CN1630201B - Ask解调装置与应用ask解调装置的无线装置 - Google Patents

Abstract

延迟单元将检测信号延迟小于NRZ数据中的1比特时间。减法单元对延迟信号和所述检测信号进行相减，并输出结果信号。时钟提取单元从减法信号的交叉点提取时间间隔大于或等于Tb-α且小于或等Tb+β的交叉点(0＜α≤Tb/8,0＜β≤Tb：Tb是NRZ数据中的1比特时间)，并输出与所述提取的交叉点同步的同步信号。时钟恢复单元使时钟信号同步于所述同步信号的相位，并输出数据时钟信号。确定单元根据所述数据时钟信号，确定从所述减法单元输出的所述减法信号的极性，并输出确定结果作为NRZ数据。

Description

ASK解调装置与应用ASK解调装置的无线装置

技术领域

本发明涉及一种解调装置和使用该解调装置的无线装置，该解调装置用于对经预定方案编码的数据序列调制的信号进行解调。本发明尤其涉及一种用于ASK(幅移键控)解调装置和使用该ASK解调装置的无线装置，所述ASK解调装置用于对通过对由曼彻斯特编码NRZ(不归零)数据数据序列(曼彻斯数据)进行ASK调制的载波进行调制而获得的信号(下文中称为已调信号)进行解调。

背景技术

曼彻斯特编码是一种编码数据的方案，在这种方案中，把NRZ数据“0”映射成“01”，而把NRZ数据“1”映射成“10”。这样，在曼彻斯特编码中，一个比特转换成二比特码。因此，在曼彻特编码的每个比特时间的中间，总是存在电平转换。注意，在曼彻斯特编码中，NRZ数“0”可被映射成“01”，而NRZ数据“1”可被映射成“01”。然而，在下面的描述中，将采用首先描述的映射规则，即NRZ数据“0”映射成“01”，而NRZ数据“1”映射成“10”。将理解到，后一映射规则也能使用在本发明中。

将简单地描述用于对由曼彻斯特编码数据序列进行ASK调制的已调信号进行解调的解调装置工作原理。首先，传统ASK解调装置用诸如同步检测或异步检测(包络检测)之类的方法检测出由曼彻斯特编码数据序列进行ASK调制的已调信号，并获得一个检测信号(detected signal)。接着，传统ASK解调装置对该检测信号与基准阈值比较，以决定哪个较大，并获得作为经曼彻斯特编码的数据序列的曼彻斯特数据。最后，传统ASK解调装置对曼彻斯特数据进行曼彻斯解码，并输出NRZ数据，此数据是一个经NRZ编码的数据序列，还输出一个数据时钟信号，此时钟信号是同步于NRZ数据的一个时钟信号。即，除了曼彻斯特解码外，传统解调装置执行与用于对NRZ编码数据序列进行ASK调制的已调信号进行解调的过程相同的过程。

通常，检测信号的平均值用作为解调以编码数据序列进行ASK调制的已调信号的阈值，而不管此数据序列是用NRZ编码还是曼彻斯特编码进行编码的。

日本特许专利公开号2000-78211(专利文件1)揭示了一种技术，其中，检测信号的最大和最小值的平均值用作进行经ASK调制的NRZ码的高质量解调的阈值。

在对以NRZ编码数据序列进行ASK调制的已调信号进行解调的情况下，如果在获得检测信号的平均值的时间周期或在获得检测信号的最大值和最小值的平均值的时间周期中连续输入“0”或“1”，则传统ASK解调装置不可能计算出正确的阈值。这样，获得平均值所用的时间周期必须要比比特时间长得多。然而，获得平均值的太长的时间周期会使响应速度变慢。结果，在对以经NRZ编码的数据序列进行ASK调制的已调信号进行解调的情况下，传统ASK解调装置不可能根据检测信号的电平变化而快速改变阈值。

另一方面，在对以曼彻斯编码数据序列进行ASK调制的已调信号进行ASK解调的情况下，“0”和“1”始终含在一个比特时间之内。这样，与对以经NRZ编码的数据序列进行ASK调制的已调信号进行解调的情况相比，传统ASK解调装置不需要为获得平均值而设置一个长的时间周期。结果，传统ASK解调装置容易按照检测信号的电平变化而改变阈值。

图28是示出在专利文献1中揭示的传统ASK解调装置90的结构的框图。在图28中，传统ASK解调装置90包括：极值检测单元91、移动平均单元92、平均单元93和二进制计算单元94。下文中，将叙述以曼彻斯特编码数据序列进行ASK调制的已调信号被解调时的传统ASK解调装置的工作原理。通过使用诸如同步检测或异步检测之类的方法对以曼彻斯特编码数据序列进行ASK调制的已调信号进行检测而获得的检测信号输入至ASK解调装置90。用于与检测信号作比较的阈值是由极值检测单元91、移动平均单元92和平均单元93计算出来的。极值检测单元91检测多个预定时间周期内的输入检测信号的最大值和最小值，并将检测到的值输入到移动平均单元92。移动平均单元92获得多个预定时间周期内的多个最小值的平均值及多个预定时间周期内的多个最大值的平均值，并将结果值(这些结果值是移动平均值)输入到平均单元93。平均单元93根据从移动平均单元92输入的最大值的移动平均值和最小值的移动平均值来计算平均值，将计算出的结果值输入到二进制计算单元94。二进制计算单元94将检测信号与从平均单元93输出的阈值进行比较，以确定哪个较大，并输出曼彻斯特数据，此数据就是曼彻斯特编码数据序列。曼彻斯数据是一个具有“0”或“1”的二进制信号，并被输入到紧随其后的曼彻斯特解码单元(未示出)。曼彻斯特解码单元通过检测曼彻斯特数据的变化点来进行时钟恢复，并对曼彻斯特码进行解码，从而输出作为NRZ编码数据序列的NRZ数据，以及输出一个数据时钟信号，此数据时钟信号与NRZ数据同步。如此，对检测信号进行解调。

日本特许专利公开号2001-211214(专利文件2)揭示了一种与检测信号波形无关的提高曼彻斯特数据的占空比的方法。在该方法中，阈值是基于曼彻斯特数据而被控制的，受控的阈值与检测信号比较，以确定哪个较大，由此获得曼彻斯特数据。即，在用来基于曼彻斯特数据控制阈值的电路和用来比较阈值和检测信号以确定哪个较大的电路之间，产生了一个反馈回路，由此，阈值是收敛的。结果，提高了占空比。

图29A是例示出图28所示的传统ASK解调装置90中的检测信号的眼图(eye pattern)。图29B例示出图28所示的传统ASK解调装置90中的曼彻斯特数据的眼图。图29C例示出占空比为50％的曼彻斯特数据的眼图。在下文中，参考图29A、29B、29C，将描述图28所示的传统解调装置90的缺陷。

例如，假定具有如图29A所例示的眼图的检测输入到传统ASK解调装置中。横轴表示按比特时间归一化表示的时间。纵轴表示信号幅度。很显然，图29A所示的检测信号失真且不对称，其中，曲线上部的形状不同于其下部的形状。在由图28所示的ASK解调装置90获得阈值的情况中，检测信号的最大值和最小值的平均值用作为阈值。这样，图29A中的由虚线表示的值用作该阈值。结果，如图29B所示，获得高抖动的曼彻斯数据。理想地，如图29C所示，希望获得50％占空比的曼彻斯数据。在此，占空比是曼彻斯特数据的高电平周期对NRZ数据中的一个比特时间的比率。如图29B所示的，如果曼彻斯特数据的占空比不是50％，在曼彻斯特解码单元中的时钟恢复是不稳定的。这样，当曼彻斯特码被解码时，经常产生比特误码。类似地，即使使用将检测信号的平均值用作阈值的方法，当检测信号失真时，曼彻斯特数据的占空比也可能不是50％。

并且，专利文件2所揭示的方法有以下缺点。反馈回路在阈值的可变性和回路对诸如噪音等干扰的稳定性之间具有折衷。这样，如专利文件2所揭示的方法，在例如足够快地改变阈值以处理接收到数据分组或检测信号的电平变化的情况下是有局限的。为了同时实现阈值的可变性和稳定性，专利文件2所揭示的方法另外需要一个复杂的控制电路，并需要对其进行精密调整。

如此，采用将检测信号与阈值相比较以检测哪个较大的方法的传统ASK解调装置具有缺点，即如果检测信号失真，则不可能获得具有50％占空比的曼彻斯特数据。并且，采用将检测信号与阈值相比较以检测哪个较大的方法的传统ASK解调装置具有缺点，即需要控制阈值的复杂控制电路及对控制电路的精密调整，才能获得具有50％占空比的曼彻斯数据。

发明内容

因引，本发明的目的是提供：一种无需基于检测信号计算和控制阈值的，用于解调某一已调信号的ASK解调装置；以及一种使用ASK解调装置的无线装置。该已调信号已被曼彻斯编码数据序列经过ASK调制的。

本发明达到上述目的的下列功能。本发明指向用于解调某一已调信号的ASK解调装置，该已调信号已被曼彻斯编码NRZ数据获得的数据序列经过ASK调制的。该ASK解调装置包括：延迟单元，用于将通过检测所述已调信号获得的一个检测信号延迟小于NRZ数据的1比特时间，并输出该合成信号作为延迟信号；减法单元，用于对从所述延迟单元输出的延迟信号和检测信号进行减法，并输出合成信号，作为一个减法信号；时钟提取单元，用于从减法单元输出的减法信号和阈值互相相交的交叉点中提取那些时间间隔大于或等于Tb-α且小于或等于Tb+β的交叉点(0＜α≤Tb/8，0＜β≤Tb：Tb是NRZ数据中的1比特时间)，并输出与提取的交叉点同步的一个同步信号；时钟恢复单元，用于使含有与NRZ数据比特率相同速率的时钟信号同步于从时钟提取单元输出的同步信号的相位，并输出一个数据时钟信号；及确定单元，用于依据从时钟恢复单元输出的数据时钟信号，确定从减法单元输出的减法信号的极性，并输出一个确定结果，作为NRZ数据。

