JPH08214035A - フェーズ・シフト・キーイング変調波復調装置 - Google Patents
フェーズ・シフト・キーイング変調波復調装置Info
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- JPH08214035A JPH08214035A JP7020392A JP2039295A JPH08214035A JP H08214035 A JPH08214035 A JP H08214035A JP 7020392 A JP7020392 A JP 7020392A JP 2039295 A JP2039295 A JP 2039295A JP H08214035 A JPH08214035 A JP H08214035A
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Abstract
な復調を行なう。 【構成】 受信した変調波をサンプリングする離散化部
205と、このサンプリングされたデータからパワース
ペクトル分布を算出するパワースペクトル分布算出部2
06と、このパワースペクトル分布から、搬送波周波数
とノイズ成分の周波数とを区別する搬送波周波数検出部
207と、前記離散化部205で量子化されたデータ
と、PSK変調波および搬送波周波数付近のノイズのモ
デルとのマッチングが最もとれるよう同相成分を決定す
るとともにモデル化誤差を算出するモデル化部20とを
設け、このモデル化誤差が最も小さくなる点にて同期タ
イミングを出力し、この同期タイミングで同期したとき
の同相成分を検出し、この同相成分の信号から基底信号
を取り出すように構成した。
Description
ェーズ・シフト・キーイング変調波復調装置に関するも
のである。
置の発展には目覚ましいものがあり、中でも特にフェー
ズ・シフト・キーイング(以下、PSKと呼ぶ)は今日
ディジタル変調波として最も一般的である。以下、図面
を参照しながら従来のPSK変調波復調装置について説
明する。
変調波復調方式を用いた受信機を示すブロック図であ
る。101はPSK方式の送信機、102は従来のPS
K変調波復調方式の受信機である。
らのPSK変調波を受信するアンテナ部、104は受信
したPSK変調波を帯域制限する帯域通過フィルタ部で
ある。105はPSK変調波を復調するための基準とな
る基準搬送波を再生する基準搬送波再生部である。
は帯域通過フィルタ部104で帯域制限されたPSK変
調波を2逓倍することによりPSKによる2つの位相状
態を1つに縮退させるための2逓倍部、107は2逓倍
部106で縮退したPSK変調波から基準搬送波を得る
ための2分周部である。
制限されたPSK変調波と基準搬送波再生部105で再
生された基準搬送波を乗算することにより検波を行う乗
算部である。109は乗算部108で検波された信号か
ら高周波成分をカットする低域通過フィルタ部である。
110は前記低域通過フィルタ部109の出力から符号
再生に用いるタイミングクロックを抽出するタイミング
クロック再生部である。
を受けてタイミングクロックのタイミングで符号判定を
行う比較部である。すなわち比較部111は、タイミン
グクロック再生部110の出力するタイミングで、低域
通過フィルタ部109の出力を符号「0」と比較して正
か負かを判定し、その判定結果を出力する。112は表
示部への表示制御など、受信機全体を司る制御部であ
る。113は符号化されたデータを表示する表示部であ
る。
波復調方式を用いた受信機について、以下その動作を説
明する。まず、送信機101から送信されたPSK変調
波は受信機102のアンテナ103で受信され、帯域通
過フィルタ部104にて帯域制限される。次に基準搬送
波再生部105において帯域通過フィルタ部104で帯
域制限されたPSK変調波から基準搬送波が抽出される
が、以下にその過程を詳細説明する。
=nT毎に次の(数1)によって表される。ここで、n
は実数、Tは1符号期間、Acは振幅、fc は搬送波周
波数、φi は変調位相である。
合、変調位相φi は(数2)のように表すことができ
る。
たPSK変調波(数1)は2逓倍部106で2逓倍さ
れ、次の(数3)に示すように表わされる。
