WO2004079738A1 - 復調装置及びアドレス情報抽出装置 - Google Patents

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carrier wave
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Akira Yamamoto
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • G11B20/10—Digital recording or reproducing
    • G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
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    • G—PHYSICS
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    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
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    • H04L2027/0028—Correction of carrier offset at passband only
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    • H04L27/0014—Carrier regulation
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    • H04L2027/0046—Open loops

Definitions

  • the present invention relates to a demodulator that demodulates a signal modulated using binary phase shift keying (BP SK), and further relates to a demodulator that extracts address information of an optical disk.
  • BP SK binary phase shift keying
  • BPSK is a method of modulating (0, 1) of data to (0, ⁇ ) of carrier phase, which is a method often used in the communication field.
  • this modulation method is also used in the field of an optical disc, which is a type of recording medium, and is also used, for example, in DVD + RZ + RW.
  • the recording track on the medium is made to swell with a fixed period, and the method to represent the address is adopted by inverting the phase of the wave (hereinafter referred to as a pull) at a specific place only. There is.
  • Reading the wobble with an optical pick-up gives an analog signal with a wobble period.
  • the device that detects the phase from this analog signal and reproduces the address information is nothing but a BP SK demodulator.
  • the above-mentioned technology is described, for example, in JP-A-5-260413, JP-A-2001-126413, or JP-A-2001-209937.
  • reference numeral 701 denotes a carrier wave regenerating circuit, which regenerates the carrier wave from the B P SK modulated signal.
  • this carrier recovery circuit is a bandpass filter
  • BPF Bandpass filter
  • PLL PLL circuit
  • the 702 receives a BPSK modulated signal, passes only the frequency band of that signal, and It is B PF which removes the noise in.
  • a multiplier 703 inputs a regenerated carrier wave regenerated from the carrier wave regenerating circuit 701 and a BPSK modulated signal which has passed only that frequency band by the BPF 702, and multiplies the two.
  • the reproduced carrier wave and the BPF output signal are in phase, the output value is always a positive sine wave, and in the case of an opposite phase, it is always a negative sine wave.
  • LPF low-pass filter
  • a judgment unit 705 compares the output of the LPF 704 with the 0 level, and outputs 1 when the value is positive and 0 when the value is negative.
  • the determination result of the determination unit 705 is data before BPS K modulation.
  • the demodulation device having the analog configuration shown in FIG. 7 has a problem that it is easily affected by manufacturing variations of component elements, temperature change or aging, and performance degradation easily occurs. Furthermore, when using a demodulator of such an analog configuration as an address detector of DVD + RZ + RW, the rotational speed of the optical disc is kept constant, and signal processing of recording and reproduction is performed according to the physical radius position on the optical disc. It is necessary to dynamically change the frequency characteristics of the analog filters 702 and 704 in order to cope with the CAV (Constant An- gler Velocity) method that changes the speed. In this way, the filter characteristics are tracked to the frequency change in this way It is difficult to Disclosure of the invention
  • the present invention solves the above-mentioned problems, and its object is to reduce the effects of manufacturing variations and temperature changes or secular changes which cause performance deterioration, and to input the BPSK modulation signal. It is to improve the noise resistance by the noise filter which follows the frequency change.
  • an analog circuit configuration that is susceptible to manufacturing variations and noise is made a digital circuit configuration that is not easily affected.
  • a digital circuit configuration is used for processing of recovering the carrier from the noise power of the BPSK modulated signal and the BPSK modulated signal, By integrating the multiplication result obtained by multiplication of the modulation signal and the carrier signal with the carrier wave period, it is possible to realize a filter having a high noise removal effect by following the frequency change of the BPSK modulation signal.
  • the demodulation device of the present invention comprises: carrier wave information extraction means for extracting carrier wave information possessed by a BPSK modulated signal; carrier wave generation means for generating a carrier wave based on carrier wave information extracted by the carrier wave information extraction means; An antenna digital conversion means for converting a BPSK modulated signal into a digital value, A multiplication by which the carrier wave outputted from the carrier generation means is multiplied by the BPSK modulated signal converted into a digital value by the analog digital conversion means It comprises: calculating means; carrier cycle integration means for integrating the multiplication result by the multiplication means at the cycle of the carrier wave generated by the carrier generation means; and determination means for binarizing the integration result of the carrier cycle integration means.
  • the demodulation device is characterized by The demodulation device according to claim 1, wherein the BPSK modulated signal is received, a frequency band equal to or less than a carrier frequency band of the BPSK modulated signal is passed, and the signal thus passed is input to the analog-to-digital converter. It is characterized by further comprising low frequency band pass means.
  • the present invention is characterized in that, in the demodulation device according to claim 1 or 2, the carrier generation means generates a sine wave as a carrier wave.
  • the carrier generation means generates a triangular wave as a carrier wave.
  • the carrier wave generation means has a carrier wave having an amplitude of 1 in a period from ⁇ ⁇ to ⁇ 3 as the carrier wave.
  • the phase has an amplitude of 2 in the period of ⁇ / 3 to 2 ⁇ 3, an amplitude of 2 in the period of 2 ⁇ 3 to the phase of 1, and an amplitude of 1 to 4 ⁇ , 3 in the phase, and the phase is 4 ⁇ .
  • a modified square wave with an amplitude of 23 to 5 ⁇ / 3 and a phase of 5 ⁇ 3 to 2 ⁇ with an amplitude of 1 and 2 is used. It is characterized by The present invention is characterized in that, in the demodulation device according to claim 1 or 2, the carrier generation means generates a square wave as a carrier wave.
  • the present invention is characterized in that, in the demodulation device according to claim 1 or 2, the carrier wave information extraction unit extracts a carrier wave period as carrier wave information possessed by a BPSK modulated signal.
  • the demodulation device according to claim 1 or 2 wherein a value corresponding to a phase difference between the carrier wave generated by the carrier wave generation means and the digital BPSK modulation signal converted by the analog-to-digital conversion means is used.
  • the apparatus further comprises phase difference detection means for detecting the phase difference detection means, delay means for delaying the carrier wave generated by the carrier wave generation means for a predetermined time, delayed carrier wave delayed by the delay means, and the analog-to-digital conversion.
  • a second multiplication means for multiplying the digital BPSK modulated signal converted by the means; and a second portable means for integrating the multiplication result of the second multiplication means with the period of the carrier wave generated by the carrier wave generation means.
  • the generating means is characterized in that the subtraction result of the subtraction means is received as a phase difference detection signal, and the phase of the carrier wave to be generated is adjusted based on the subtraction result so as to eliminate the phase difference.