较佳地，延迟单元可将检测信号延迟大于或等于3/24比特时间且小于或等于0.5比特时间，并输出合成信号，作为延迟信号。

较佳地，延迟单元可将检测信号延迟大于或等于0.5比特时间且小于或等于21/24比特时间，并输出合成信号，作为延迟信号。

较佳地，延迟单元可将检测信号延迟0.5比特时间，并输出合成信号，作为延迟信号。

较佳地，提取单元可从减法单元输出的减法信号的交叉点从提取那些时间为Tb的交叉点，并输出与该提取的交叉点同步的一个同步信号。

较佳地，ASK解调装置可包括一个低通滤波器，连接到数据提取单元的前一级或后一级，该低通波器由延迟单元和减法单元组成，以滤去包含在输入信号中的高频成分。

较佳地，该低通滤波器可以是一个积分滤波器，用于对输入信号积分某一预定时间周期。

较佳地，积分滤波器的积分周期可以小于1比特时间。

较佳地，积分滤波器的积分周期可以为0.5比特时间。

本发明也指向一种用于发送和接收某一已调信号的无线装置，该已调信号是由曼彻斯特编码NRZ数据获得的数据序列经过ASK调制的。该无线装置包括：帧产生单元，用于通过将等发送的信息数据构成一帧产生帧数据，该信息数据是NRZ数据；曼彻斯特编码单元，用于对由帧产生单元产生的帧数据进行曼彻斯特编码，并输出合成数据，作为曼彻斯特数据；ASK调制单元，用于由曼彻斯特编码单元输出的曼彻斯特数据对一个载波进行ASK调制，并输出该已调信号；检测单元，用于检测从另一个无线装置发送的已调信号，并输出一个检测信号；ASK解调单元，用于对来自检测单元的检测信号进行解调，并输出NRZ数据和一个数据时钟信号；及帧处理单元，用于依据从ASK解调单元输出的NRZ数据和数据时钟信号，提取信息数据，并输出该信息数据。帧产生单元产生帧数据，以使那里包含至少一个或多个NRZ数据型式“101”或“010”。ASK解调单元包括：延迟单元，用于将来自检测单元的检测信号延迟小于NRZ数据中的1比特时间，并输出合成信号，作为延迟信号；减法单元，用于对从延迟单元输出的延迟信号和检测信号进行减法，并输出合成信号，作为减法信号；时钟提取单元，用于从减法单元输出的减法信号与一个阈值互相相交的交叉点中提取那些时间间隔大于或等于Tb-α且小于或等于Tb+β的交叉点(0＜α≤Tb/8，0＜β≤Tb：Tb是NRZ数据中的1比特时间)，并输出与提取的交叉点同步的一个同步信号；时钟恢复单元，用于使含有与NRZ数据比特率相同速率的时钟信号同步于从时钟提取单元输出的同步信号的相位，并输出合成信号，作为数据时钟信号；及确定单元，用于依据从时钟恢复单元输出的数据时钟信号，确定从减法单元输出的减法信号的极性，并输出一个确定结果，作为NRZ数据。

较佳地，帧产生单元可产生帧数据，以使至少一个或多个NRZ数据型式“101”或“010”包含在帧数据的帧头内。

较佳地，帧产生单元可将信息数据划分为多块数据块，并产生帧数据，以使至少一个或多个NRZ数据型式“101”或“010”包含在相邻数据块之间。

较佳地，帧产生单元可将信息数据划分为多块数据块。当数据块的最后比特为“1”时，帧产生单元可在数据块之后立即插入从“01”开起的一个NRZ数据型式，以产生帧数据；另一方面，当数据块的最后比特为“0”时，帧产生单元可在数据块之后立即插入从“10”开起的一个NRZ数据型式，以产生帧数据。

较佳地，帧产生单元将信息数据划分为多块数据块。当数据块的第1比特为“1”时，帧产生单元可在数据块之前立即插入以“10”结束的一个NRZ数据型式，以产生帧数据。另一方面，当数据块的第1比特为“0”时，帧产生单元可在数据块之前立即插入以“01”结束的一个NRZ数据型式，以产生帧数据。

较佳地，仅当接收到预先插入到帧数据的型式“101”或“010”时，时钟提取单元可提取交叉点。

本发明也指向一种用于发送某一已调信号的发射装置，该已调信号已被曼彻斯编码NRZ(非归零)数据获得的数据序列经过ASK(幅移键控)调制。发射装置包括：帧产生单元，用于通过将等发送的信息数据构成一帧产生帧数据，该信息数据是NRZ数据；曼彻斯特编码单元，用于对由帧产生单元产生的帧数据进行曼彻斯特编码，并输出合成数据，作为曼彻斯特数据；ASK调制单元，用于由曼彻斯特编码单元输出的曼彻斯特数据对一个载波进行ASK调制，并输出该已调信号。帧产生单元产生帧数据，以使至少一个或多个NRZ数据型式“101”或“010”包含在其中。

本发明也指向一种用于接收某一种已调信号的接收装置，该已调信号是由曼彻斯特编码NRZ(非归零)数据获得的数据序列经过ASK(幅移键控)调制的，曼彻斯特编码数据包括至少一个或多个型式“101”或“010”，该接收装置包括：检测单元，用于检测从另一个无线装置发送的已调信号，并输出一个检测信号；ASK解调单元，用于对来自检测单元的检测信号进行解调，并输出NRZ数据和一个数据时钟信号；及帧处理单元，用于依据从ASK解调单元输出的NRZ数据和数据时钟信号，提取信息数据，并输出该信息数据。该ASK解调单元包括：延迟单元，用于将来自检测单元的检测信号延迟小于NRZ数据中的1比特时间，并输出一个合成信号，作为延迟信号；减法单元，用于对从延迟单元输出的延迟信号和检测信号进行减法，并输出一个合成信号，作为减法信号；时钟提取单元，用于从减法单元输出的减法信号与一个阈值互相相交的交叉点中提取那些时间间隔大于或等于Tb-α且小于或等于Tb+β的交叉点(0＜α≤Tb/8，0＜β≤Tb：Tb是NRZ数据中的1比特时间)，并输出与提取的交叉点同步的一个同步信号；时钟恢复单元，用于使含有与NRZ数据比特率相同速率的时钟信号同步于从时钟提取单元输出的同步信号的相位，并输出一个数据时钟信号；及确定单元，用于依据从时钟恢复单元输出的数据时钟信号，确定从减法单元输出的减法信号的极性，并输出一个确定结果，作为NRZ数据。

本发明也指向一种用于对某一已调信号进行解调的集成电路，该已调信号是由曼彻斯特编码NRZ(非归零)数据获得的数据序列经过ASK(幅移键控)调制的。该集成电路包括：延迟单元，用于将通过检测已调信号获得的一个检测信号延迟小于NRZ数据中的1比特时间，并输出一个合成信号，作为延迟信号；减法单元，用于对从延迟单元输出的延迟信号和检测信号进行减法，并输出一个合成信号，作为减法信号；时钟提取单元，用于从减法单元输出的减法信号与一个阈值互相相交的交叉点中提取那些时间间隔大于或等于Tb-α且小于或等于Tb+β的交叉点(0＜α≤Tb/8，0＜β≤Tb：Tb是NRZ数据中的1比特时间)，并输出与提取的交叉点同步的一个同步信号；时钟恢复单元，用于使含有与NRZ数据比特率相同速率的时钟信号同步于从时钟提取单元输出的同步信号的相位，并输出一个数据时钟信号；及确定单元，用于依据从时钟恢复单元输出的数据时钟信号，确定从减法单元输出的减法信号的极性，并输出一个确定结果，作为NRZ数据。

本发明也指向一种用于发送和接收某一已调信号的集成电路，该已调信号是由曼彻斯特编码NRZ(非归零)数据获得的数据序列经过ASK(幅移键控)调制的。该集成电路包括：帧产生单元，用于通过将等发送的信息数据构成一帧产生帧数据，该信息数据是NRZ数据；曼彻斯特编码单元，用于对由帧产生单元产生的帧数据进行曼彻斯特编码，并输出合成数据，作为曼彻斯特数据；ASK调制单元，用于从曼彻斯特编码单元输出的曼彻斯特数据对一个载波进行ASK调制，并输出一个已调信号；检测单元，用于检测从另一个无线装置发送的已调信号，并输出一个检测信号；ASK解调单元，用于对来自检测单元的检测信号进行解调，并输出NRZ数据和一个数据时钟信号；及帧处理单元，用于依据从ASK解调单元输出的NRZ数据和数据时钟信号，提取信息数据，并输出该信息数据。帧产生单元产生帧数据，以使那里包含至少一个或多个NRZ数据型式“101”或“010”。ASK解调单元包括：延迟单元，用于将通过检测已调信号获得的一个检测信号延迟小于NRZ数据中的1比特时间，并输出一个合成信号，作为延迟信号；减法单元，用于对从延迟单元输出的延迟信号和检测信号进行减法，并输出一个合成信号，作为减法信号；时钟提取单元，用于从减法单元输出的减法信号与一个阈值互相相交的交叉点中提取那些时间间隔大于或等于Tb-α且小于或等于Tb+β的交叉点(0＜α≤Tb/8，0＜β≤Tb：Tb是NRZ数据中的1比特时间)，并输出与提取的交叉点同步的一个同步信号；时钟恢复单元，用于使含有与NRZ数据比特率相同速率的时钟信号同步于从时钟提取单元输出的同步信号的相位，并输出一个数据时钟信号；及确定单元，用于依据从时钟恢复单元输出的数据时钟信号，确定从减法单元输出的减法信号的极性，并输出一个确定结果，作为NRZ数据。

在下文中，将描述本发明的效果。按照本发明，依据对检测信号和经延迟小于1比特时间的延迟信号进行减法获得的减法信号交叉点，调整数据时钟信号的相位，依据相位调整的数据时钟信号确定减法信号的极性，并输出NRZ数据。这样，有可能提供：不需要依据检测信号对阈值进行计算和控制的一种ASK解调装置；及使用ASK解调的一种无线装置。同样，即使检测信号失真，第一和最后比特信号的幅度值不会变化。这样，不需要专门的阈值控制。此外，由延迟单元和减法单元组成的一种简单配置能获得用于极性确定的信号和数据时钟信号。这样，不需要使用需要精密调整的复杂控制电路。特别地，在本发明中，应用相同的信号作为用于数据时钟信号的极性确定和相位调整的一个减法信号，由此，由一种非常简单配置执行NRZ数据的解调和数据时钟信号的恢复。同样地，通过为某一时间间隔提供一个边界α和β，即使在交叉点间的时间间隔内产生抖动，有可能恢复数据时钟信号，在该时间间隔检测交叉点。大于Tb/8的α值将提高将错误地将3Tb/4检测为一个交叉点间隔的可能性。这样，为了恢复一个正确的数据时钟信号，较佳地，α值应等于或小于Tb/8。同样地，交叉点间隔决不能超过2Tb，由此，较佳地，β值应等于或小于Tb。

通过将延迟量设置到大于或等于3/24比特时间且小于或等于0.5比特时间，或大于或等于0.5比特时间且小于或等于21/24比特时间，能希望按一种精确方式对NRZ数据进行解调。同样地，通过将延迟量设置到大于或等于0.5比特时间且小于或等于21/24比特时间，时钟提取单元能容易地检测交叉点。当延迟量为0.5比特时，有可能以最精确方式对NRZ数据进行解调。

时钟提取单元提取那些时间间隔为Tb的交叉点，由此，有可能获得一个最佳数据时钟信号，用于检测减法信号的极性。

同样地，通过将低通滤波器连接到数据提取单元的前一级或后一级，有可能滤去高频成分。结果，有可能提高信噪比，并提供极好的比特误码率特性。

通过将积分滤波器用作低通滤波器，并将积分周期设置为小于1比特时间，有可能防止滤去NRZ数据成分。结果，有可能获得更极好的比特误码率特性。通过将积分周期设置为0.5比特时间，可由数据提取单元和积分滤波器组成一种校正接收机，用于获得检测信号和矩形信号之间的一个校正。结果，改善了比特误码率特性。同样地，时钟提取单元在交叉点检测时间经受较小的噪声。

此外，通过产生帧数据，以使其中包括型式“101”或“010”，有可能正确地对信号数据进行解调。在该帧的帧头内含有上述型式的情况中，在前同步码中调整数据时钟信号的相位，由此，能正确地对紧随唯一字后的信息数据进行解调。另一方面，在信息数据内含有上述型式的情况中，有可能在信息数据接收期间，调整数据时钟信号的相位。同样地，通过依据划分的信息数据的最后或第一比特，缩短待插入的最小型式，有可能改善发送效率。

同样地，通过仅当故意地插入型式“101”或“010”时，迫使时钟提取单元检测交叉点，有可能当未接收到上述型式时，能防止错误地进行时钟恢复。结果，有可能使比特误码个数减少到最少。

