   フセット量を増加させると相関点数が増加する増加領域
   において行われる段階； 第１ディジタル表現に対して増分オフセットに対応する
   時間だけシフトさせた受信コードの第２ディジタル表現
   を求め、相関計算を繰り返して少なくとも第２相関点数
   を得る段階であって、この段階は受信コードの第２ディ
   ジタル表現および記憶した真のコードの間で第２ディジ
   タル表現のオフセット量を増加させると相関点数が減少
   する減少領域において行われる段階； 増分オフセット当たりの相関点数の増加率および減少率
   を提供する段階； 相関点数の増加している増加領域および相関点数の減少
   している減少領域における相関点数を推定する段階；お
   よび 前記増加領域および前記減少領域において推定した相関
   点数が一致する時間を決定し、これによって信号を受信
   する最適なタイミングを決定する段階； より成ることを特徴とする方法。
2. 【請求項２】推定の基礎となる増分オフセット当たりの
   増加率および減少率は、所定の論理状態遷移数と実質的
   に等しいことを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 【請求項３】前記最適なタイミングはＴ（スタート）＝
   （T1＋T2）/2−1/α^＊（R1−R2）/2によって計算される
   ことを特徴とする請求項２記載の方法であって、 Ｔ（スタート）は最適なタイミングであり、 T1とT2はＴ（スタート）の±１増分オフセット内の時間
   であり、 R1とR2はそれぞれT1とT2における相関点数であり、 αは増分オフセット当たりの相関点数の増加／減少率で
   あるところの方法。
4. 【請求項４】増加率と減少率は、受信コードのディジタ
   ル表現を所定のオフセット量だけシフトさせて相関計算
   を行うことにより得られることを特徴とする請求項１記
   載の方法。
5. 【請求項５】所定のコードを含む信号を受信するタイミ
   ングを決定する装置において、前記装置は： 増分オフセットに対応する時間差を利用して、受信コー
   ドの少なくとも第１および第２ディジタル表現を得る手
   段； 真のコードを記憶する手段； 第１ディジタル表現のオフセット量が増加すると相関点
   数が増加する増加領域および第２ディジタル表現のオフ
   セット量が増加すると相関点数が減少する減少領域にお
   いて、受信コードと真のコードとを相関させ、両者間の
   少なくとも第１相関点数と第２相関点数を得る手段；お
   よび 前記増加領域および前記減少領域において、増分オフセ
   ット当たりの相関点数の増加率および減少率を得る手
   段； 前記増加領域および前記減少領域における相関点数を推
   定し、推定した相関点数が一致する時間を決定し、これ
   により信号を受信する最適なタイミングを決定する手
   段； によって構成されることを特徴とする装置。