  • the address information extraction apparatus is an address information extraction apparatus for extracting address information described on a recording medium of an optical disc, comprising: the demodulation apparatus according to claim 1 or 2; It is characterized by reproducing address information on the medium.
  • the demodulation device according to claim 1, wherein the carrier wave information extraction unit extracts carrier wave information of a BPSK modulated signal converted into a digital value by the antenna digital conversion unit.
  • the BPSK modulated signal is received, the frequency band below the carrier frequency band of the BP modulated signal is passed, and the passed signal is sent to the analog-to-digital converter.
  • the apparatus further comprises low frequency band pass means for inputting.
  • the present invention is characterized in that in the demodulation device according to claim 10, the carrier generation means generates a sine wave as a carrier.
  • the present invention is characterized in that in the demodulation device according to claim 10, the carrier generation means generates a triangular wave as a carrier.
  • the carrier wave generation means is a carrier wave, and assuming that the amplitude of a period from 0 to ⁇ 3 is 1 as a carrier, the phase is ⁇ / 3 to 2 ⁇ .
  • Amplitude is 2 during period / 3, phase is from 2 ⁇ 3 to 1), amplitude is 1 during phase from ⁇ to 4 ⁇ / 3, phase is 1 from 1 ⁇ , phase is 4 ⁇ / 3 to 5 ⁇ / It is characterized in that it generates a modified square wave whose amplitude in the period 3 is one and whose amplitude in the period whose phase is 5 ⁇ 3 to 2 ⁇ is one.
  • the carrier generation means outputs a square wave as a carrier.
  • the information extracted by the carrier wave information extraction means is a carrier wave period.
  • the phase difference between the carrier wave generated by the carrier wave generation means and the BPSK modulation signal converted by the analog-to-digital conversion means is provided.
  • the apparatus further comprises phase difference detection means for detecting a value, wherein the phase difference detection means is delay means for delaying the carrier wave generated by the carrier wave generation means for a predetermined time period; A second multiplication means for multiplying the delayed carrier wave delayed by the delay means and the digital BPSK modulated signal converted by the analog digital conversion means; and a multiplication result of the second multiplication means
  • Second carrier cycle integration means for integrating in the cycle of the carrier wave generated by the carrier generation means, and subtraction means for subtracting the integration result of the carrier cycle integration means and the integration result of the second carrier cycle integration means
  • the carrier generation means receives the subtraction result of the subtraction means as a phase difference detection signal, and adjusts the phase of the carrier to be generated so as to eliminate the phase difference based on the subtraction result.
  • An address information extraction apparatus is an address information extraction apparatus for extracting address information described on a recording medium of an optical disk, comprising: the demodulation apparatus according to claim 10 or 11;
  • the present invention is characterized by reproducing address information on the recording medium.
  • the multiplication means and the carrier cycle integration means can be configured by digital circuits, which makes it possible to suppress the performance deterioration.
  • the delay carrier wave and the BPSK modulation signal can be obtained.
  • a value corresponding to the phase difference can be obtained, and more accurate demodulation can be realized by correcting the phase of the carrier wave generated by the carrier wave generation means using the value corresponding to the phase difference. It becomes.
  • the carrier wave information extraction means which receives a digital signal can also be constituted by a digital circuit, and it is possible to realize highly accurate demodulation with suppressed signal deterioration.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a BPSK demodulation circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 shows various generated carriers.
  • FIG. 3 is a diagram showing frequency characteristics of various generated carriers.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a BPSK demodulation circuit according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is an explanatory view of phase difference detection.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a BPSK demodulation circuit according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing a conventional BPSK demodulation circuit. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a block diagram of a BPSK demodulation circuit according to the present embodiment, which corresponds to the description of claims 1, 2 and 3.
  • a carrier information extraction circuit (carrier information extraction means) 101 extracts a frequency component of a carrier contained in the input BPSK modulation signal as carrier information.
  • a carrier generation circuit (carrier generation means) 102 generates a carrier from the frequency component of the carrier extracted by the carrier information extraction circuit 101.
  • 8? 3? ⁇ Modulation signal? (Low frequency band pass means) Only the frequency band below the carrier frequency band is passed by 1 03, and an analog BPSK modulation signal is converted into a digital signal by AZ D converter (analog digital conversion means) 1 0 4 Be done.
  • the generated carrier wave obtained from the carrier wave generator circuit 102 and the digital BPSK modulated signal converted by the AZD converter 104 are multiplied by a multiplier (multiplier means) 105,
  • the multiplication result is the carrier cycle integration circuit (carrier cycle product Minutes) It is input to 106.
  • the carrier cycle integration circuit 1 0 6 integrates the multiplication result of the multiplier 1 0 5 with the period of the carrier wave obtained by the carrier information extraction circuit 1 0 1 and the product result is determined by the determination unit (determination means) 1 0 Enter 7
  • the determiner 1 0 7 makes a positive / negative decision on the value of the input carrier cycle integration result, and outputs 1 when it is positive and 0 when it is negative. This output value is the demodulation data.
  • the carrier wave information extraction circuit 101 is composed of, for example, a band pass filter and a PL circuit, and the extracted information is a square wave synchronized with the BPSK modulation signal.
  • various waveforms can be considered as a waveform of a generated carrier wave which is an output of the carrier wave generation circuit 102, for example, the carrier wave generation circuit 102 is a low pass filter and outputs a sine wave. It will be described in detail below.
  • the sine wave generated by the carrier wave generator circuit 102 and the BPSK modulation signal output from the AZD converter 104 each have the same frequency, and only the phase is a mixture of in-phase and anti-phase waveforms. There is. When they are multiplied by the multiplier circuit 105, they become double frequency sine waves with only positive amplitude in the case of in phase, and double frequency sine waves with negative amplitude only in the case of opposite phase. It becomes.
  • the output of the multiplier 1 0 5 is integrated by the carrier period integration circuit 1 0 6 with the period of the carrier wave.
  • the arithmetic processing of multiplying a sine wave and integrating with the period of the sine wave is equivalent to finding the Fourier coefficient of the sine wave by just Fourier series expansion.
  • a constant positive value is output in the case of in-phase
  • a constant negative value is output in the case of out-of-phase.
  • the arithmetic processing by the multiplier 105 and the carrier cycle integration circuit 106 can be regarded as a band pass filter that passes only the carrier frequency.