从下面连同附图的本发明详细描述中将更能明白本发明的这些和其他目的，功能，方面和优点。

附图说明

图1是说明根据本发明的第一实施例的ASK解调装置1的结构的框图；

图2A是示出对应于NRZ数据的检测信号的幅度波形的例图；

图2B是示出延迟了0.5比特时间的从延迟单元11输出的检测信号(延迟信号)的幅度波形的例图；

图2C是示出通过从延迟检测信号(延迟信号)的幅度值中减去预延迟检测信号的幅度值而获得的、并从减法单元12输出的信号波形的例图；

图2D是示出从时钟提取单元13输出的同步信号的例图；

图2E是示出从时钟恢复单元14输出的数据时钟信号的例图；

图2F是示出从确定单元15输出的NRZ数据的例图；

图3是示出时钟提取单元13的功能结构的一个例子的框图；

图4是示出延迟单元11的延迟量为1/24比特时间的情况下的数据提取单元10的输出信号的眼图的例图；

图5是示出延迟单元11的延迟量为3/24比特时间的情况下的数据提取单元10的输出信号的眼图的例图；

图6是示出延迟单元11的延迟量为6/24比特时间的情况下的数据提取单元10的输出信号的眼图的例图；

图7是示出延迟单元11的延迟量为9/24比特时间的情况下的数据提取单元10的输出信号的眼图的例图；

图8是示出延迟单元11的延迟量为12/24(＝0.5)比特时间的情况下的数据提取单元10的输出信号的眼图的例图；

图9是示出延迟单元11的延迟量为15/24比特时间的情况下的数据提取单元10的输出信号的眼图的例图；

图10是示出延迟单元11的延迟量为18/24比特时间的情况下的数据提取单元10的输出信号的眼图的例图；

图11是示出延迟单元11的延迟量为21/24比特时间的情况下的数据提取单元10的输出信号的眼图的例图；

图12是示出延迟单元11的延迟量为23/24比特时间的情况下的数据提取单元10的输出信号的眼图的例图；

图13是示出延迟单元11的延迟量为1比特时间的情况下的数据提取单元10的输出信号的眼图的例图；

图14是示出根据本发明的第二实施例的ASK解调装置2的结构的框图；

图15是示出积分滤波器30的结构的一个例子的框图；

图16A是检测信号的眼图的例图；

图16B是示出数据提取单元10的输出信号的眼图的例图；

图16C是示出积分滤波器30的输出信号的眼图的例图；

图17是示出在积分滤波器30连接到数据提取单元10的前一级的情况下的ASK解调装置的结构的例图；

图18是示出以有限脉冲响应(FIR)滤波器形式构成的低通滤波器的结构的例图；

图19是示出根据本发明的第三实施例的无线系统和无线装置3的结构的框图；

图20是示出信息数据的数据结构和由帧产生单元32产生的帧数据的数据结构的例图；

图21是示出信息数据的数据结构、划分为多个块的信息数据的数据结构、及帧数据的数据结构的例图；

图22是示出信息数据的数据结构、划分为多个块的信息数据的数据结构、及帧数据的数据结构的一个例子的例图；

图23是示出帧数据的数据结构的另一个例子的例图；

图24是示出根据本发明的第六实施例的无线系统和无线装置5的结构的例图；

图25是示出ASK解调单元38a的结构的框图；

图26是示出第一型式时钟恢复控制信号、检测信号、及同步信号之间的关系的例图；

图27是示出第二型式时钟恢复控制信号、检测信号、及同步信号之间的关系的例图；

图28是示出专利文献1揭示的传统ASK解调装置的结构的框图；

图29A是示出图28所示的传统ASK解调装置90中的检测信号的眼图的例图；

图29B是示出图28所示的传统解调装置90中的曼彻斯特数据的眼图例图；及

图29C是示出50％占空比的曼彻斯特数据的眼图的例图。

具体实施方式

下文中，将参考附图描述本发明的实施例。

(第一实施例)

图1是说明根据本发明的第一实施例的ASK解调装置1的结构的框图。在图1中，ASK解调装置1包括：数据提取单元10、时钟提取单元13、时钟恢复单元14、及确定单元15。数据提取单元10包括：延迟单元11和减法单元12。

检测单元(未示出)用诸如同步检测或异步检测之类的方法对以曼彻斯编码数据序列(曼彻斯特数据)进行ASK调制的已调信号进行检测，并将该检测信号输出到数据提取单元10。

数据提取单元10输出含有有关预先曼彻斯编码的NRZ数据的信息(下文中称为NRZ数据分量)的信号。

时钟提取单元13从数据提取单元10的输出信号中提取具有与比特率相同速率的分量(下文中称为时钟分量)，并输出所提取的分量作为同步信号。

下面将详细描述数据提取单元10和时钟提取单元13的工作原理。

时钟恢复单元14使具有与比特率相同速率的时钟信号的相位与同步信号的相位相同步，并输出数据时钟信号。例如，PLL(相锁环路)电路可以用作时钟恢复单元14。

确定单元15依据由时钟恢复单元14恢复的数据时钟信号来确定数据提取单元10的输出信号的极性，并输出NRZ数据，该NRZ数据是NRZ编码数据序列。

将描述数据提取单元10的工作原理。数据提取单元10在通过将检测信号延迟0.5比特时间而获得的信号的幅度值和检测信号的幅度值之间进行减法运算，并输出结果。这里，1比特时间是对应于1比特NRZ数据的时间，表示为比特率的倒数。将输入到数据提取单元10的检测信号输入到延迟单元11和减法单元12。延迟单元11将检测信号延迟0.5比特时间，并输出该延迟信号。减法单元12输出通过从延迟信号的幅度减去检测信号的幅度而获得的结果。如此，数据提取单元10在将检测信号延迟0.5比特时间而获得的信号幅度值和检测信号的幅度值之间进行减法运算，由此，由于下面的原因，数据提取单元10能够输出包含来自检测信号的NRZ数据分量的信号。

当NRZ数据经曼彻斯特编码时，NRZ数据的符号“0”(下文中称为“0”)被映射成“01”，而NRZ数据的符号“1”(下文中称为“1”)被映射成“10”。当对作为曼彻斯特编码数据序列的曼彻斯特数据进行解码以恢复NRZ数据时，前半比特信号的幅度值与后半比特信号的幅度值进行比较，以确定哪个较大。根据比较结果，确定曼彻斯特数据是“01”还是“10”，并确定NRZ数据是“0”还是“1”。数据提取单元10从通过将检测信号延迟0.5比特时间获得的信号的幅度减去检测信号的幅度，并输出相减结果，其中0.5比特时间是前半比特与后半比特之间的时延。这样，数据提取单元10的输出信号包括通过将检测信号的前半比特和后半比特进行比较获得的结果，作为NRZ数据分量。因此，通过根据数据时钟信号确定数据提取单元10的输出信号的极性来获得NRZ数据。

接着，描述时钟提取单元13的工作原理。时钟提取单元13从数据提取单元10的输出信号中提取具有与比特率相同速率的时钟分量。具体来说，时钟提取单元13检测从数据提取单元10输出的输出信号的零交叉点之间的时间间隔是否等于NRZ数据中的1比特时间。如果该时间间隔等于1比特时间，则时钟提取单元13输出与零交叉点同步的同步信号。这里，零交叉点是信号极性反相时的时间点，即，信号通过幅度值为零的电平时的时间点。如此，时钟提取单元13检测零交叉时间间隔等于1比特时间并输出同步信号，由此，时钟恢复单元14通过将数据时钟信号同步于该同步信号，能够恢复精确的数据时钟信号。

图2A是示出对应于NRZ数据的检测信号的幅度波形的例图。图2B是示出延迟了0.5比特时间、并从延迟单元11输出的检测信号(延迟信号)的幅度波形的例图。图2C是示出通过从延迟检测信号的幅度值中减去预延迟检测信号的幅度值而获得的、并从减法单元12输出的信号的波形的例图。图2D是示出从时钟提取单元13输出的同步信号的例图。图2E是示出从时钟恢复单元14输出的数据时钟信号的例图。图2F是示出从确定单元15输出的NRZ数据的例图。下文中，参考图2A、2B、2C、2D、2E和2F，详细地描述ASK解调装置的工作原理。注意，图1中描述的A、B、C、D、E和F分别对应于图2A、2B、2C、2D、2E和2F。

延迟单元11输出通过将检测信号(见图2A)延迟0.5比特时间获得的延迟信号(见图2B)。减法单元12输出通过从延迟信号(见图2B)的幅度值中减去检测信号(见图2A)的幅度值而获得的信号(下文中称为减法信号，见图2C)。

这里，将研究图2C所示的减法信号的极性。显然，由图2C中箭头指明的时间点处的极性对应于图2A所示的NRZ数据。从这些图中判断出，如果上述时间点处的极性为正，则显然的是对应于曼彻斯特码“10”的NRZ数据是“1”。这是因为上述极性代表了从作为曼彻斯特码的前半部分的“1”中减去作为曼彻斯特码的后半部分的“0”而获得的结果值。另一方面，如果上述时间点处的极性为负，则显然的是对应于曼彻斯特码“01”的NRZ数据是“0”。这是因为上述极性代表了从作为曼彻斯特码的前半部分的“0”中减去作为曼彻斯特码的后半部分的“1”而获得的结果值。如此，从数据提取单元10输出的减法信号提供了有关传送的NRZ数据按预定时间点处的极性的信息(NRZ数据分量)。

接着，将研究如图2C中所示的减法信号的零交叉点。在NRZ数据从“1”变为“0”的情况中，从作为对应于NRZ数据“1”的曼彻斯特码“10”的后半部分的“0”中减去作为对应于NRZ数据“0”的曼彻斯特码“01”的前半部分的“0”。这样，从比特转换点经过Tb/4的时间点对应于零交叉点Z1。这里，Tb是NRZ数据中的1比特时间。

在NRZ数据从“0”变为“1”的情况中，从作为对应于NRZ数据“0”的曼彻斯特码“01”的后半部分的“1”中减去作为对应于NRZ数据“1”的曼彻斯特码“10”的前半部分的“1”。这样，从比特转换点经过Tb/4的时间点对应于零交叉点Z2。

在NRZ数据从“0”变为“0”的情况中，在从作为对应于先前的NRZ数据“0”的曼彻斯特码“01”的前半部分的“0”中减去作为对应于先前的NRZ数据“0”的曼彻斯特码“01”的后半部分的“1”之后，从作为对应于先前的NRZ数据“0”的曼彻斯特码“01”的后半部分的“1”中减去作为对应于先前的NRZ数据“0”的曼彻斯特码“01”的前半部分的“0”。从而，NRZ数据的比特转换点对应于零交叉点Z3。此后，从作为对应于后面的NRZ数据“0”的曼彻斯特码“01”的前半部分的“0”中减去作为对应于后面的NRZ数据“0”的曼彻斯特码“01”的后半部分的“1”。从而，从NRZ数据的比特转换点过去Tb/2的时间点对应于零交叉点Z4。

类似地，在NRZ数据从“1”变为“1”的情况中(未示出)，从作为对应于NRZ数据“1”的曼彻斯特码“10”的后半部分的“0”中减去作为对应于NRZ数据“1”的曼彻斯特码“10”的前半部分“1”。这样，比特转换点对应于零交叉点，并且，从比特转换点经过Tb/2的时间点对应于零交叉点。

如下面将描述的那样，取决于NRZ数据型式，零交叉时间间隔为Tb/2、3Tb/4或Tb。

即，如果NRZ数据型式在“0”和“1”之间交替，例如“101”或“010”，则从比特转换点经过Tb/4的时间点(Z1或Z2)对应于零交叉点。这样，从数据提取单元10输出的减法信号的零交叉时间间隔为Tb。

同样，假设NRZ数据型式例如是“100”，在该情况中，最初的一个比特后跟随的是与第一比特符号不同的两个比特，如“100”或“011”。如上所述，在型式“100”中所包含的型式“10”中，零交叉点Z1出现在从第一比特“1”转换到第二比特“0”的时间点经过Tb/4的时间点处。在型式“100”中所包含的型式“00”中，如上所述，零交叉点Z3出现在从第二比特“0”转换到第三比特“0”的时间点处。此后，零交叉点Z4出现在从第二比特“0”转换到第三比特“0”的时间点经过Tb/2的时间点处。从而，在接收到型式“100”的情况下，零交叉点Z3处在在零交叉点Z1之后。在零交叉点Z3之后，出现零交叉点Z4。结果，零交叉之间间隔是3Tb/4和Tb/2。类似地，在接收到型式“011”的情况下，零交叉时间间隔在3Tb/4之后变成Tb/2。

同样，如果NRZ数据型式是连续的“0”或“1”，如“000”和“111”，则零交叉时间变为Tb/2(见图2C).