2)に示すφi を(数3)に当てはめると(数4)に示
すようになる。
態は1つに縮退する。この2逓倍部106の出力(数
4)は2分周部107で2分周され、次の(数5)に示
す基準搬送波Ss(ti)が再生される。
れた基準搬送波(数5)は乗算部108にてPSK変調
波を検波するのに用いられる。その検波出力ν(ti)
は次の(数6)が示すようになる。
検波出力ν(ti)を次の低域通過フィルタ部109に
通すことにより、低域通過フィルタ部109で高周波成
分である第1項がカットされ、低域通過フィルタ部10
9の出力u(ti)は次の(数7)に示すようになり、
結局変調位相成分のみが残る。
(数7)から符号データを得る復号処理について説明す
る。タイミングクロック再生部110は低域通過フィル
タ部109の出力(数7)のゼロクロスを利用し、符号
再生に用いるタイミングクロックを抽出する。そして比
較部111において、低域通過フィルタ部109の出力
(数7)はタイミングクロック再生部110により再生
されたタイミングクロックにて符号「0」のレベルと比
較され、この「0」レベルを基準として例えば次の(数
8)の様に符号判定され、PSK変調波の復調が完了す
る。
110により再生されたタイミングクロックで、符号判
定するタイミングである。
ータは制御部112を介し表示部113に表示される。
た従来のPSK変調波復調方式の受信機では、帯域通過
フィルタ部でPSK変調波のノイズを除去しようとして
も、搬送波周波数に近い帯域のノイズ成分は除去でき
ず、その結果以下に示すように低域通過フィルタ部出力
は搬送波周波数帯域に生じているノイズの影響を受け、
正しい復号化ができないという問題を有していた。以下
に、搬送波周波数帯域のノイズによる低域通過フィルタ
部出力への影響について詳細に説明する。
ノイズvc(ti)が加わると、受信されたPSK変調波
s(ti)はti=nT毎に次の(数9)のように表され
る。
は帯域通過フィルタ部104で帯域制限されても、搬送
波周波数帯域のノイズvc(ti)は除去されず、(数1
0)のように搬送波周波数帯域のノイズvc(ti)は残
ることになる。
104で帯域制限されたPSK変調波(数10)は2逓
倍部106で2逓倍され、(数11)のようになる。
(数2)より、
2)より
の位相状態は1つに縮退する。
分周部107で2分周され、得られた基準搬送波信号S
S(ti)は次の(数14)のようになる。
準搬送波信号は真の搬送波周波数の項に搬送波周波数帯
のノイズ項が線形結合した形となる。
れた基準搬送波(数14)は乗算部108にてPSK変
調波を検波するのに用いられ、その検波出力ν(ti)
は次の(数15)のようになる。
り、次の(数16)のようになる。
搬送波周波数からの微小変位分、θjを位相とすると、
搬送波周波数付近のノイズvc(ti)は次の(数17)
のように表すことができる。
代入して次の(数18),(数19),(数20)に示
すようになる。
部108の出力は次の(数21)のようになる。
低域通過フィルタ部109で高周波成分をカットされる
ため、低域通過フィルタ部109の出力u(ti)は次
の(数22)のようになる。
びQ(ti)は次の(数23)のように表される。
力(数22)を「0」レベルと比較して符号化するわけ
だが、P(ti)とQ(ti)の影響で必ずしも低域フィ
ルタ部出力(数22)はcos(φi)と同符号にはな
らないため、誤った符号化を行ってしまう可能性が高
い。
帯域のノイズの影響を受けずにPSK変調波を正確に復
調できるフェーズ・シフト・キーイング変調波復調装置
を提供することを目的としている。
するために、受信した変調波を一定時間毎にサンプリン
グし量子化する離散化部と、この離散化部において量子
化されたデータにデータウインドウを与えてこのデータ
ウインドウ内における変調波のパワースペクトル分布を
算出するパワースペクトル分布算出部と、このパワース
ペクトル分布算出部で算出されたパワースペクトル分布
から、搬送波周波数のパワースペクトルと、ノイズ成分
のパワースペクトルとを区別する搬送波周波数検出部
と、この搬送波周波数検出部において検出された搬送波
周波数および搬送波周波数付近のノイズの周波数を固定
した条件下で、前記離散化部で量子化されたデータウイ