  • the output of the carrier cycle integration circuit 1 06 is a positive or negative constant value, and the decision unit 1 0 7 decides whether this output is positive or negative, and makes 1 correspond when positive and 0 when negative. , Demodulated data can be output.
  • a triangular wave can be mentioned as an alternative to a sine wave.
  • the following method can be considered to generate a triangular wave from a square wave.
  • measure the period of the square wave and let that be period T, and the value at time 0 be 0.
  • a constant value a is added from time 0 to time TZ 4 and a constant value a is subtracted from time T / 4 to time 3 T / 4, and constant again from time 3 TZ 4 to time T.
  • a triangular wave can be generated by a circuit that adds the signal a directly. Since this can be easily configured by the adder and the register, it can be realized by a simpler circuit than generating a sine wave.
  • a modified square wave can be mentioned as an alternative to a sine wave. This corresponds to the description of claim 5.
  • a constant value b is output from time 0 to time T ⁇ 6, and a constant value 2 b is output from time T 66 to time T / 3, and from time T / 3 to time TZ 2
  • the modified square wave can be generated by a circuit that outputs b and outputs 1 b from 5 T / 6 to T. This can be realized by a circuit simpler than a triangular wave because it can be configured by a constant output device and a selector.
  • square waves can be mentioned. This corresponds to the description of claim 6.
  • the square wave may be output as it is, which can be realized by the simplest circuit.
  • the frequency characteristics of the multiplier 105 and the carrier period integrator 106 are shown in FIG. 3 for the case where the generated carrier is a sine wave, triangular wave, modified square wave or square wave.
  • the generated carrier is a sine wave, triangular wave, modified square wave or square wave.
  • a sine wave there is a gain only in the vicinity of the carrier frequency, and the gain at other frequencies is almost 0, and it has good band-pass characteristics.
  • the BPSK modulation method since information is present only at the carrier frequency, such a band pass characteristic is very effective for noise removal and also has high demodulation performance.
  • a triangular wave although gain remains at a frequency between twice and three times the carrier frequency, it has a pand-pass characteristic as a whole.
  • the gain at the 3 n frequency is almost 0, but the gain remains at other frequencies.
  • the gain remains at the odd multiple frequency.
  • the frequency characteristics are superior in the order of sine wave, triangular wave, modified square wave, and square wave It can be seen that it is sufficient to select the optimal generated carrier waveform in view of the trade-off between performance and circuit cost.
  • the output of the carrier wave information extraction circuit 101 is a square wave having the same cycle as that of the BPSK modulation signal.
  • the cycle is It is also effective to extract itself and output it. This corresponds to the description of claim 7.
  • the BPSK demodulator is an address information extraction device that extracts address information by reading a disk on a recording medium such as an optical disk, it is also used as a address information extraction device that can realize high-accuracy demodulation. This corresponds to the description of claim 17.
  • FIG. 4 shows a B P S K demodulation circuit according to this embodiment, which corresponds to the description of claim 8.
  • phase difference detection circuit phase difference detection means 1 00 0 is added.
  • the phase difference detection circuit 1 0 0 0 comprises a delay unit 4 0 1, a multiplier 4 0 2, a carrier cycle integration circuit 4 0 3 and a subtractor 4 0 4.
  • multiplier 4 0 2 delays the output of A / D converter 1 0 4 and the generated carrier wave.
  • Device (delay means) differs in that the delayed carrier delayed by a predetermined time by 4 0 1 is used as an input.
  • the integration result of carrier cycle integration circuit 4 0 3 obtained by this configuration is subtracted from the integration result of carrier cycle integration circuit 1 0 6 by subtractor 4 0 4 Do.
  • the subtraction result indirectly represents a function of the phase difference between the generated carrier wave and the BPSK modulation signal, and it is possible to correct the phase difference in the carrier generation circuit 102 using this subtraction result. .
  • the integral value obtained by integrating the multiplication result by the carrier period draws a cosine wave with respect to the change in the phase difference between the generated carrier and the BPSK modulated signal. This is shown in Fig. 5 (a).
  • the integral value is a positive maximum value, and when the phase difference is ⁇ ⁇ 2, the integral value is 0, and when the phase difference is earth ⁇ , that is, negative when the phase difference is negative.
  • the maximum value of the carrier generated not through delay unit 401 is multiplied with the BPS modulation signal and integrated with the carrier period, the value obtained when integrating with the carrier period is calculated, and the carrier generated through delay unit 401 is multiplied with the BP SK modulation signal
  • the value of A ⁇ B takes a negative value when the phase difference between the carrier and the BPSK modulation signal is positive, and conversely, When the phase difference is negative, it takes a positive value. That is, focusing on this relationship, it is possible to correct the phase difference using the value of A ⁇ B.
  • analog processing is performed such that carrier wave information is directly extracted from the BPSK modulation signal, that is, analog BP SK modulation signal is directly input to the carrier wave information extraction circuit 101.
  • the digitalized BP SK modulated signal which is the output of the AZD converter 104 is input to the carrier information extraction circuit 601 to perform digital processing.
  • the carrier wave information extraction circuit 601 is entirely composed of digital circuits, and although not shown, has a band pass filter and a digital PLL circuit inside thereof. In addition, this configuration may include a band pass filter and a period measurement counter. Therefore, since the carrier wave information extraction circuit 601 is also constituted by the digital circuit, it is possible to reduce the performance deterioration of the demodulation circuit due to the analog structure, It is possible to perform demodulation with high accuracy.
  • the carrier wave generated by the carrier wave generation circuit 102 can be a sine wave, a triangular wave, a modified square wave or a square wave. This corresponds to the description of claims 11-14.
  • the carrier wave information extraction circuit 601 outputs the cycle itself in order to facilitate the processing in the carrier wave generation circuit 102. It is also effective to This corresponds to the description of claim 15. Furthermore, it is a matter of course that the phase difference detection circuit 1000 shown in the second embodiment may be added to the present embodiment. This corresponds to the description of claim 16.