同样，假设NRZ数据型式例如是“001”，在该情况中，第三比特的符号不同于第一和第二比特的符号，如“001”或“110”。如上所述，在型式“001”中所包含的型式“00”中，零交叉点Z3出现在从第一比特“0”转换到第二比特“0”的时间点处。零交叉点Z4出现在从零交叉点Z3出现的时间点经过Tb/2的时间点处。在型式“001”所包含的型式“01”中，如上所述，零交叉点Z1出现在从第二比特“0”转换到第三比特“1”的时间点经过Tb/4的时间点处。从而，在接收到型式“001”的情况下，零交叉点Z4出现在零交叉点Z3之后。在零交叉点Z4之后，出现零交叉点Z1。结果，零交叉时间间隔是Tb/2和3Tb/4。类似地，在接收到型式“110”的情况下，零交叉时间间隔在Tb/2之后变成3Tb/4。

如此，在零交叉时间间隔为Tb/2或3Tb/4的情况中，在1比特时间内可以出现两个零交叉点。这样，不可能确定数据时钟信号应同步于哪个零交叉点。

另一方面，在零交叉时间间隔为Tb的情况中，在1比特时间内仅出现一个零交叉点。这样，通过将数据时钟信号同步于这个零交叉点，就有可能正确地进行曼彻斯特解码。

这样，当从数据提取单元10输出的减法信号的零交叉时间间隔为1比特时间Tb时，时钟提取单元13输出同步信号。

时钟提取单元13具有例如图3所示的功能结构。图3是示出时钟提取单元13的功能结构的一个例子的框图。时钟提取单元13包括：零交叉检测单元20、计数器单元21、以及比较单元22。零交叉检测单元20检测从数据提取单元10输出的减法信号(见图2C)的零交叉点(Z1、Z2、Z3、Z4)，并当检测到每个零交叉点时输出零交叉信号。零交叉信号的接收触发计数器单元21的计数器复位，且该计数器单元21连续地计数一直到接收到下一个零交叉点信号为止。当零交叉信号从零交叉检测单元20输入时，比较单元22将由计数器单元21计数的计数值与先前储存的1比特时间Tb进行比较。在零交叉信号从零交叉检测单元20输入时的计数器单元21计数的计数值等于先前储存的1比特时间的情况下，比较单元22输出同步信号(见图2D)。如此，当零交叉时间间隔为Tb时，输出同步信号。

时钟恢复单元14输出数据时钟信号，用于通过使数据时钟信号同步于从时钟提取单元13输出的的同步信号(见图2E)，从减法信号中获得NRZ数据。在图2E所示的例子中，假定时钟恢复单元14使同步信号和数据时钟信号的下降沿同步。注意，时钟恢复单元14可使同步信号和数据时钟信号的上升沿同步。

确定单元15通过使用数据时钟信号的上升沿来确定从数据提取单元10输出的减法信号的极性，所述数据时钟信号是从时钟恢复单元14输出的并与作为触发器的同步信号的相位相差180度(即延迟0.5比特时间)。当减法信号的极性为正时，确定单元15确定NRZ数据为“1”，并输出确定结果作为NRZ数据(见图2F)。类似地，当减法信号的极性为负时，确定单元15确定NRZ数据为“0”，并输出确定结果作为NRZ数据(见图2F)。如图2F所示，正确地对原NRZ数据进行了解调。如此，确定单元15确定在从同步信号延迟0.5比特时间的时刻处的减法信号的极性。从同步信号延迟0.5比特时间的时刻由图2C的每个箭头所示。在同步信号延迟0.5比特时间的时刻，减法信号的幅度值达到峰值，由此，就可能以极好的纠错率对NRZ数据进行解调。

如此，根据第一实施例，数据提取单元10通过从将检测信号延迟0.5比特时间获得的延迟信号的幅度值减去检测信号的幅度值，输出包含来自检测信号的NRZ数据分量的信号。当从数据提取单元10输出的输出信号的零交叉时间间隔为1比特时间Tb时，时钟提取单元13输出与零交叉点同步的同步信号。时钟恢复单元14输出与同步信号同步的数据时钟信号。确定单元15根据从时钟恢复单元14输出的数据时钟信号，确定从数据提取单元10输出的输出信号的极性，并获得NRZ数据。这样，就可能获得NRZ数据而不需要根据检测信号来计算阈值。并且，即使检测信号失真，前半部分和后半部分比特信号之间的幅度值关系也不会发生变化。这样，就可能获得NRZ数据而不需要专门的阈值控制。此外，如图1所示，数据提取单元10具有由延迟单元11和减法单元12组成的简单配置结构。这样，就可能获得NRZ数据而不需要进行精密调整所需的复杂控制。并且，在第一实施例中，利用相同的信号作为减法信号以用于数据时钟信号的极性确定和相位调整，由此，就可能由延迟单元11、减法单元12、时钟提取单元13、时钟恢复单元14、及确定单元15组成的一种非常简单的配置结构来执行NRZ数据的解调和数据时钟信号的恢复。

如上面描述的那样，在本发明中，利用接收到“1”和“0”之间交替的型式时零交叉时间间隔变为一预定值的事实，时钟提取单元输出同步信号，数据时钟信号与该同步信号同步。具体来说，通过利用接收到“1”和“0”之间交替的数据型式时减法信号的两个连续的零交叉点之间的时间间隔变为Tb的事实，时钟提取单元输出同步信号。并且，确定单元通过确定与该同步信号的相位相差180度(即延迟0.5比特时间)的时刻处的减法信号的极性，来对NRZ数据进行解调。

注意，在曼彻斯特编码中，NRZ数据“0”可映射成“10”，NRZ数据“1”可映射成“01”。同样在这种情况中，如果NRZ数据型式在“0”和“1”之间交替，例如“101”或“010”，零交叉时间间隔变为Tb。同样，如上所述，取决于NRZ数据型式，零交叉时间间隔变为3Tb/4或Tb/2。然而，在这种情况中，当减法信号的极性为负时，NRZ数据对应于“1”，而当减法信号的极性为正时，NRZ数据对应于“0”。

注意，在第一实施例中，假定包含NRZ数据分量的信号是通过从将检测信号延迟0.5比特时间获得的延迟信号中减去检测信号而获得的。替代地，包含NRZ数据分量的信号也可通过从检测信号中减去延迟信号而获得。在这种情况中，当减法信号的极性为负时，NRZ数据对应于“1”，而当减法信号的极性为正时，NRZ数据对应于“0”。注意，在曼彻斯特编码中将NRZ数据“0”映射成“10”而NRZ数据“1”映射成“01”的情况中，当减法信号的极性为正时，NRZ数据对应于“1”，而当减法信号的极性为负时，NRZ数据对应于“0”。

注意，在上面的描述中，时钟提取单元检测减法信号的两个连续的零交叉点之间的时间间隔。然而，时钟提取单元也可检测同方向的零交叉时间间隔，即，下降沿零交叉点(在该点，极性从正变为负)或上升沿零交叉点(在该点，极性从负变为正)。具体来说，如图2C所示，当接收到在“1”和“0”之间交替的型式时，下降沿零交叉点之间的时间间隔变为2Tb。在这种情况中，在检测到下降沿零交叉点之间的时间间隔为2Tb时，时钟提取单元可以输出同步信号。同样，当接收到“0”和“1”之间交替的型式时(图2C中未示出)，上升沿零交叉点之间的时间间隔变为2Tb。在这种情况中，当检测到上升沿零交叉点之间的时间间隔为2Tb时，时钟提取单元可以输出同步信号。同样，确定单元可以确定与同步信号的相位相差180度(即，延迟0.5比特时间)时的减法信号的极性。同样在下面的各种实施例中，时钟提取单元可以检测下降沿零交叉点或上升沿零交叉点。

注意，在上面的描述中，将零交叉点定义为在将阈值设置为零幅度值的情况下信号幅度值变为零的点。然而，阈值不限于零幅度值。即，零交叉点是包含减法信号和阈值互相相交时的点(下文中称为交叉点)的概念。为了简单起见，在本说明书中，描述用零幅度值作为阈值而获得的零交叉点。上面的零交叉点可以用交叉点来替代。

注意，在第一实施例中，假定延迟单元11的延迟量为0.5比特时间。然而，该延迟量不限于0.5比特时间。如果延迟量至少小于1比特时间，ASK解调装置能对NRZ数据进行解调。如果延迟量大于或等于3/24比特时间且小于或等于0.5比特时间，可预期到将按精确的方式对NRZ数据进行解调。同样，即使延迟量大于或等于0.5比特时间且小于或等于21/24比特时间，可预期到将按精确方式对NRZ数据进行解调。然而，如上所述，因为下列原因，当延迟量为0.5比特时间时，能按最精确方式对NRZ数据进行解调。

图4是示出在延迟单元11的延迟量为1/24比特时间的情况中数据提取单元10的输出信号的眼图。图5是示出在延迟单元11的延迟量为3/24比特时间的情况中数据提取单元10的输出信号的眼图。图6是示出延迟单元11的延迟量为6/24比特时间的情况中数据提取单元10的输出信号的眼图。图7是示出延迟单元11的延迟量为9/24比特时间的情况中数据提取单元10的输出信号的眼图。图8是示出延迟单元11的延迟量为12/24(＝0.5)比特时间的情况中数据提取单元10的输出信号的眼图。图9是示出延迟单元11的延迟量为15/24比特时间的情况中数据提取单元10的输出信号的眼图。图10是示出延迟单元11的延迟量为18/24比特时间的情况中数据提取单元10的输出信号的眼图。图11是示出延迟单元11的延迟量为21/24比特时间的情况中数据提取单元10的输出信号的眼图。图12是示出延迟单元11的延迟量为23/24比特时间的情况中数据提取单元10的输出信号的眼睛图。图13是示出延迟单元11的延迟量为1比特时间的情况中数据提取单元10的输出信号的眼图。

在图4到图13中，在零交叉时间间隔为Tb的情况中(即，在NRZ数据型式在“0”和“1”之间交替的情况中，例如“101”和“010”)，由眼图中的箭头指示的时间点是从零交叉点延迟0.5比特时间的时间点。在上述时间点确定减法信号的极性。这样，该时间点称作为采样点。