ンドウ内のデータと、フェーズ・シフト・キーイング変
調波および搬送波周波数付近のノイズのモデルとのマッ
チングが最もとれるよう同相成分を決定するとともに、
モデル化誤差を算出するモデル化部と、このモデル化部
から出力されたモデル化誤差が最も小さくなる点付近の
タイミングにて同期タイミングを出力する同期検出部
と、この同期検出部から出力された同期タイミングでデ
ータウインドウが1符号に同期したときの同相成分を検
出する同相成分検出部と、この同相成分検出部出力であ
る同相成分の信号から基底信号を取り出す符号化部とを
設けた。
換されたPSK変調波データからパワースペクトル分布
算出部がパワースペクトル分布を計算すると、搬送波周
波数検出部はその分布結果から搬送波周波数および搬送
波周波数付近のノイズの周波数を検出する。モデル化部
はそれらの周波数を用い搬送波および搬送波周波数付近
のノイズをモデル化し、波形マッチングをとる。さらに
同期検出部の同期タイミングで同相成分検出部は同相成
分を検出し、最後に前記符号化部は同相成分に応じて符
号に変換する。このように搬送波周波数付近のノイズを
モデル化することにより真のPSK変調波を抽出するこ
とができる。
照しながら説明する。図1は本発明に係る一実施例の構
成を示すブロック図である。201はBPSK(Binary
-PSK)方式の送信機、202は本発明に係るBPS
K変調波復調方式を用いた受信機である。
するアンテナ部、204は受信したPSK変調波を帯域
制限する帯域通過フィルタ部、205は受信機において
受信した変調波を一定時間毎にサンプリングし量子化す
る離散化部である。
タイム毎にタイムシフトするデータウインドウを与え、
離散化部205において量子化されたデータ列のうち前
記データウインドウ内のデータを基にそのデータウイン
ドウ内における変調波のパワースペクトル分布を最大エ
ントロピー法によって算出するパワースペクトル分布算
出部である。パワースペクトル分布算出部206では、
パワースペクトル分布を搬送波周波数帯域についてのみ
算出する。
06で算出されたパワースペクトル分布において最も支
配的な周波数を検出することによって搬送波周波数fc
を検出する搬送波周波数検出部である。また搬送波周波
数検出部207は、搬送波周波数fc の周波数付近のパ
ワースペクトルの中の、あるしきい値よりもピークレベ
ルの高いスペクトルをノイズ成分として検出する。
て検出された搬送波周波数fc および搬送波周波数付近
のノイズ成分の周波数を固定した条件下で、離散化部2
05で量子化されたデータウインドウ内のデータとPS
K変調波および搬送波周波数付近のノイズのモデルとの
マッチングが最もとれるよう同相成分を決定するととも
に、モデル化誤差を出力するモデル化部である。
モデル化誤差の変化の微分が負から正に変化するとき同
期タイミングを出力する同期検出部である。
同期タイミングでデータウインドウが1符号に同期した
ときの同相成分を検出する同相成分検出部、211は同
相成分検出部210の出力である同相成分の信号から基
底信号を取り出す符号化部であり、同相成分が正になっ
た時に符号「1」を、また負になった時に符号「0」を
出力することによって符号化を行なう。212は表示部
213への表示制御など受信機全体を司る制御部、21
3は符号化されたデータを表示する表示部である。
調方式受信機について、以下その動作を図1〜図5を用
いて詳細に説明する。
されたPSK変調波はBPSK変調波復調方式を用いた
受信機202のアンテナ部203にて受信され、帯域通
過フィルタ部204で帯域制限され、次の離散化部20
5でサンプリングすることによって量子化される。この
時のサンプリングタイムはt=(実数k)×(1符号期
間T)/(1符号期間のサンプリング数N)とし、この
サンプリングタイム毎に量子化される。このときのPS
K変調波データ列を{z(k)}とする。なお、K=
0,1,2…,Nであり、ある一つのデータウインドウ
についてN+1個のデータより成るPSK変調波データ
列{z(k)}が得られる。
は、データウインドウ内において(図2のように1符号
期間Tの幅を持つ)N+1個のPSK変調波データ{z
(0),z(1),…,z(N)}を基に、最大エント