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Abstract

　ＢＰＳＫ変調信号を復調する復調装置において、製造バラツキなどのアナログ回路に起因する復調性能の劣化を抑え、更に、ＢＰＳＫ変調信号の周波数変動にも追従できるようにする。　搬送波情報抽出回路１０１及び搬送波生成回路１０２によりＢＰＳＫ変調信号から生成された搬送波と、ＢＰＳＫ変調信号をＬＰＦ１０３を介してＡ／Ｄ変換器１０４によりデジタル化したＢＰＳＫ変調信号とを乗算回路１０５により乗算し、その乗算結果を、搬送波周期積分回路１０６において搬送波の周期で積分し、その後、その積分結果を判定器１０７で２値化を行い、復調を実現する。

Description

明細書 . 復調装置及びァドレス情報抽出装置 技術分野
本発明は、 2相位相変調方式 （B i n a r y Ph a s e S h i f t K e y i n g ； BP SK) を用いて変調された信号を復調する復調装置に関し、 更に、 光ディ スクのァドレス情報を抽出する復調装置に関する。 背景技術
一般に、 BPSKはデータの （0， 1) を搬送波の位相の （0， π) に変調する方 式であり、 通信分野でよく用いられている方式である。 近年、 記録媒体の一種である 光ディスクの分野でもこの変調方式が用いられており、 例えば、 DVD + RZ+RWに も用いられている。
DVD + R/+RWのように書き込みが可能である光ディスクの場合、 現在の光ピッ クアップの位置、 すなわち、 アドレス情報を正確に認識する必要がある。 そこで、 メ ディア上の記録トラックを一定の周期を持たせてうねらせ、 そのうねり （以下、 ゥォ プルと呼ぶ) を特定の場所だけで位相反転させることによって、 ァドレスを表す方式 を採用している。
ゥォブルを光ピックアツプで読み取ると、 ゥォブル周期をもったアナ口グ信号が得 られる。 ここで、 このアナログ信号から位相を検出し、 アドレス情報を再生する装置 は、 BP SK復調装置に他ならない。 上記技術に関しては、 例えば、 特開平 5— 26 0413号公報、 特開 2001— 126413号公報、 又は特開 2001— 2099 37号公報に記載されている。
従来の B P SK復調装置の多くは図 7に示すようなアナログ回路で構成されている。 同図において、 701は搬送波再生回路であり、 B P SK変調信号からその搬送波を 再生する。 ここでは図示していないが、 この搬送波再生回路はバンドパスフィルタ
(以下、 BPFと呼ぶ） と P LL回路とから構成されている場合が多い。 702は同 じく BPSK変調信号を入力として、 その信号の周波数帯域のみを通過させ、 伝送路 におけるノイズを除去する B PFである。 703は搬送波再生回路 701から再生さ れる再生搬送波と B P F 702によりその周波数帯域のみを通過させた B P SK変調 信号とを入力し、 両者の乗算をする乗算器である。 ここで、 再生搬送波と BP F出力 信号とが同位相の場合における出力値は常に正の正弦波となり、 逆位相の場合は常に 負の正弦波となる。 この乗算器 703の乗算結果はローパスフィルタ （以下、 LPF と呼ぶ） 704において低周波帯域のみが通過されて、 理論的には、 同位相の場合は 正の一定値、 逆位相の場合は負の一定値が出力される。 705は判定器であって、 L P F 704の出力と 0レベルとの比較を行い、 その値が正の場合は 1、 負の場合は 0 を出力する。 この判定器 705の判定結果が BPS K変調前のデータとなる。 解決課題
しかしながら、 図 7に示したアナログ構成による復調装置は、 構成素子の製造バラ ツキや、 温度変化又は経年変化の影響を受けやすく、 性能劣化が生じやすいという課 題を有している。 さらに、 このようなアナログ構成の復調装置を DVD + RZ+RWの アドレス検出器として用いる場合は、 光ディスクの回転数は一定に保持し、 光デイス ク上の物理的半径位置によって記録再生の信号処理速度を変化させる CAV (C o n s t a n t An g l e r Ve l o c i t y) 方式に対応するために、 アナログフ ィルタ 702、 704の周波数特性を動的に変化させる必要があるが、 このように周 波数変化にフィルタ特性を追従させることは困難である。 発明の開示
本発明は、 前記問題を解決するものであり、 その目的は、 性能劣化の原因となる製 造バラツキ及ぴ温度変化又は経年変化の影響を低減し、 また、 入力される BP SK変 調信号の周波数変化に追従するノイズフィルタによりノィズ耐性を高めることにある。 前記の目的を達成するために、 本発明では、 製造バラツキやノイズに対する影響を 受け易いアナログ回路構成を、 その影響を受けにくいデジタル回路構成とする。 具体 的には、 B P S K変調信号の復調装置において、 B P S K変調信号のノイズ力ット及 びその B P SK変調信号から搬送波を再生する処理にデジタル回路構成を用い、 また、 変調信号と搬送波信号との乗算により得られる乗算結果を搬送波周期で積分すること により、 B P S K変調信号の周波数変化に追従して高いノィズ除去効果を有するフィ ルタを得ることを実現するものである。 すなわち、 本発明の復調装置は、 B P S K変調信号の有する搬送波情報を抽出する 搬送波情報抽出手段と、 前記搬送波情報抽出手段が抽出した搬送波情報に基づいて搬 送波を生成する搬送波生成手段と、 前記 B P S K変調信号をデジタル値に変換するァ ナ口グデジタル変換手段と、 前記搬送波生成手段から出力される搬送波と前記アナ口 グデジタル変換手段によりデジタル値に変換された B P S K変調信号とを乗算する乗 算手段と、 前記乗算手段による乗算結果を前記搬送波生成手段が生成した搬送波の周 期で積分する搬送波周期積分手段と、 前記搬送波周期積分手段の積分結果を 2値化す る判定手段とを有することを特徴とする。 本発明は、 請求項 1記載の復調装置において、 前記 B P S K変調信号を受け、 前記 B P S K変調信号の搬送波周波数帯域以下の周波数帯域を通過させ、 この通過させた 信号を前記アナログデジタル変換手段に入力する低周波帯域通過手段を更に有するこ とを特徴とする。 本発明は、 請求項 1又は 2記載の復調装置において、 前記搬送波生成手段は、 搬送 波として、 正弦波を生成することを特徴とする。 本発明は、 請求項 1又は 2記載の復調装置において、 前記搬送波生成手段は、 搬送 波として、 三角波を生成することを特徴とする。 本発明は、 請求項 1又は 2記載の復調装置において、 前記搬送波生成手段は、 搬送 波として、 位相が◦から π Ζ 3の期間の振幅を 1とすると、