如图4到8所示，当延迟单元11的延迟量小于0.5比特时间时，采样点处的眼图开口(opening)I1、I2、I3和I4比延迟量为0.5比特时间时的采样点处眼图开口I5要窄。并且，如图8到12所示，当延迟单元11的延迟量大于0.5比特时间时，眼图开口(opening)I6、I7、I8和I9比延迟量为0.5比特时间时采样点处的眼图开口I5要窄。此外，如图13所示，在延迟单元11的延迟量为1比特时间的情况中，眼图闭合。并且，在延迟量为0比特时间的情况中(未示出)，即在没有延迟的情况中，眼图是闭合的。眼图开口变得越窄，噪声误差产生得越为频繁。结果，如果延迟量为0或1比特时间(即，在眼图闭合的情况中)，完全不可能进行解调。这样，延迟量应至少大于0比特时间，且小于1比特时间。如图6所示，当延迟量为0.5比特时间时，眼图具有最大的开口，由此，显然0.5比特时间延迟是最佳的值。

如图4到7所示，当延迟量小于0.5比特时间时，从数据提取单元10输出的输出信号的幅度等于0的间隔(下文中称为零间隔)逐渐地变宽。较宽的零间隔使得难以检测到零交叉时间间隔为Tb。然而，因为噪声叠加到实际信号上，因此有时能检测到零交叉时间间隔Tb。这样，即使延迟量小于0.5比特时间，ASK解调装置也能解调NRZ数据。然而，延迟量变得越小，眼图开口变得越窄。这样，较佳的是提供具有某一程度的眼图开口的延迟量。经验上，图5所示的眼图开口将信号的误差减少至确保该装置的实际应用的水平。因此，延迟量应当大于或等3/24比特时间且小于或等于0.5比特时间。

如图9到12所示，当延迟量大于0.5比特时间时，没有零间隔出现。这样，与延迟量小于0.5比特的情况相比，更容易检测出零交叉时间为Tb。因此，通过将延迟量设置到大于或等于0.5比特时间且小于1比特时间，就可能容易检测到零交叉时间间隔为Tb。然而，延迟量变得越大，眼图开口变得越窄。这样，较佳的是提供具有某一程度的眼图开口的延迟量。经验上，如图11所示的眼图开口将信号误差减少至确保该装置的实际应用的水平。因此，延迟量应当大于或等于0.5比特且小于或等于21/24比特时间。

(第二实施例)

图14是示出根据本发明的第二实施例的ASK解调装置2的结构的框图。在图14中，ASK解调装置2包括：数据提取单元10、积分滤波器30、时钟提取单元13、时钟恢复单元14、及确定单元15。在图14中，类似于根据第一实施例的图1所示的ASK解调装置1中对应部件的任何组件将用其所用的相同参考标号进行标注，并省略对它们的描述。

通过使用例如同步检测或异步检测之类的方法，检测以曼彻斯特编码数据序列进行ASK调制的已调信号而获得的检测信号输入到ASK解调装置2。输入到ASK解调装置2的检测信号输入到数据提取单元10。数据提取单元10输出包含来自检测信号的NRZ数据分量的信号。

积分滤波器30将数据提取单元10的输出信号用作为输入，对该输入信号在一预定积分周期中进行连续积分，并输出该积分的结果。积分滤波器30的输出信号输入到时钟提取单元14和确定单元15。第二实施例与第一实施例的不同之处在于：积分滤波器30连接到数据提取单元10的下一级。

将描述积分滤波器30。积分滤波30对0.5比特时间的输入信号以连续方式进行积分，并输出积分结果。图15是示出积分滤波器30的结构的一个例子的框图。在图15中，积分滤波30包括m个延迟器件4-1、4-2、...、和4-m，及加法器40。如图15所示的积分滤波器30是一种横向滤波器。在此，假定：积分滤波器30的输入信号是按采样周期进行采样的。延迟器件4-1、4-2、...、和4-m将输入信号延迟一个采样周期。加法器40将输入到积分滤波器30的输入信号和从每个延迟器件输出的输出信号进行相加，并输出加法结果。结果，积分滤波器30按(m+1)个采样周期对该信号进行了积分。(m+1)个采样周期对应于0.5比特时间。

通常，通过进行积分处理，积分滤波器兼作为低通滤波器，用于滤去含在输入信号内的高频分量。这样，根据第二实施例的ASK解调装置2通过积分滤波器30滤除了叠加在检测信号上的噪声。结果，与第一实施例相比，就可能提高SNR(信噪比)，并提供极好的比特误码率特性。

特别地，通过将由积分滤波30执行的积分的预定周期(积分周期)设置成0.5比特时间，可由数据提取单元10和积分滤波器30组成一个相关接收器，用于获得检测信号和矩形信号之间的相关，这将在下面描述。这样，与第一实施例相比，就可能提供极好的比特误码率特性。

在此，假定检测信号是由用于积分的采样单元(未示出)按采样周期T进行采样的。并且，假定检测信号为a(t)，数据提取单元10的输出信号为b(t)，积分滤波30的输出信号为c(t)。数据提取单元10从将检测信号延迟0.5比特时间获得的信号的幅度值中减去检测信号的幅度值。这样，由公式1表示a(t)和b(t)之间的关系。

[公式1]

b(t)＝a(t-T_b/2)-a(t)

积分滤波30对数据提取单元10的输出信号进行0.5比特时间积分。这样，由公式2表示b(t)和c(t)之间的关系。

[公式2]

$c\left(t\right)=\underset{t-T_b/2}{\overset{t}{\∫}}b\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}$

当公式1代入公式2时，获得公式3。

[公式3]

$c\left(t\right)=\underset{t-T_b/2}{\overset{t}{\∫}}\{a(\mathrm{\τ}-T_b/2)-a\left(\mathrm{\τ}\right)\}\mathrm{d\τ}$

$=\underset{t-T_b/2}{\overset{t}{\∫}}a(\mathrm{\τ}-T_b/2)\mathrm{d\τ}-\underset{t-T_b/2}{\overset{t}{\∫}}a\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}$

当变量改变时：对公式3右侧的第一项执行τ′＝τ-Tb/2，获得公式4。

[公式4]

$c\left(t\right)=\underset{t-T_b}{\overset{t-T_b/2}{\∫}}a\left({\mathrm{\τ}}^{\′}\right)d{\mathrm{\τ}}^{\′}-\underset{t-T_b/2}{\overset{t}{\∫}}a\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}$

接着，将研究用于获得检测信号a(t)和矩形信号h(t)之间的相关的相关接收机，该矩形信号h(t)由公式5表示。

[公式5]

$h\left(t\right)=\{\begin{array}{c}1(0\&le;t<T_b/2)\\ -1(T_b/2\&le;t\&le;T_b)\\ 0(t<0,t>T_b)\end{array}$

为了获得由公式5表示的h(t)，将曼彻斯特编码的NRZ数据“1”的波形在幅度方向移动，从中移去直流分量。因为曼彻斯特编码数据在比特中心处的电平转换方向中具有信息，因此能够忽略该直流分量。已知用于获得a(t)和h(t)间的相关的相关接收机是用于接收h(t)的匹配滤波器的等价物。通过对h(t)施加时间反转并将h(t)延迟Tb，获得用于接收h(t)的匹配滤波器的脉冲响应g(t)，Tb是脉冲响应时间，脉冲响应由公式6表示。

[公式6]

$g\left(t\right)=\{\begin{array}{c}-1(0\&le;t<T_b/2)\\ 1(T_b/2\&le;t\&le;T_b)\\ 0(t<0,t>T_b)\end{array}$

通过对a(t)和g(t)施加卷积积分获得用于获取a(t)和h(t)间的相关的相关接收器的输出d(t)，并由公式7表示。

[公式7]

$d\left(t\right)=\underset{-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\&Integral;}}a(t-\mathrm{\&tau;})\&CenterDot;g\left(\mathrm{\&tau;}\right)\mathrm{d\&tau;}$

$=\underset{T_b/2}{\overset{T_b}{\&Integral;}}a(t-\mathrm{\&tau;})\mathrm{d\&tau;}-\underset{0}{\overset{T_b/2}{\&Integral;}}a(t-\mathrm{\&tau;})\mathrm{d\&tau;}$

当变量改变时：对公式7右侧执行τ′＝t-τ，获得公式8。

[公式8]

$d\left(t\right)=\underset{t-T_b/2}{\overset{t-T_b}{\&Integral;}}a\left({\mathrm{\&tau;}}^{\&prime;}\right)(-d{\mathrm{\&tau;}}^{\&prime;})-\underset{t}{\overset{t-T_b/2}{\&Integral;}}a\left({\mathrm{\&tau;}}^{\&prime;}\right)(-d{\mathrm{\&tau;}}^{\&prime;})$

$=\underset{t-T_b}{\overset{t-T_b/2}{\&Integral;}}a\left({\mathrm{\&tau;}}^{\&prime;}\right)d{\mathrm{\&tau;}}^{\&prime;}-\underset{t-T_b/2}{\overset{t}{\&Integral;}}a\left({\mathrm{\&tau;}}^{\&prime;}\right)d{\mathrm{\&tau;}}^{\&prime;}$

显然，公式4表示的c(t)和公式8表示的d(t)彼此相同。这样，在第二实施例中，已经描述了：如果积分滤波器30的积分周期为0.5比特时间，则由数据提取单元10和积分滤波器30可以组成用于获得检测信号和矩形信号h(t)之间的相关的相关接收器。

在第一实施例中，未提供积分滤波器，而使用每个第一比特和最后比特信号中的一段信息。结果，当噪声叠加时，经常产生比特误差。然而，如同在第二实施例中那样，通过将积分滤波器30的积分周期设置为0.5比特时间而构成一种相关接收器，就可能获得检测信号和矩形信号间的相关。这样，与第一实施例相比，可减少由于叠加噪声而引起的比特误差的数量，由此，就可能改善比特误码率特性。

在输入从以曼彻斯特数据“10”进行ASK调制的已调信号中获得的检测信号的情况中，从数据提取单元10和积分滤波器30串行连接的电路中获得的相关值变为正值。在输入从以曼彻斯特数据“01”进行ASK调制的已调信号中获得的检测信号的情况中，相关值变为负值。这样，如同第一实施例的情况，根据第二实施例的ASK解调装置通过确定积分滤波器的输出信号的极性能获得曼彻斯特解码的NRZ数据，而不需要阈值计算。在第一实施例中描述的时钟提取单元13、时钟恢复单元14、及确定单元15也能用在第二实施例中。

如上所述，积分滤波器30兼作为低通滤波器。除了这以外，积分滤波器30使时钟提取单元14更容易检测到零交叉时间间隔为Tb。

图16A是检测信号的眼图的例图。图16B是示出数据提取单元10的输出信号的眼图的例图。图16C是示出积分滤波器30的输出信号的眼图的例图。水平轴表示按比特时间归一化的时间。垂直轴表示信号幅度。下文中，参考图16A、16B和16C，将描述积分滤波器30会使时钟提取单元13更容易检测出零交叉时间间隔是Tb的原因。

在此，假定积分滤波器30的积分时间为0.5比特时间。如同第一实施例的情况，时间提取单元13检测到输入的接收信号的零交叉时间间隔是Tb。这样，在图16B和16C中，将研究时钟恢复所需的零交叉时间间隔为Tb的信号分量。

如图16B所示，在数据提取单元10的输出信号中，幅度为零附近的A1点的曲线斜率不太陡，因为图16A所示的检测信号含有长的平坦部分，在该平坦部分内，电平没有改变。如此，当幅度为零附近的曲线斜率不太陡时，时钟提取单元13在零交叉点的检测时经受噪声影响。结果，时钟提取单元13难以正确地检测待检测的零交叉点。