ロピー法によってパワースペクトル分布を算出する。こ
の際、搬送波周波数fc 近辺の所定の帯域(搬送波周波
数帯域とする)についてのみパワースペクトル分布を算
出する。
たデータウインドウ内のN+1個のPSK変調波データ
を新たに{z(0),z(1),…,z(N)}とし、
このデータを基に、搬送波周波数帯域についてのみパワ
ースペクトル分布を算出する。
ータウインドウをシフトさせ、その度にパワースペクト
ル分布を算出し、全部でN通りのパワースペクトル分布
を得る。データウインドウのシフトする様子を図3に示
す。
の出力結果の一例であって、図4では帯域通過フィルタ
部204と同じ帯域のみ算出した例を示している。図4
に示すように搬送波周波数帯域では真の搬送波周波数f
c のパワースペクトルが最も支配的であり、真の搬送波
周波数fc よりもパワースペクトルのピークレベルが低
い周波数の成分をノイズとみなすことができる。
パワースペクトルのピークレベルの高い周波数を検出
し、このパワースペクトルの周波数を真の搬送波周波数
fc と判断する。
ペクトルの中で、あるしきい値PS0(図4の破線)よ
りも高いピークレベルをもつスペクトルの周波数を検出
する。ここでは、それらm個の周波数をピークレベルの
高い順にf1,f2,…,fmとする。
部にて検出された搬送波周波数fcおよび搬送波周波数
付近のノイズの周波数f1,f2,…,fmを固定した条
件下で、BPSK変調波及び搬送波周波数付近のノイズ
のモデル化を行う。以下、このモデル化について詳細に
説明する。
うに未知パラメータと基底関数の積で次の(数24)の
ように表現できる。
(数25)に示すように1×2行列である。
底関数で、次の(数26)に示すように2×1ベクトル
である。
(ti)も次の(数27)に示すように未知パラメータ
Hと基底関数gの積で表現できる。
り、次の(数28)のように表わされる。
り、次の(数29)のように表わされる。
は次の(数30)ように、PSK変調波:Sc(ti)
(数24)と搬送波周波数付近のノイズ:vc(ti)
(数27)の線形結合に置き換えることができ、モデル
化される。
を次の(数31)のように定義する。
c ,Hについて最小化を図ることは、PSK変調波の実
波形とモデル化した波形(数30)との波形マッチング
をとることと同意である。このときのモデル化誤差pは
次の(数32)のように表わされる。
ル化誤差pを求め、それが最小となるタイミングを見つ
ければ、そのタイミングにて受信信号から同相成分を検
出することができる。
ては、Hc の第1項目{Hc の(1,1)成分}の値す
なわちAc・cos(φi)の値が検出される。このAc・
cos(φi)の値は同相成分である。以降、同様にデ
ータウインドウを図3,,…,,…,のように
1サンプリングタイム毎にシフトさせながら、データウ
インドウ内のPSK変調波データ{z(0),z
(1),…,z(N)}を基にデータウインドウの現時
刻におけるモデル化誤差pおよび同相成分を出力する。
誤差pとデータウインドウの現時刻との関係を示すグラ
フであり、図3〜と図5〜とは対応している。
データウインドウが図3の位置ではPSK変調波も
搬送波周波数付近のノイズも最適な波形マッチングが可
能なため、図5のモデル化誤差pは最小値をとる。
しかし図3のようにデータウインドウが異なった符号
間にまたがっている場合には、PSK変調波の最適な波
形マッチングが不可のため、モデル化誤差pは大きくな
る。
号の変わり目に生じる未知パラメータの影響を表わすも
のとなり、モデル化誤差pが最小になったタイミング付
近でデータウインドウに同期をかければ、ノイズや符号
の変わり目に生じる未知パラメータの影響を小さくする
ことができる。
の変化(図5)を利用し、次のようにして同期タイミン
グをとる。具体的には、モデル化部208から出力され
たモデル化誤差pの時間的変化を検知するためにモデル
化部208から出力されたモデル化誤差pの信号を微分
し、その微分値が負から正に変化する時に同期タイミン
グを出力する。
8から出力された受信信号を受け、同期検出部209か
ら出力された同期タイミングでデータウインドウが1符
号に同期したときの信号を出力する。このタイミングで