位相が π / 3から 2 π 3の期間の振幅が 2、 位相が 2 π 3から πの期間の振幅 が 1、 位相が πから 4 π , 3の期間の振幅が一 1、 位相が 4 π Ζ 3から 5 π / 3の期 間の振幅が— 2、 位相が 5 π Ζ 3から 2 πの期間の振幅が一 1となる変形方形波を生 成することを特徴とする。 本発明は、 請求項 1又は 2記載の復調装置にお!/、て、 前記搬送波生成手段は、 搬送 波として、 方形波を生成することを特徴とする。 本発明は、 請求項 1又は 2記載の復調装置において、 前記搬送波情報抽出手段は、 B P S K変調信号の有する搬送波情報として、 搬送波の周期を抽出することを特徴と する。 本発明は、 請求項 1又は 2記載の復調装置において、 前記搬送波生成手段で生成さ れた搬送波と前記アナログデジタル変換手段により変換されたデジタルの B P S K変 調信号との位相差に応じた値を検出する位相差検出手段を更に有し、 前記位相差検出 手段は、 前記搬送波生成手段で生成された搬送波を所定時間遅延させる遅延手段と、 前記遅延手段により遅延された遅延搬送波と前記アナログデジタル変換手段により変 換されたデジタルの B P S K変調信号とを乗算する第 2の乗算手段と、 前記第 2の乗 算手段の乗算結果を前記搬送波生成手段が生成した搬送波の周期で積分する第 2の搬 送波周期積分手段と、 前記搬送波周期積分手段の積分結果と前記第 2の搬送波周期積 分手段の積分結果とにより減算を行う減算手段とを備え、 前記搬送波生成手段は、 前 記減算手段の減算結果を位相差検出信号として受け、 その減算結果に基づいて前記位 相差をなくすように、 生成する搬送波の位相を調整することを特徴とする。 本発明のァドレス情報抽出装置は、 光ディスクの記録媒体上に記載されたァドレス 情報を抽出するァドレス情報抽出装置であって、 前記請求項 1又は 2記載の復調装置 を備え、 前記復調装置により前記記録媒体上のァドレス情報を再生することを特徴と する。 本発明は、 請求項 1記載の復調装置において、 前記搬送波情報抽出手段は、 前記ァ ナ口グデジタル変換手段によつてデジタル値に変換された B P S K変調信号の搬送波 情報を抽出することを特徴とする。 本発明は、 請求項 1 0記載の復調装置において、 前記 B P S K変調信号を受け、 前 記 B P 変調信号の搬送波周波数帯域以下の周波数帯域を通過させ、 この通過させ た信号を前記アナログデジタル変換手段に入力する低周波帯域通過手段を更に有する ことを特徴とする。 本発明は、 請求項 1 0又は 1 1記載の復調装置において、 前記搬送波生成手段は、 搬送波として、 正弦波を生成することを特徴とする。 本発明は、 請求項 1 0又は 1 1記載の復調装置において、 前記搬送波生成手段は、 搬送波として、 三角波を生成することを特徴とする。 本発明は、 請求項 1 0又は 1 1記載の復調装置において、 前記搬送波生成手段は、 搬送波として、 位相が 0から π Ζ 3の期間の振幅を 1とすると、 位相が π / 3から 2 π / 3の期間の振幅が 2、 位相が 2 π Ζ 3から πの期間の振幅が 1、 位相が πから 4 π / 3の期間の振幅が一 1、 位相が 4 π / 3から 5 π / 3の期間の振幅が一 2、 位相 が 5 π Ζ 3から 2 πの期間の振幅が一 1となる変形方形波を生成することを特徴とす る。 本発明は、 請求項 1 0又は 1 1記載の復調装置において、 前記搬送波生成手段は、 搬送波として、 方形波を出力することを特徴とする。 本発明は、 請求項 1 0又は 1 1記載の復調装置において、 前記搬送波情報抽出手段 で抽出される情報を搬送波の周期とすることを特徴とする。 本発明は、 請求項 1 0又は 1 1記載の復調装置において、 前記搬送波生成手段で生 成された搬送波と、 前記アナログデジタル変換手段により変換された前記 B P S K変 調信号との位相差に応じた値を検出する位相差検出手段を更に有し、 前記位相差検出 手段は、 前記搬送波生成手段で生成された搬送波を所定時間遅延させる遅延手段と、 前記遅延手段により遅延された遅延搬送波と前記アナ口グデジタル変換手段により変 換されたデジタルの B P S K変調信号とを乗算する第 2の乗算手段と、 前記第 2の乗 算手段の乗算結果を前記搬送波生成手段が生成した搬送波の周期で積分する第 2の搬 送波周期積分手段と、 前記搬送波周期積分手段の積分結果と前記第 2の搬送波周期積 分手段の積分結果とを減算する減算手段とを備え、 前記搬送波生成手段は、 前記減算 手段の減算結果を位相差検出信号として受け、 その減算結果に基づいて前記位相差を なくすように、 生成する搬送波の位相を調整することを特徴とする。 本発明のァドレス情報抽出装置は、 光ディスクの記録媒体上に記載されたァドレス 情報を抽出するアドレス情報抽出装置であって、 前記請求項 1 0又は 1 1記載の復調 装置を備え、 前記復調装置により前記記録媒体上のァドレス情報を再生することを特 徴とする。 以上により、 本発明では、 アナログの B P S K変調信号をアナログデジタル変換手 段を用いてデジタル値に変換することにより、 その後に行うべき生成搬送波とデジタ ルの B P S K変調信号との乗算及びその乗算結果の搬送波周期積分をデジタル処理す ることとして、 乗算手段及び搬送波周期積分手段をデジタル回路で構成することがで き、 これにより性能劣化を抑えることが可能となる。
また、 本発明では、 低周波帯域通過手段により高周波ノイズを除去した B P S K変 調信号をアナログデジタル変換手段へ入力することにより精度の高いアナログデジタ ル変換を行うことが可能となる。
更に、 本発明では、 搬送波周期積分手段の積分結果から、 所定時間遅延させた遅延 搬送波に基づく第 2の搬送波周期積分手段の積分結果を減算することにより、 遅延搬 送波と B P S K変調信号との位相差に応じた値を得ることができ、 その位相差に応じ た値を用いて前記搬送波生成手段で生成する搬送波の位相を修正することにより、 よ り精度の高い復調を実現することが可能となる。