另一方面，如图16C所示，在积分滤波器30的输出信号中，幅度为零附近的A2处的曲线斜率比图16B更陡。这是因为起作低通滤波器作用的积分滤波器30对那些零交叉时间间隔为Tb的信号分量的零幅度附近的波动进行了平均。当幅度零附近A2处的曲线斜率变得更陡时，时钟提取单元30在零交叉点检测时经受较少的噪声。结果，时钟提取单元13能容易地正确检测出待检测的零交叉点。

如此，在仅使用数据提取单元10的情况中，某些检测信号可能使得难以检测到零交叉时间间隔为Tb。然而，通过连同使用积分滤波器30和数据提取单元10，就可能对那些时钟恢复所需的零交叉时间间隔为Tb的信号分量的波动进行平均。这样，即使检测信号失真，也可能使时钟提取单元13更容易地检测到零交叉时间间隔为Tb。

如此，根据第二实施例，由积分滤波器30滤除了叠加在检测信号上的噪声。这样，与第一实施例相比，就可能提高SNR，并提供极好的比特误码率特性。特别是，通过将积分周期设为0.5比特时间，由数据提取单元10和积分滤波器30组成一种相关接收器，用于获得检测信号和矩形信号h(t)间的相关。这样，与第一实施例相比，就可能改善比特误码率特性。并且，由积分滤波器30对那些时钟恢复所需的零交叉时间间隔为Tb的信号分量的波动进行平均。这样，即使检测信号失真，也可能使时钟提取单元13更容易检测出零交叉时间间隔为Tb。

注意：在图14所示的第二实施例中，假定积分滤波器30连接到数据提取单元10的下一级，但积分滤波器30可以连接到数据提取单元10的前一级。图17是示出积分滤波器30连接到数据提取单元10的前一级的情况中的ASK解调装置的结构的框图。数据提取单元10和积分滤波器30是线性非时变的。这样，数据提取单元10和积分滤波器30的连接顺序的改变不会改变从这两种组织元件按串行连接的电路中获得的结果。

注意：在第二实施例中，假定使用积分滤波器。替代地，可以使用用于滤去含在输入信号内的高频分量的低通滤波器。用低通滤波器，可以滤去含在信号内的高频分量，由此，与第一实施例相比，就可能提高SNR，并且提供极好的比特误码率特性。图18是示出以有限脉冲响应(FIR)滤波器形式构成的低通滤波的结构的例图。如图18所示，低通滤波器包括：多个延迟器件5-1到5-m、多个乘法器6-1到6-m、及加法器50。注意，在图17中，通过对所有乘法器6-1到6-m使用相同系数，就可能省略低通滤波器中的乘法器。积分滤波可被看作为用于获得输入信号中连续m个采样的平均值的滤波器。这样，显然该积分滤波器兼作为低通滤波器。结果，通过用积分滤波器替代低通滤波器，消除了对乘法器的需要，由此减小电路的规模。

注意，在第二实施例中，假定使用积分周期为0.5比特时间的积分滤波器。替代地，也可以使用按不是0.5比特时间的某一预定周期进行积分的积分滤波器。通过使用这样的积分滤波器，就可能滤去添加到检测信号的高频噪声。

注意：因为下面的原因，上述预定周期较佳地应小于1比特时间。能考虑到：曼彻斯码在比特中心的数据转换方向中包含有信息(NRZ数据分量)，因为曼彻斯特码在1比特NRZ数据中总是包含“0”和“1”。在积分周期等于或大于1比特时间的情况中，1比特时间内的波动被平均，由此就可能甚至滤去NRZ数据。这样，积分周期较佳地应小于1比特时间。将能理解：更加较佳地积分周期为0.5比特时间，因为如第二实施例所述的，如果积分周期为0.5比特时间，则构成了用于获得检测信号和矩形信号间的相关的相关接收器。

注意，即使积分滤波器30的积分周期小于0.5比特时间，也能滤去叠加到检测信号上的噪声。这样，与第一实施例相比，就可能提高SNR并提供极好的比特误码率特性。结果，在本发明中，积分滤波器30的积分周期可以小于0.5比特时间。

注意，在本发明的第一和第二实施例中，假定时钟提取单元13检测出零交叉时间间隔为Tb。替代地，在待检测的零交叉时间间隔内可以提供一个余量。结果，即使在零交叉点产生抖动，也可能提取时钟分量。基本上，当接收到在“0”和“1”之间交替的NRZ数据型式时，例如“1010”，零交叉时间间隔为Tb。然而实际上，由于噪声等的影响，零交叉时间间隔可能不为Tb。这样，时钟提取单元13可以从减法信号的零交叉点中提取那些时间间隔大于或等于Tb-α且小于或等于Tb+β的零交叉点(0＜α≤Tb/8，0＜β≤Tb)，并输出与所提取的每个零交叉点同步的同步信号。如此，通过提供诸如α和β之类的余量，即使由于噪声引起零交叉时间间隔不是Tb，时钟提取单元13也能够提取时钟分量。然而在这种情况中，太大的α和β值增加数据时钟信号的抖动，并使特性变坏。因此，α和β值需要适当地进行设置。

较佳地，α值应等于或稍小于Tb/8。如上所述，从数据提取单元10输出的输出信号的零交叉时间间隔为Tb/2、3Tb/4或Tb。在α值大于Tb/8的情况中，时钟提取单元13检测出小于7Tb/8的值，该值是3Tb/4和Tb的平均值，由此，很有可能由于错误而检测出3Tb/4。结果，时钟提取单元13将不正确的同步信号输入到时钟恢复单元14，由此，时钟恢复单元14恢复出偏移了的数据时钟信号，并使比特误码率特性变坏。这样，较佳地，α值应等于或小于Tb/8。

较佳地，β值应等于或小于Tb。当零交叉时间间隔最初为Tb时，零交叉时间间隔决不超过2Tb，虽然由于噪声的影响，它有时可能超过Tb。这是因为仅有三种零交叉时间间隔Tb/2、3Tb/4和Tb，并且下一个零交叉点是在最长持续时间2Tb后产生的。这样，较佳地，β值应等于或小于Tb。零交叉时间间隔超过2Tb意味着信号被掩埋在噪声中。在这种情况下，不可能正确地解调这些信号。

注意，在第二实施例中，如同第一实施例的情况，延迟量不限于0.5比特时间。

注意，在本发明的第一和第二实施例中，可通过除了同步检测或异步检测(包络检测)之外的方法来获得通过检测以曼彻斯特编码数据序列进行ASK调制的已调信号而获得的检测信号。例如，与该已调信号的幅度的平方成正比的信号可以用作为检测信号，使用平方检测，能获得与输入信号的幅度的平方成正比的输出信号。同样，例如，通过对已调信号进行正交检测可以获得同相分量I和正交分量Q，以计算平方和I²+Q²，由此将该计算结果用作为检测信号。与已调信号的幅度的平方成正比的信号是失真的。然而，即使检测信号失真，根据本发明的第一和第二实施例的ASK解调装置也不需要计算阈值或进行特殊调整。这样，就可能高精度地解调已调信号。将理解：ASK解调装置可计算与通过上述平方检测或正交检测而获得的已调信号的幅度的平方成正比的信号的平方根，并获得与已调信号的幅度成正比的信号，由此将该获得的信号用作为检测信号。

(第三实施例)

根据第一和第二实施例的ASK解调装置1和2，利用接收到NRZ数据型式“101”或“010”时，数据提取单元10的输出信号的零交叉时间间隔为Tb的事实，通过调整数据时钟信号，能获得比特误码率低的NRZ数据。在第三实施例中，用包含至少一种NRZ数据型式“101”或“010”的帧数据发送和接收信号。

图19是示出根据本发明第三实施例的无线系统和无线装置3的结构的框图。在如图19所示的无线系统中，已调信号是在无线装置3和4之间发送和接收的，由此进行无线通信。注意，图19中仅示出两个无线装置，但可以包括三个或更多个无线装置。

在图19中，无线装置3和4的内部结构彼此相同。下文中，作为一个例子，将描述无线装置3的内部结构。无线装置3包括：通信控制单元31、帧产生单元32、曼彻斯编码单元33、ASK调制单元34、天线开关(SW)35、天线36、检测单元37、ASK解调单元38、帧处理单元39、存储器41、CPU 42、及接口(I/F)单元43。ASK解调单元38含有与第一或第二实施例中描述的ASK解调装置相同的功能。

通信控制单元31经过内部总线与CPU 42、存储器41、及接口43等交换信息，获得要传送给无线装置4的信息数据，并将信息数据输入到帧产生单元32。注意，接口单元43包括，例如，由用户操作的开关和用于显示通信结果的显示单元。

帧产生单元32将头部等添加到从通信控制单元31输出的信息数据中，并将帧数据输入到曼彻斯特编码单元33，该帧数据是经NRZ数据编码并构成帧。图20是示出信息数据的数据结构和由帧产生单元32产生的帧数据的结构的例图。如图20所示，帧产生单元32通过将用于比特同步(位同步)的前同步码(PR)和用于帧同步的唯一字(UW)添加到输入的信息数据的头部，产生帧数据。前同步码(PR)包括至少一个或多个“101”或“010”，作为NRZ数据序列型式。

曼彻斯特编码单元33对由NRZ码编码的帧数据进行曼彻斯特编码，并将曼彻斯数据输入到ASK调制单元34。

ASK调制单元34通过从曼彻斯特编码单元33输出的曼彻斯特数据对具有预定频率的载波进行ASK调制，并输出ASK已调信号。

从ASK调制单元34输出的已调信号经天线开关35从天线36发送给无线装置4。

无线装置4按类似于无线装置3的方式将一已调信号发送给无线装置3。

由无线装置3的天线36接收的已调信号经天线开关35输入到检测单元37。

检测单元37用例如同步检测或异步检测(包络检测)的方法检测该已调信号，并将检测信号输入到ASK解调单元38。

ASK解调单元38用如在第一或第二实施例描述的方法，解调ASK已调信号并解码曼彻斯特码，并将NRZ数据和数据时钟信号输入到帧处理单元39。

帧处理单元39根据数据时钟信号接收NRZ数据，滤去头部等(执行与帧产生单元32的处理相反的处理)，并仅将信息数据输入到通信控制单元31。具体来说，帧处理单元39从ASK解调单元38输出的NRZ数据中检测具有与唯一字(UW)相同型式的数据序列。当检测到具有和唯一字(UW)相同型式的数据序列时，帧处理单元39将把跟随在唯一字后的NRZ数据输入到通信控制单元31，作为信息数据。

通信控制单元31根据输入的信息数据执行必要的处理。

无线装置4按类似于无线装置3的方式解调所接收的已调信号，并获得NRZ数据和数据时钟信号。

如此，根据第三实施例，前同步码(PR)部分包括型式“101”或“010”，由此，无线装置能够在接收前同步码期间调整数据时钟信号的相位(下文中，称为时钟恢复)。这样，无线装置能正确地解调跟随在唯一字(UW)后的信号。

注意，接收型式“101”或“010”越多，ASK解调单元38执行时钟恢复就越精确。这样，较佳地，前同步码包括“1”和“0”之间交替的型式，例如“1010101010...”。

注意，用于发送已调信号的发射装置可以由第三实施例中的帧产生单元32、曼彻斯编码单元33、ASK调制单元34、天线开关35、及天线36来构成。

注意，用于接收已调信号的接收装置可以由第三实施例中的天线36、天线开关35、检测单元37、ASK解调单元38以及帧处理单元39来构成。

(第四实施例)