の信号がほぼ同相成分であり、このようにして同相成分
を検出する。
から出力された同相成分を0レベルと比較し、同相成分
の正負により符号化を行う。
タは制御部212を介し表示部213に表示される。こ
うして、BPSK変調波の搬送波周波数付近にノイズが
加わっていても、その影響を受けにくい同期タイミング
を得ることが出来、正確にBPSK変調波を復調でき
る。
ついて、図面を参照しながら説明する。図6は本発明の
他の実施例の構成を示すブロック図である。214は4
相のPSK(Quadri-PSK:以降、QPSKと呼ぶ)
変調方式を用いた送信機、215は本発明に係る4相の
QPSK変調波復調方式を用いた受信機である。受信機
215において、216は送信機からの変調波を受信す
るアンテナ部、217は受信した変調波を帯域制限する
帯域通過フィルタ部、218は受信した変調波を一定時
間毎にサンプリングし量子化する離散化部である。
タイム毎にタイムシフトするデータウインドウを与え、
離散化部218において量子化されたデータ列のうち前
記データウインドウ内のデータを最大エントロピー法に
よってそのデータウインドウ内における変調波のパワー
スペクトル分布を最大エントロピー法によって算出する
パワースペクトル分布算出部である。
19で算出されたパワースペクトル分布において最も支
配的な周波数を検出することによって搬送波周波数fc
を検出する搬送波周波数検出部である。また搬送波周波
数検出部220は、搬送波周波数fc の周波数付近のパ
ワースペクトルの中の、あるしきい値よりもピークレベ
ルの高いスペクトルをノイズ成分として検出する。
て検出された搬送波周波数fc および搬送波周波数付近
のノイズの周波数を固定した条件下で、離散化部218
で量子化されたデータとQPSK変調波および搬送波周
波数付近のノイズのモデルとのマッチングが最もとれる
よう同相成分および直交成分を決定するとともに、モデ
ル化誤差を出力するモデル化部である。
ら正に変化するとき同期タイミングを出力する同期検出
部、223は同期検出部222から出力された同期タイ
ミングでデータウインドウが1符号に同期したときの同
相成分を検出する同相成分検出部、224は同期検出部
222から出力された同期タイミングでデータウインド
ウが1符号に同期したときの直交成分を検出する直交成
分検出部である。
た同相成分と直交成分検出部224で検出された直交成
分から、変調位相を検出する変調位相検出部である。2
26は表示部227への表示制御など受信機全体を司る
制御部、227は符号化されたデータを表示する表示部
である。
調方式受信機について、以下その動作を図3、図6、図
7を用いて詳細に説明する。
信されたQPSK変調波は図7のようにQ変調位相φi
をもつ。Q変調位相φi は次の(数33)のように表す
ことができる。
復調方式受信機215のアンテナ部216で受信され、
搬送波周波数検出部220で搬送波周波数fc および搬
送波周波数付近のノイズの周波数f1,f2,…,fmを
検出するまでの過程は前述の実施例1と同様である。
部にて検出された搬送波周波数fcおよび搬送波周波数
付近のノイズの周波数f1,f2,…,fmを固定した条
件下で、前述の実施例と同様に(数31)を最小化する
ことにより、図3のデータウインドウにおけるHc の
第1項目{Hc の(1,1)成分}の値すなわちAc・c
os(φi)の値(つまり同相成分)、およびHc の第
2項目{Hc の(1,2)成分}の値すなわちAc・si
n(φi)の値(つまり直交成分)が検出される。以
降、同様にデータウインドウを図3,,…,,
…,のように1サンプリングタイム毎にシフトさせな
がら、データウインドウ内のQPSK変調波データ{z
(0),z(1),…,z(N)}を基にデータウイン
ドウの現時刻におけるモデル化誤差p、同相成分および
直交成分を出力する。
誤差pの変化は同期検出部にて微分され、微分値が負か
ら正に変化する時に同期タイミングを出力する。
から出力された同期タイミングでデータウインドウが1
符号に同期したときの同相成分を検出する。それと同時
に直交成分検出部224は同期検出部222から出力さ
れた同期タイミングでデータウインドウが1符号に同期
したときの直交成分を検出する。