続いて、 本発明では、 低周波帯域通過手段によりノイズ除去処理を行った後、 アナ ログデジタル変換手段によりデジタル化された B P S K変調信号を用いて搬送波情報 抽出手段が抽出する搬送波情報に基づいて、 搬送波生成手段が搬送波を生成するので、 デジタル信号を入力とする搬送波情報抽出手段もデジタル回路で構成でき、 更に、 信 号劣化を抑えた精度の高い復調を実現することが可能となる。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の第 1の実施の形態における B P S K復調回路の構成を示す図であ る。
図 2は、 各種生成搬送波を示す図である。
図 3は、 各種生成搬送波の周波数特性を示す図である。
図 4は、 本発明の第 2の実施の形態における B P S K復調回路の構成を示す図であ る。
図 5は、 位相差検出の説明図である。
図 6は、 本発明の第 3の実施の形態における B P S K復調回路の構成を示す図であ る。
図 7は、 従来の B P S K復調回路を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
(第 1の実施の形態）
図 1は本実施の形態における B P S K復調回路のブロック図であり、 請求項 1、 2 及び 3の記載に対応している。
1 0 1は入力された B P S K変調信号が有する搬送波の周波数成分を搬送波情報と して抽出する搬送波情報抽出回路 （搬送波情報抽出手段） である。 1 0 2は搬送波生 成回路 （搬送波生成手段） であって、 搬送波情報抽出回路 1 0 1で抽出された搬送波 の周波数成分から搬送波を生成する。 一方で、 8 ? 3∑^変調信号は ？ （低周波帯 域通過手段） 1 0 3により搬送波周波数帯域以下の周波数帯域のみが通過され、 AZ D変換器 （アナ口グデジタル変換手段） 1 0 4によりアナログの B P S K変調信号が デジタル信号に変換される。 ここで、 前記搬送波生成回路 1 0 2から得られた生成搬 送波と AZD変換器 1 0 4により変換されたデジタルの B P S K変調信号とが乗算器 (乗算手段） 1 0 5で乗算され、 その乗算結果は搬送波周期積分回路 （搬送波周期積 分手段） 1 0 6へ入力される。 この搬送波周期積分回路 1 0 6は乗算器 1 0 5の乗算 結果を前記搬送波情報抽出回路 1 0 1により得られた搬送波の周期で積分し、 その積 分結果を判定器 （判定手段） 1 0 7へ入力する。 判定器 1 0 7は入力された搬送波周 期積分結果の値を正負判定し、 正のときは 1、 負のときは 0に、 2値化して出力する。 この出力値が復調データとなる。
次に、 構成の詳細について説明をする。 本実施の形態では、 前記搬送波情報抽出回 路 1 0 1は、 例えば、 バンドパスフィルタと P L L回路とから構成されており、 抽出 される情報は、 B P S K変調信号に同期した方形波である。 また、 搬送波生成回路 1 0 2の出力である生成搬送波の波形としでは様々なものが考えられるが、 ここでは例 えば、 搬送波生成回路 1 0 2はローパスフィルタであり、 正弦波を出力するものとす る。
搬送波生成回路 1 0 2で生成された正弦波と、 AZD変換器 1 0 4の出力する B P S K変調信号とはそれぞれ同じ周波数であり、 位相のみが同相又は逆相の波形が混在 したものとなっている。 両者は乗算回路 1 0 5で乗算されると、 同相の場合は正側の 振幅のみを有する 2倍周波数の正弦波となり、 逆相の場合は負側の振幅のみを有する 2倍周波数の正弦波となる。 その乗算器 1 0 5の出力を搬送波周期積分回路 1 0 6に より搬送波の周期で積分する。 ここで、 正弦波を乗算して、 その正弦波の周期で積分 するという演算処理は、 ちょうどフーリエ級数展開でその正弦波のフーリエ係数を求 めることと等価である。
したがって、 この積分により、 同相の場合は正の一定値が出力され、 逆相の場合は 負の一定値が出力される。 そして更に、 三角関数の直交性から、 D C成分や n倍周波 数成分や余弦波成分を完全に除去することができる。 つまり、 乗算器 1 0 5と搬送波 周期積分回路 1 0 6とによる演算処理は、 搬送波周波数のみを通過させるバンドパス フィルタとみなすこともできる。 搬送波周期積分回路 1 0 6の出力は正又は負の一定 値であり、 判定器 1 0 7ではこの出力の正負を判定し、 正のときに 1を、 負のときに 0を対応させることにより、 復調データを出力することができる。
したがって、 B P S K変調信号の位相が 0のときは 1が出力され、 位相が πのとき は 0が出力されることになり、 B P S K復調回路が実現される。
次に、 搬送波生成回路 1 0 2の出力波形を正弦波以外とした場合における復調性能 と回路規模との関係について、 図 2を用いて考える。 まず、 正弦波の代替波形として、 三角波が挙げられる。 これは請求項 4め記載に対応している。 方形波から三角波を生 成するためには、 例えば、 次のような方法が考えられる。 はじめに、 方形波の周期を 計測し、 それを周期 Tとし、 時刻 0における値を 0とする。 この場合において、 時刻 0から時刻 TZ 4までは一定値 aを加算し、 時刻 T/ 4から時刻 3 T/ 4までは一定 ィ直 aを減算し、 時刻 3 TZ 4から時刻 Tまでは再び一定ィ直 aを加算する回路で三角波 を生成することができる。 これは加算器とレジスタとで簡単に構成できるので、 正弦 波を生成するよりも簡易な回路で実現可能である。 次に、 正弦波の代替波形として、 変形方形波が挙げられる。 これは請求項 5の記載に対応している。 この場合、 例えば、 時刻 0から時刻 Tノ 6までは一定値 bを出力し、 時刻 Tノ 6から時刻 T / 3までは一 定値 2 bを出力し、 時刻 T/ 3から時刻 T Z 2までは一定値 bを出力し、 時刻 T/ 2 力、ら時亥 IJ 2 T/ 3までは一定値一 bを出力し、 時刻 2 TZ 3カ ら時亥 lj 5 T Z 6までは 一定値一 2 bを出力し、 5 T/ 6から Tまでは一 bを出力するような回路により変形 方形波を生成できる。 これは定数出力器とセレクタとで構成できるので、 三角波より も簡易な回路で実現可能である。 更に、 正弦波の代替波形として、 方形波が挙げられ る。 これは請求項 6の記載に対応している。 この場合は、 搬送波情報抽出回路 1 0 1 の出力が方形波であるとすると、 その方形波をそのまま出力すればよく、 最も簡易な 回路により実現可能である。