在第四实施例中，无线系统和无线装置的结构与第三实施例相同。因此，图19用在这个实施例中。在第四实施例中，假定无线装置将NRZ数据型式序列“101”或“010”插进信息数据以及前同步码。在第四实施例中，帧产生单元32和帧处理单元39的操作不同于第三实施例。因此，下面将描述上述组成部分的工作原理。

图21是示出信息数据的数据结构、划分成多个块的信息数据的数据结构、及帧数据的数据结构。帧产生单元32将从通信控制单元31输入的信息数据划分为多个块B1到Bn。接着，帧产生单元32将至少一个或多个NRZ数据型式“101”或“010”插在两个块之间。然后，帧产生单元32将包含“101”或“010”的前同步码和唯一字(UW)加到信息数据的头部，并完成帧数据的产生。

帧处理单元39从解调的NRZ数据检测唯一字(UW)，以便识别信息数据的头部，滤去插在信息数据内的型式“101”或“010”，并仅将信息数据输入到通信控制单元31。帧处理单元39预先识别一个块的大小，由此帧处理单元39能滤去插在信息数据内的型式“101”或“010”。

发送和接收装置之间存在频率差异的情况中会产生比特误差。这是因为如果一旦在前同步码(PR)部分执行时钟恢复后未执行时钟恢复，极性确定定时会随时间流逝而产生漂移。将理解：型式“101”或“010”可以偶然地包含在信息数据内。然而，在最差时，型式“101”或“010”可能长时间地不包含在信息数据内。这样，在第四实施例中，型式“101”或“010”故意地插进信息数据内，由此，即使发送/接收装置之间存在频率差异，无线装置也能够在信息数据接收期间，周期性地进行可靠的时钟恢复。结果，就可能使比特误差发生的可能性减少到最小。

注意，在图21中，假定3比特型式插在信息数据块之间，但是比3比特长的型式也可以。在这种情况中，较佳地，插入“1”和“0”之间交替的型式，例如“10101010”。

(第五实施例)

在第五实施例中，无线系统和无线装置的结构与第三实施例的相同。因此，图19用于这个实施例。在第五实施例中，假定无线装置将含有特殊型式的NRZ数据序列插进信息数据以及前同步码。在第五实施例中，帧产生单元32和帧处理单元39的工作原理不同于第三实施例。因此，下面将描述上述组成部分的工作原理。

图22是示出信息数据的结构、划分成多个块的信息数据的数据结构、及帧数据的数据结构的一个例子的例图。图23是示出帧数据的数据结构的另一个例子的例图。

帧产生单元32将从通信控制单元31输入的信息数据划分为多个块B1到Bn。接着，帧产生单元32查阅每个块的最后比特。当最后比特为“0”时，帧产生单元32通过在该块后立即插入型式“10”，产生帧数据。另一方面，当最后比特为“1”时，帧产生单元32通过在该块后立即插入型式“01”，产生帧数据。注意，如图23所示，当每个块的第一比特为“0”时，帧产生单元32通过在该块前立即插入型式“01”，可以产生帧数据，当每个块的第一比特为“1”时，通过在该数据块前立即插入型式“10”，可以产生帧数据。结果，将型式“101”或“010”插入信息数据内。帧产生单元32将含有“101”或“010”的前同步码(PR)和唯一字(UW)添加到信息数据的头部，并完成帧数据的产生。

帧处理单元39从解调的NRZ数据检测唯一字(UW)，以便识别信息数据的头部，滤去插入信息数据内的型式“01”或“10”，并仅将信息数据输入到通信控制单元31。帧处理单元39预先识别一个块的大小，由此，帧处理单元39能滤去插入在信息数据内的型式“01”或“10”。

如此，根据第五实施例，根据每个块的最后比特或第一比特插入型式“01”或“10”。因此，型式“101”或“010”插入于信息数据内。结果，能够获得与第四实施例相同的效果。此外，在第五实施例中，仅插入最少的两比特型式。这样，与第四实施例相比，就可能减少要插入的比特数。结果，能改善传送效率。在第五实施例中，如果插入与第四实施例相同的比特数，与第四实施例相比，能够获得更多的型式“101”或“010”。这样，与第四实施例相比，就可能进行更精确的时钟恢复。

注意，待插入型式的比特数可以等于或大于2。在这种情况中，当块的最后比特为“1”时，帧产生单元32在该块后立即插入从“01”开始的NRZ数据型式。另一方面，当块的最后比特为“0”时，帧产生单元32在该块后立即插入从“10”开始的NRZ数据型式。替代地，当块的第一比特为“1”时，帧产生单元32在该块后立即插入以“10”结束的NRZ数据型式。另一方面，当块的第一比特为“0”时，帧产生单元32在该块后立即插入以“01”结束的NRZ数据型式。较佳地，要被插入的型式在“1”和“0”之间交替。

(第六实施例)

图24是示出根据本发明第六实施例的无线系统和无线装置5的结构。在如图24所示的无线系统中，已调信号在无线装置5和6之间发送和接收，由此，进行无线通信。注意，图24中仅示出两个无线装置，但可以包括三个或更多个无线装置。在图24中，类似于图19对应部件的任何组成部分的功能将用的相同的参考标号表示，并因此省略对它们的描述。

在图24中，无线装置5包括：通信控制单元31、帧产生单元32a、曼彻斯特编码单元33、ASK调制单元34、天线开关(SW)35、天线36、检测单元37、ASK解调单元38a、帧处理单元39a、存储器41、CPU 42、及接口(I/F)单元43。ASK解调单元38a根据从帧处理单元39a输出的时钟恢复控制信号，执行类似于第一或第二实施例中所述的ASK解调装置的操作。

图25是示出ASK解调单元38a的结构的框图。如图25所示，第六实施例中的ASK解调单元38a与第一实施例中的不同之处仅在于：时钟恢复控制信号输入到时钟提取单元13a。注意，如同第二实施例的情况，可以给ASK解调单元38a提供积分滤波器。

如同第三、第四或第五实施例中描述的帧产生单元，帧产生单元32a产生帧数据，以使型式“010”或“101”包括在前同步码和/或信息数据内。

帧处理单元39a将时钟恢复控制信号输入到ASK解调单元38a内的时钟提取单元13a，该时钟恢复控制信号表示是否执行时钟恢复。时钟恢复控制信号可具有两种型式。在本实施例中，假定使用含有两种型式中一种型式的时钟恢复控制信号。

图26是示出第一型式时钟恢复控制信号、检测信号和同步信号之间的关系的例图。图27是示出第二型式时钟恢复控制信号、检测信号、和同步信号之间的关系的例图。图26和27指示出当时钟恢复控制信号为H电平(高电平)时应当进行时钟恢复，并指示出当时钟恢复控制信号为L电平(低电平)时，不进行时钟恢复。

如图26所示的，在使用第一型式时钟恢复控制信号的情况中，帧处理单元39a在接收检测信号后立即将时钟恢复控制信号设为H电平，以使时钟提取单元13a检测零交叉时间间隔是否为Tb，并输出同步信号，并使时钟恢复单元14进行时钟恢复。当检测到唯一字时，帧处理单元39a将时钟恢复控制信号设为L电平，并使时钟提取单元13a停止检测，以防止时钟恢复单元14进行时钟恢复。如此，在使用第一型式时钟恢复控制信号的情况中，仅用前同步码进行时钟恢复。

如图27所示的，在使用第二型式时钟恢复控制信号的情况中，帧处理单元39a在接收到检测信号后立即将时钟恢复控制信号设为H电平，使时钟提取单元13a检测零交叉时间间隔是否为Tb，并输出同步信号，且使时钟恢复单元14进行时钟恢复。当检测到唯一字时，帧处理单元39a将时钟恢复控制信号设为L电平，并使时钟提取单元13a停止检测，以防止时钟恢复单元14进行时钟恢复。帧处理单元39a预先识别每个块的大小。这样，帧处理单元39a将时钟恢复控制信号设为H电平，使时钟提取单元13a检测零交叉时间间隔是否为Tb，并输出同步信号，且使时钟恢复单元14进行时钟恢复，从而至少包含一个间隔，在该间隔内出现两个块之间的边界(在其间出现“101”或“010”的一个间隔)。如此，在使用第二型式时钟恢复信号的情况中，仅当接收到插入前同步码和信息数据内的型式“101”或“010”时，进行时钟恢复。

在时钟恢复控制信号处于H电平的情况中，时钟提取单元13a检测零交叉时间间隔是否为Tb，并根据检测结果输出同步信号。另一方面，在时钟恢复控制信号为L电平的情况中，时钟提取单元13a将同步信号维持在L电平。在同步信号处于L电平时，从时钟恢复单元14输出的数据时钟信号的相位维持在恒定水平，由此确定单元15处的确定定时不会漂移。如此，仅当接收到故意发送的型式“101”或“010”时，ASK解调单元38a才进行时钟恢复。

在根据第一和第二实施例的ASK解调装置1和2中，时钟提取单元13检测零交叉时间间隔为Tb，并进行时钟恢复。然而实际上，接收的信号波形受噪声影响，并且当接收到不是“101”和“010”的型式时，零交叉时间间隔偶而会变为Tb。如果接收到不是“101”和“010”型式时进行时钟恢复，由于漂移的极性确定定时，会引起比特误差。

这样，在第六实施例中，仅当接收到故意插入的型式“101”或“010”时进行时钟恢复，以防止接收到不是“101”或“010”型式时偶而进行时钟恢复。结果，就可能使比特误差的个数减少到最少。

注意，在第六实施例中，时钟提取单元13a根据从帧处理单元39a输出的时钟恢复控制信号，确定是否检测零交叉时间间隔为Tb。替代地，时钟提取单元13a可以单独地识别在其中接收到型式“101”或“010”的间隔，并仅在上述间隔期间检测零交叉时间间隔为Tb。

注意，前述的无线通信系统和帧数据格式仅是描述性的，并不是限制性的。

注意，ASK解调单元、帧产生单元、帧处理单元、曼彻斯特编码单元、ASK调制单元、天线开关、及天线等，通常实现为LSI(大规模集成电路)。上述的功能块可以分别地按芯片形式构成，或可以按芯片形式构成以包含其一部分或全部。通过按芯片形式构成上面的功能块以包含其全部，就可能将本发明应用于FRID(射频识别)技术，该FRID技术用作为IC卡和无线标签，例如通过这种FRID技术，可在小的无线芯片和读/写器之间进行无线通信。取决于集成程度，上面的LSI可称为IC、系统LSI、特级LSI、或超级LSI等。集成的方法不限于LSI，可由专用电路或通用处理器实现。可以使用FPGA(现场可编程门阵列)或可重新配置的处理器，FPGA是一种能在制造后进行编程的LSI，可重新配置的处理器允许对LSI内的电路单元的连接和设置进行重新配置。此外，由于半导体技术的改进或由于从中衍生出的其它技术的出现，替代LSI的另一种集成技术变得可用的情况中，可以用上面的新集成技术实现功能块的集成。例如，生物工艺学可以应用到上述的集成中。

根据本发明的ASK解调装置能对以曼彻斯编码数序列进行ASK调制的已调信号进行解调，而不需要用于检测信号二进制化进行阈值计算和控制。这样，就能有利地将根据本发明的ASK解调装置应用到通信领域等领域中。

虽然详细地描述了本发明，但是上面的描述在所有方面都是描述性的，而不是限制性的。应当理解能够设计众多的其他修改和变化，这并没有背离本发明的范畴。

Claims (18)