部223から出力された同相成分Ac・cos(φi)
と、直交成分検出部224から出力された直交成分Ac
sin(φi)から、次の(数34)および(数35)
に示すように求める。
πであれば、変調位相φi は次の(数36)に示すよう
にψS1とψc1の平均をとることによって検出される。
7)の様に符号判定され、QPSK変調波の復調が完了
する。
号データは制御部226を介し表示部227に表示され
る。
付近のノイズが加わっていても、正確にQPSK変調波
を復調できる。
る復調方式について説明したが、2相または4相以上の
多相のPSK変調波にも(数37)の変換式を取り替え
るだけで適用できるのは言うまでもない。
をサンプリングする離散化部と、このサンプリングされ
たデータからパワースペクトル分布を算出するパワース
ペクトル分布算出部と、このパワースペクトル分布か
ら、搬送波周波数とノイズ成分の周波数とを区別する搬
送波周波数検出部と、前記離散化部で量子化されたデー
タと、PSK変調波および搬送波周波数付近のノイズの
モデルとのマッチングが最もとれるよう同相成分を決定
するとともにモデル化誤差を算出するモデル化部とを設
け、このモデル化誤差が最も小さくなる点にて同期タイ
ミングを出力し、この同期タイミングで同期したときの
同相成分を検出し、この同相成分の信号から基底信号を
取り出すように構成したことにより、真のPSK変調波
を抽出し、その結果、搬送波周波数帯域のノイズによる
誤符号化を回避し、PSK変調波の正確な復調が可能で
ある。
方式受信機のブロック図
ウインドウの関係図
のシフト方式図
ル分布を示す図
すグラフ
方式受信機のブロック図
ウインドウの関係図
図
Claims (4)
- 【請求項1】受信した変調波を一定時間毎にサンプリン
グし量子化する離散化部と、 前記離散化部において量子化されたデータにデータウイ
ンドウを与えてこのデータウインドウ内のデータを最大
エントロピー法によってそのデータウインドウ内におけ
る変調波のパワースペクトル分布を算出するパワースペ
クトル分布算出部と、 前記パワースペクトル分布算出部で算出されたパワース
ペクトル分布から、搬送波周波数のパワースペクトル
と、ノイズ成分のパワースペクトルとを区別する搬送波
周波数検出部と、 前記搬送波周波数検出部において検出された搬送波周波
数および搬送波周波数付近のノイズの周波数を固定した
条件下で、前記離散化部で量子化されたデータウインド
ウ内のデータと、フェーズ・シフト・キーイング変調波
および搬送波周波数付近のノイズのモデルとのマッチン
グが最もとれるよう同相成分を決定するとともに、モデ
ル化誤差を算出するモデル化部と、 前記モデル化部から出力されたモデル化誤差が最も小さ
くなる点付近のタイミングにて同期タイミングを出力す
る同期検出部と、 前記同期検出部から出力された同期タイミングでデータ
ウインドウが1符号に同期したときの同相成分を検出す
る同相成分検出部と、 前記同相成分検出部出力である同相成分の信号から基底
信号を取り出す符号化部とを設けたことを特徴とするフ
ェーズ・シフト・キーイング変調波復調装置。 - 【請求項2】パワースペクトル分布算出部は、離散化部
において量子化されたデータのうち、1符号期間長で1
サンプリングタイム毎にタイムシフトするデータウイン
ドウ内のデータを最大エントロピー法によってそのデー
タウインドウ内における変調波のパワースペクトル分布
を算出するように構成され、 搬送波周波数検出部は、前記パワースペクトル分布算出
部で算出されたパワースペクトル分布において最も支配
的な周波数を搬送波周波数として検出し、さらにこの搬
送波周波数以外であってあるしきい値よりもピークが高
いパワースペクトルの周波数をノイズの周波数として検
出することを特徴とする請求項1記載のフェーズ・シフ
ト・キーイング変調波復調装置。 - 【請求項3】同期検出部は、モデル化部から出力された
モデル化誤差の変化の微分が負から正に変化するとき同
期タイミングを出力し、符号化部は同相成分検出部出力
である同相成分の正負により符号化を行うことを特徴と
する請求項1記載のフェーズ・シフト・キーイング変調
波復調装置。 - 【請求項4】送信機において4相のフェーズ・シフト・
キーイング方式で変調され送出された変調波を受け、搬