ここで、 乗算器 1 0 5と搬送波周期積分回路 1 0 6とをあわせた周波数特性を、 生 成搬送波が正弦波、 三角波、 変形方形波又は方形波である場合について図 3に示す。 まず、 正弦波の場合は、 搬送波周波数近傍のみにゲインがあり、 他の周波数でのゲイ ンがほぼ 0となっており、 良好なバンドパス特性を有している。 B P S K変調方式で は、 搬送波周波数のみに情報が存在するので、 このようなバンドパス特性は雑音除去 に非常に有効であり、 また、 復調性能も高い。 次に、 三角波の場合は、 搬送波の 2倍 の周波数と 3倍の周波数との間の周波数においてゲインが残っているものの、 全体と してはパンドパス特性を有している。 続いて、 変形方形波の場合は、 3 n倍周波数に おけるゲインはほぼ 0であるが、 その他の周波数においてゲインが残っている。 また、 方形波の場合は、 奇数倍周波数においてゲインが残っている。
以上により、 周波数特性は正弦波、 三角波、 変形方形波、 方形波の順で優れている ことが示され、 性能と回路コストとのトレードオフを鑑みて最適な生成搬送波波形を 選択すれば良いことがわかる。
尚、 本実施の形態では、 搬送波情報抽出回路 1 0 1の出力を B P S K変調信号と同 じ周期の方形波としていたが、 搬送波生成回路 1 0 2での処理を容易にするためには、 周期そのものを抽出して出力とするのも効果的である。 これは請求項 7の記載に対応 している。
また、 B P S K復調装置は光ディスク等の記録媒体上のゥォブルを読み取ることに よりアドレス情報を抽出するァドレス情報抽出装置でもあるので、 高精度の復調を実 現できるァドレス情報抽出装置としても用いられる。 これは請求項 1 7の記載に対応 する。
(第 2の実施の形態）
次に、 本発明の第 2の実施の形態について図 4を用いて説明する。
図 4は本実施の形態における B P S K復調回路であり、 請求項 8の記載に対応して いる。
本実施の形態では、 より精度の高い復調を実現する。 第 1の実施の形態において、 搬送波生成回路 1 0 2から得られる生成搬送波と AZD変換器 1 0 4によりデジタル 値に変換された B P S K変調信号とは、 同じ B P S K変調信号を源としているが、 そ れぞれ経路が異なるので、 遅延などの影響で位相がずれることがある。 この位相のず れを復調時に適応的に補正するためには、 両者の位相差の情報が必要である。 そこで、 その位相差を検出するために位相差検出回路 （位相差検出手段） 1 0 0 0を付加する。 位相差検出回路 1 0 0 0は遅延器 4 0 1、 乗算器 4 0 2、 搬送波周期積分回路 4 0 3及び減算器 4 0 4により構成される。 ここで、 乗算器 （第 2の乗算手段） 4 0 2、 搬送波周期積分回路 （第 2の搬送波周期積分手段） 4 0 3の機能は第 1の実施の形態 と同様であるが、 乗算器 1 0 5が A/D変換器 1 0 4の出力と生成搬送波とを入力と しているのに対し、 乗算器 4 0 2では A/D変換器 1 0 4の出力と、 生成搬送波を遅 延器 （遅延手段） 4 0 1により所定時間遅延させた遅延搬送波とを入力としている点 において異なる。 本実施の形態では、 この構成により得られた搬送波周期積分回路 4 0 3の積分結果を搬送波周期積分回路 1 0 6の積分結果から減算器 4 0 4により減算 する。 この減算結果は間接的に生成搬送波と BP SK変調信号との位相差の関数を表 . しており、 この減算結果を用いて搬送波生成回路 102において前記位相差を修正す ることが可能となる。
以下に、 前記減算器 404の減算結果が間接的に前記位相差を表すことを図 5によ り説明する。
生成搬送波と BP SK変調信号とを乗算した後、 その乗算結果を搬送波周期で積分 したときの積分値は、 生成搬送波と B P S K変調信号との間の位相差の変化に対して 余弦波を描く。 これを図 5 (a) に示す。 位相差がないときには、 前記積分値は正の 最大値となり、 位相差が ±π 2のときには、 前記積分値は 0となり、 また、 土 πの 位相差のとき、 すなわち、 逆相のときは負の最大値となる。 ここで、 遅延器 401を 経由していない生成搬送波を B P S Κ変調信号と乗算して搬送波周期で積分したとき の値を Α、 遅延器 401を経由した生成搬送波を BP SK変調信号と乗算したときの 積分値を Βとすると、 図 5 (b) に示すように、 A— Bの値は、 搬送波と BP SK変 調信号との位相差が正のときは負の値をとり、 逆に、 位相差が負のときは正の値をと る。 すなわち、 この関係に着目すると、 A—Bの値を利用して位相差を修正すること が可能となる。
(第 3の実施の形態）
次に、 本発明の第 3の実施の形態について図 6を用いて説明する。 これは請求項 9、 1 0の記載に対応している。
第 1及び第 2の実施の形態では、 BP SK変調信号から直接搬送波情報を抽出、 す なわち、 アナログの BP SK変調信号を直接、 搬送波情報抽出回路 101へ入力する といったアナログ処理をしていたが、 本実施の形態では、 AZD変換器 104の出力 であるデジタル化された B P SK変調信号を搬送波情報抽出回路 601へ入力して、 デジタル処理を行う。 ここで、 搬送波情報抽出回路 601はすべてデジタル回路で構 成されており、 図示していないが、 その内部にバンドパスフィルタやデジタル P L L 回路を有している。 またこの構成は、 バンドパスフィルタと周期計測カウンタを有す るものとしても良い。 したがって、 搬送波情報抽出回路 601をもデジタル回路で構 成するので、 アナログ構成に起因する復調回路の性能劣化を低減することができ、 よ り精度の高い復調を行うことが可能となる。
また、 本実施の形態において、 搬送波生成回路 1 0 2により生成される搬送波は正 弦波、 三角波、 変形方形波又は方形波とすることができる。 これは、 請求項 1 1〜1 4の記載に対応している。
尚、 本実施の形態では、 第 1の実施の形態において示したのと同様に、 搬送波生成 回路 1 0 2での処理を容易にするために、 搬送波情報抽出回路 6 0 1は周期そのもの を出力とするのも効果的である。 これは請求項 1 5の記載に対応している。 更に、 本 実施の形態に対して、 前記第 2の実施の形態に示した位相差検出回路 1 0 0 0を付加 しても良いのは勿論である。 これは請求項 1 6の記載に対応している。

Claims

請求の範囲
1 . B P S K変調信号の有する搬送波情報を抽出する搬送波情報抽出手段と、 前記搬送波情報抽出手段が抽出した搬送波情報に基づいて搬送波を生成する搬送波 生成手段と、