1.一种用于对已调信号进行解调的幅移键控解调装置(1)，其中所述已调信号是用通过对不归零数据进行曼彻斯特编码所获得的数据序列而被幅移键控调制的，其特征在于，所述幅移键控解调装置包括：

延迟单元(11)，用于将通过检测所述已调信号而获得的检测信号延迟小于不归零数据中的1比特时间，并输出结果信号作为延迟信号；

减法单元(12)，用于在从所述延迟单元输出的所述延迟信号和所述检测信号之间进行减法运算，并输出结果信号作为减法信号；

时钟提取单元(13)，用于从所述减法单元输出的所述减法信号与一阈值互相交叉的交叉点中提取时间间隔大于或等于Tb-α且小于或等于Tb+β的交叉点，其中0＜α≤Tb/8，0＜β≤Tb，Tb是不归零数据中的1比特时间，并输出与所述提取的交叉点同步的同步信号；

时钟恢复单元(14)，用于使具有与所述不归零数据的比特率相同速率的时钟信号同步于从所述时钟提取单元输出的所述同步信号的相位，并输出数据时钟信号；及

确定单元(15)，用于根据从所述时钟恢复单元输出的所述数据时钟信号，确定从所述减法单元输出的所述减法信号的极性，并输出确定结果作为不归零数据。

2.如权利要求1所述的幅移键控解调装置，其特征在于，所述延迟单元使所述检测信号延迟大于或等于3/24比特时间且小于或等于0.5比特时间，并输出结果信号作为所述延迟信号。

3.如权利要求1所述的幅移键控解调装置，其特征在于，所述延迟单元使所述检测信号延迟大于或等于0.5比特时间且小于或等于21/24比特时间，并输出结果信号作为所述延迟信号。

4.如权利要求1所述的幅移键控解调装置，其特征在于，所述延迟单元使所述检测信号延迟0.5比特时间，并输出结果信号作为所述延迟信号。

5.如权利要求1所述的幅移键控解调装置，其特征在于，所述时钟提取单元从所述减法单元输出的所述减法信号的所述交叉点中提取时间间隔为Tb的交叉点，并输出与所述提取的交叉点同步的同步信号。

6.如权利要求1所述的幅移键控解调装置，其特征在于，还包括连接到数据提取单元的前一级或后一级的低通滤波器，所述低通滤波器由所述延迟单元和所述减法单元构成，以滤除包含在输入信号内的高频分量。

7.如权利要求6所述的幅移键控解调装置，其特征在于，所述低通滤波器是用于在预定时间周期内对所述输入信号积分的积分滤波器。

8.如权利要求7所述的幅移键控解调装置，其特征在于，所述积分滤波器的积分周期小于1比特时间。

9.如权利要求7所述的幅移键控解调装置，其特征在于，所述积分滤波器的积分周期为0.5比特时间。

10.一种用于发送和接收已调信号的无线装置(3)，其中所述已调信号是用通过对不归零数据进行曼彻斯特编码所获得的数据序列而被幅移键控调制的，其特征在于，所述无线装置包括：

帧产生单元(32)，用于通过将要被发送的信息数据构成帧来产生帧数据，所述信息数据是不归零数据；

曼彻斯特编码单元(33)，用于对由所述帧产生单元产生的所述帧数据进行曼彻斯特编码，并输出结果数据作为曼彻斯特数据；

幅移键控调制单元(34)，其用从所述曼彻斯特编码单元输出的所述曼彻斯特数据对载波进行幅移键控调制，并输出所述已调信号；

检测单元(37)，用于检测从另一个无线装置发送来的所述已调信号，并输出检测信号；

幅移键控解调单元(38)，用于对从所述检测单元输出的所述检测信号进行解调，并输出不归零数据和数据时钟信号；及

帧处理单元(39)，用于根据从所述幅移键控解调单元输出的所述不归零数据和所述数据时钟信号，提取所述信息数据，并输出所述信息数据，

其中，所述帧产生单元产生所述帧数据，以使得所述帧数据中包含至少一个或多个不归零数据型式“101”或“010”，并且

，所述幅移键控解调单元包括：

延迟单元(11)，用于将从所述检测单元输出的所述检测信号延迟小于不归零数据中的1比特时间，并输出结果信号作为延迟信号；

减法单元(12)，用于在从所述延迟单元输出的所述延迟信号和所述检测信号之间进行减法运算，并输出结果信号作为减法信号；

时钟提取单元(13)，用于从所述减法单元输出的所述减法信号与一阈值互相交叉的交叉点中提取时间间隔大于或等于Tb-α且小于或等于Tb+β的交叉点，其中0＜α≤Tb/8，0＜β≤Tb，Tb是不归零数据中的1比特时间，并输出与所述提取的交叉点同步的同步信号；

时钟恢复单元(14)，用于使具有与所述不归零数据的比特率相同速率的时钟信号同步于从所述时钟提取单元输出的所述同步信号的相位，并输出数据时钟信号；及

确定单元(15)，用于根据从所述时钟恢复单元输出的所述数据时钟信号，确定从所述减法单元输出的所述减法信号的极性，并输出确定结果作为不归零数据。

11.如权利要求10所述的无线装置，其特征在于，所述帧产生单元产生所述帧数据，以使至少一个或多个不归零数据型式“101”或“010”包含在所述帧数据的头部中。

12.如权利要求10所述的无线装置，其特征在于，所述帧产生单元将所述信息数据划分为多个块，并产生所述帧数据，以使得至少一个或多个不归零数据型式“101”或“010”包含在所述多个块中的相邻块之间。

13.如权利要求10所述的无线装置，其特征在于，所述帧产生单元将所述信息数据划分为多个块，

当块的最后比特为“1”时，在所述块之后立即插入从“01”起始的不归零数据型式，以产生所述帧数据；及

当块的最后比特为“0”时，在所述块之后立即插入从“10”起始的不归零数据型式，以产生所述帧数据。

14.如权利要求10所述的无线装置，其特征在于，所述帧产生单元将所述信息数据划分为多个块，

当块的第1比特为“1”时，在所述块之前立即插入以“10”结束的不归零数据型式，以产生所述帧数据；及

当块的第1比特为“0”时，在所述块之前立即插入以“01”结束的不归零数据型式，以产生所述帧数据。

15.如权利要求10所述的无线装置，其特征在于，仅当接收到预先插入到所述帧数据中的型式“101”或“010”时，所述时钟提取单元提取所述交叉点。

16.一种用于接收已调信号的接收装置，其中所述已调信号是用通过对不归零数据进行曼彻斯特编码所获得的数据序列而被幅移键控调制的，所述不归零数据包括至少一个或多个型式“101”或“010”，其特征在于，所述接收装置包括：

检测单元(37)，用于检测从另一个无线装置发送来的已调信号，并输出检测信号；

幅移键控解调单元(38)，用于对从所述检测单元输出的所述检测信号进行解调，并输出不归零数据和数据时钟信号；及

帧处理单元(39)，用于根据从所述幅移键控解调单元输出的所述不归零数据和所述数据时钟信号，提取信息数据，并输出所述信息数据，

其中，所述幅移键控解调单元包括：

延迟单元(11)，用于将从所述检测单元输出的所述检测信号延迟小于不归零数据中的1比特时间，并输出结果信号作为延迟信号；

减法单元(12)，用于对从所述延迟单元输出的所述延迟信号和所述检测信号进行减法运算，并输出结果信号作为减法信号；

时钟提取单元(13)，用于从所述减法单元输出的所述减法信号与一阈值互相交叉的交叉点中提取时间间隔大于或等于Tb-α且小于或等于Tb+β的交叉点，其中0＜α≤Tb/8，0＜β≤Tb，Tb是不归零数据中的1比特时间，并输出与所述提取的交叉点同步的同步信号；

时钟恢复单元(14)，用于使具有与所述不归零数据的比特率相同速率的时钟信号同步于从所述时钟提取单元输出的所述同步信号的相位，并输出数据时钟信号；及

确定单元(15)，用于根据从所述时钟恢复单元输出的所述数据时钟信号，确定从所述减法单元输出的所述减法信号的极性，并输出确定结果作为不归零数据。

17.一种用于对已调信号进行解调的集成电路，其中所述已调信号是用通过对不归零数据进行曼彻斯特编码所获得的数据序列而被幅移键控调制的，其特征在于，所述集成电路包括：

延迟单元(11)，用于将通过检测所述已调信号获得的检测信号延迟小于不归零数据中的1比特时间，并输出结果信号作为延迟信号；

减法单元(12)，用于对从所述延迟单元输出的所述延迟信号和所述检测信号进行减法运算，并输出结果信号作为减法信号；

时钟提取单元(13)，用于从所述减法单元输出的所述减法信号与一阈值互相交叉的交叉点中提取时间间隔大于或等于Tb-α且小于或等于Tb+β的交叉点，其中0＜α≤Tb/8，0＜β≤Tb，Tb是不归零数据中的1比特时间，并输出与所述提取的交叉点同步的同步信号；

时钟恢复单元(14)，用于使具有与所述不归零数据的比特率相同速率的时钟信号同步于从所述时钟提取单元输出的所述同步信号的相位，并输出数据时钟信号；及

确定单元(15)，用于根据从所述时钟恢复单元输出的所述数据时钟信号，确定从所述减法单元输出的所述减法信号的极性，并输出确定结果作为不归零数据。

18.一种用于发送和接收已调信号的集成电路，其中所述已调信号是用通过对不归零数据进行曼彻斯特编码所获得的数据序列而被幅移键控调制的，其特征在于，所述集成电路包括：

帧产生单元(32)，用于通过将要发送的信息数据构成帧来产生帧数据，所述信息数据是不归零数据；

曼彻斯特编码单元(33)，用于对由所述帧产生单元产生的所述帧数据进行曼彻斯特编码，并输出结果数据作为曼彻斯特数据；

幅移键控调制单元(34)，其用从所述曼彻斯特编码单元输出的所述曼彻斯特数据对载波进行幅移键控调制，并输出已调信号；

检测单元(37)，用于检测从另一个无线装置发送的已调信号，并输出检测信号；

幅移键控解调单元(38)，用于对从所述检测单元输出的所述检测信号进行解调，并输出不归零数据和数据时钟信号；及

帧处理单元(39)，用于根据从所述幅移键控解调单元输出的所述不归零数据和所述数据时钟信号，提取所述信息数据，并输出所述信息数据，

其中，所述帧产生单元产生所述帧数据，以使得在所述帧数据中包含至少一个或多个不归零数据型式“101”或“010”，并且

所述幅移键控解调单元包括：

延迟单元(11)，用于将从所述检测单元输出的所述检测信号延迟小于不归零数据中的1比特时间，并输出结果信号作为延迟信号；

减法单元(12)，用于对从所述延迟单元输出的所述延迟信号和所述检测信号进行减法运算，并输出结果信号作为减法信号；

时钟提取单元(13)，用于从所述减法单元输出的所述减法信号与一阈值互相交叉的交叉点中提取时间间隔大于或等于Tb-α且小于或等于Tb+β的交叉点，其中0＜α≤Tb/8，0＜β≤Tb，Tb是不归零数据中的1比特时间，并输出与所述提取的交叉点同步的同步信号；

时钟恢复单元(14)，用于使具有与所述不归零数据的比特率相同速率的时钟信号同步于从所述时钟提取单元输出的所述同步信号的相位，并输出数据时钟信号；及

确定单元(15)，用于根据从所述时钟恢复单元输出的所述数据时钟信号，确定从所述减法单元输出的所述减法信号的极性，并输出确定结果作为不归零数据。

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