送波周波数付近のノイズをモデル化することにより真の
フェーズ・シフト・キーイング変調波を抽出し、復調す
る復調装置であって、 受信機において受信した変調波を一定時間毎にサンプリ
ングし量子化する離散化部と、 前記離散化部において量子化されたデータに1符号期間
長で1サンプリングタイム毎にタイムシフトするデータ
ウインドウを与え、このデータウインドウ内のデータを
最大エントロピー法によってそのデータウインドウ内に
おける変調波のパワースペクトル分布を搬送波周波数帯
域についてのみ算出するパワースペクトル分布算出部
と、 前記パワースペクトル分布算出部で算出されたパワース
ペクトル分布において最も支配的な周波数を搬送波周波
数として検出し、さらにこの搬送波周波数以外であって
あるしきい値よりもピークが高いパワースペクトルの周
波数をノイズの周波数として検出する搬送波周波数検出
部と、 前記搬送波周波数検出部において検出された搬送波周波
数および搬送波周波数付近のノイズの周波数を固定した
条件下で、前記離散化部で量子化されたデータウインド
ウ内のデータと、フェーズ・シフト・キーイング変調波
および搬送波周波数付近のノイズのモデルとのマッチン
グが最もとれるよう同相成分および直交成分を決定する
とともに、モデル化誤差を算出するモデル化部と、 前記モデル化部から出力されたモデル化誤差の変化の微
分が負から正に変化するとき同期タイミングを出力する
同期検出部と、 前記同期検出部から出力された同期タイミングでデータ
ウインドウが1符号に同期したときの同相成分を検出す
る同相成分検出部と、 前記同期検出部から出力された同期タイミングでデータ
ウインドウが1符号に同期したときの直交成分を検出す
る直交成分検出部と、 前記同相成分検出部で検出された同相成分と前記直交成
分検出部で検出された直交成分から変調位相を検出する
変調位相検出部とを設けたことを特徴とするフェーズ・
シフト・キーイング変調波復調装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7020392A JPH08214035A (ja) | 1995-02-08 | 1995-02-08 | フェーズ・シフト・キーイング変調波復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7020392A JPH08214035A (ja) | 1995-02-08 | 1995-02-08 | フェーズ・シフト・キーイング変調波復調装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08214035A true JPH08214035A (ja) | 1996-08-20 |
Family
ID=12025756
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7020392A Pending JPH08214035A (ja) | 1995-02-08 | 1995-02-08 | フェーズ・シフト・キーイング変調波復調装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH08214035A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2003017609A1 (en) * | 2001-08-14 | 2003-02-27 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Demodulation apparatus and method in a communication system employing 8-ary psk modulation |
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1995
- 1995-02-08 JP JP7020392A patent/JPH08214035A/ja active Pending
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