前記 B P S K変調信号をデジタル値に変換するアナログデジタル変換手段と、 前記搬送波生成手段から出力される搬送波と前記アナ口グデジタル変換手段により デジタル値に変換された B P S K変調信号とを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段による乗算結果を前記搬送波生成手段が生成した搬送波の周期で積分 する搬送波周期積分手段と、
前記搬送波周期積分手段の積分結果を 2値化する判定手段とを有する
ことを特徴とする復調装置。
2 . 請求項 1記載の復調装置において、
前記 B P S K変調信号を受け、 前記 B P S K変調信号の搬送波周波数帯域以下の周 波数帯域を通過させ、 この通過させた信号を前記アナログデジタル変換手段に入力す る低周波帯域通過手段を更に有する
ことを特徴とする復調装置。
3 . 請求項 1又は 2記載の復調装置において、
前記搬送波生成手段は、 搬送波として、 正弦波を生成する
ことを特徴とする復調装置。
4 . 請求項 1又は 2記載の復調装置において、
前記搬送波生成手段は、 搬送波として、 三角波を生成する
ことを特徴とする復調装置。
5 . 請求項 1又は 2記載の復調装置において、
前記搬送波生成手段は、 搬送波として、 位相が 0から π / 3の期間の振幅を 1とすると、
位相が π / 3から 2 π Ζ 3の期間の振幅が 2、
位相が 2 πノ 3から πの期間の振幅が 1、
位相が π力、ら 4 π / 3の期間の振幅が一 1、
位相が 4 π 3から 5 π 3の期間の振幅が一 2、
位相が 5 π / 3から 2 πの期間の振幅が一 1
となる変形方形波を生成する
ことを特徴とする復調装置。
6 . 請求項 1又は 2記載の復調装置において、
前記搬送波生成手段は、 搬送波として、 方形波を生成する
ことを特徴とする復調装置。
7 . 請求項 1又は 2記載の復調装置において、
前記搬送波情報抽出手段は、 B P S K変調信号の有する搬送波情報として、 搬送波 の周期を抽出する
ことを特徴とする復調装置。
8 . 請求項 1又は 2記載の復調装置において、
前記搬送波生成手段で生成された搬送波と前記アナログデジタル変換手段により変 換されたデジタルの B P S K変調信号との位相差に応じた値を検出する位相差検出手 段を更に有し、
前記位相差検出手段は、
前記搬送波生成手段で生成された搬送波を所定時間遅延させる遅延手段と、 前記遅延手段により遅延された遅延搬送波と前記アナログデジタル変換手段により 変換されたデジタルの B P S K変調信号とを乗算する第 2の乗算手段と、
前記第 2の乗算手段の乗算結果を前記搬送波生成手段が生成した搬送波の周期で積 分する第 2の搬送波周期積分手段と、
前記搬送波周期積分手段の積分結果と前記第 2の搬送波周期積分手段の積分結果と により減算を行う減算手段とを備え、
前記搬送波生成手段は、 前記減算手段の減算結果を位相差検出信号として受け、 そ の減算結果に基づいて前記位相差をなくすように、 生成する搬送波の位相を調整する
9 . 光ディスクの記録媒体上に記載されたァドレス情報を抽出するァドレス情報 抽出装置であって、
前記請求項 1又は 2記載の復調装置を備え、
前記復調装置により前記記録媒体上のァ ドレス情報を再生する
ことを特徴とするァドレス情報抽出装置。
1 0 . 請求項 1記載の復調装置において、
前記搬送波情報抽出手段は、 前記アナ口グデジタル変換手段によってデジタル値に 変換された B P S K変調信号の搬送波情報を抽出する
ことを特徴とする復調装置。
1 1 . 請求項 1 0記載の復調装置において、
前記 B P S K変調信号を受け、 前記 B P S K変調信号の搬送波周波数帯域以下の周 波数帯域を通過させ、 この通過させた信号を前記アナ口グデジタル変換手段に入力す る低周波帯域通過手段を更に有する
ことを特徴とする復調装置。
1 2 . 請求項 1 0又は 1 1記載の復調装置において、
前記搬送波生成手段は、 搬送波として、 正弦波を生成する
ことを特徴とする復調装置。
1 3 . 請求項 1 0又は 1 1記載の復調装置において、
前記搬送波生成手段は、 搬送波として、 三角波を生成する
ことを特徴とする復調装置。
1 4 . 請求項 1 0又は 1 1記載の復調装置において、
前記搬送波生成手段は、 搬送波として、
位相が 0から π Ζ 3の期間の振幅を 1とすると、
位相が π / 3から 2 π 3の期間の振幅が 2、
位相が 2 π Ζ 3力 ら πの期間の振幅が 1、
位相が πから 4 π Ζ 3の期間の振幅が一 1、
位相が 4 π Ζ 3から 5 π / 3の期間の振幅が一 2、
位相が 5 π Ζ 3から 2 πの期間の振幅が一 1
となる変形方形波を生成する
ことを特徴とする復調装置。
1 5 . 請求項 1 0又は 1 1記載の復調装置において、
前記搬送波生成手段は、 搬送波として、 方形波を出力する
ことを特徴とする復調装置。
1 6 . 請求項 1 0又は 1 1記載の復調装置において、
前記搬送波情報抽出手段で抽出される情報を搬送波の周期とする
ことを特徴とする復調装置。
1 7 . 請求項 1 0又は 1 1記載の復調装置において、
前記搬送波生成手段で生成された搬送波と、 前記アナログデジタル変換手段により 変換された前記 B P S K変調信号との位相差に応じた値を検出する位相差検出手段を に有し、
前記位相差検出手段は、
前記搬送波生成手段で生成された搬送波を所定時間遅延させる遅延手段と、 前記遅延手段により遅延された遅延搬送波と前記アナログデジタル変換手段により 変換されたデジタルの B P S Κ変調信号とを乗算する第 2の乗算手段と、
前記第 2の乗算手段の乗算結果を前記搬送波生成手段が生成した搬送波の周期で積 分する第 2の搬送波周期積分手段と、 前記搬送波周期積分手段の積分結果と前記第 2の搬送波周期積分手段の積分結果と を減算する減算手段とを備え、
前記搬送波生成手段は、 前記減算手段の減算結果を位相差検出信号として受け、 そ の減算結果に基づいて前記位相差をなくすように、 生成する搬送波の位相を調整する ことを特徴とする復調装置。
1 8 . 光ディスクの記録媒体上に記載されたアドレス情報を抽出するアドレス情 報抽出装置であって、
前記請求項 1 0又は 1 1記載の復調装置を備え、
前記復調装置により前記記録媒体上のァドレス情報を再生する
ことを特徴とするアドレス情報抽出装置。
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