JP2969346B2 - 高出力電圧生成用半導体回路 - Google Patents
高出力電圧生成用半導体回路Info
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Description
ク・ダウン電圧が低いCMOS素子で高電圧を出力でき
る高出力電圧生成用半導体回路に関するものである。
ることによって構成されるMOSトランジスタのチャネ
ルの長さが短くなるにつれて、チャネル・ブレーク・ダ
ウン電圧も低くなる。これにより、高い出力電圧を出せ
なくなるという問題点が発生するが、これを解消するた
めに、集積回路で高電圧を実現する代表的な方法が2つ
ある。
であり、第2の方法は、シールド(shield)電圧を用いる
方法である。前記高電圧用の工程を用いる第1の方法
は、特殊な追加工程が必要なので、上述のシールド(shi
eld)電圧を用いる第2の方法に比べて、回路構成の面積
及び複雑さが増加する問題点が発生する。
利用して電圧の上昇範囲を限定させ、それぞれのトラン
ジスタにかかる電圧を制限する方法である。このため、
最近は、シールド電圧を用いる方法が代表的なものとな
り、集積回路で高電圧を実現するようになった。シール
ド電圧を利用する方法は、図5に示すような、高出力電
圧生成用半導体回路の構成で実現され、動作の制御のた
めの限界電圧VSHLD をゲート端子で受けて端子VINか
らの入力信号をソース端子で受けるPMOSトランジス
タP1と、前記PMOSトランジスタP1のドレーン端
子より出力される信号をゲート端子で受けて所定の正電
圧VDD をソース端子で受けるPMOSトランジスタP2
と、前記PMOSトランジスタP2のドレーン端子より
出力される信号をソース端子で受けて限界電圧VSHLD を
ゲート端子で受けて動作するPMOSトランジスタP3
と、前記限界電圧VSHLD をゲート端子で受けて端子VI
Nからの入力信号をソース端子で受けるNMOSトラン
ジスタN1と、前記NMOSトランジスタN1のドレー
ン端子より出力される信号をゲート端子で受けて接地電
位をソース端子で受けるNMOSトランジスタN2と、
前記NMOSトランジスタN2のドレーン端子がソース
端子につながれ、前記PMOSトランジスタP3のドレ
ーン端子にかかる電圧をドレーン端子で受けて、限界電
圧VSHLD をゲート端子で受けて動作するNMOSトラン
ジスタN3とで構成される。
〜P3の基板バイアス電圧は前記正電圧VDD に設定さ
れ、前記NMOSトランジスタN1〜N3の基板バイア
ス電圧は前記接地電位に設定される。上記のように構成
される従来のチャンネルのブレーク・ダウン現象を防止
するための半導体回路は、米国特許第5,465,05
4号に詳しく説明されており、簡単に説明すると次のよ
うである。
し、トランジスタ駆動用電圧として用いる正電圧VDD を
10Vに設定した場合に、常にターン・オン動作されて
いるトランジスタは、PMOSトランジスタP1,P3
と、NMOSトランジスタN1,N3である。このと
き、NMOSトランジスタN2及びPMOSトランジス
タP2は、入力電圧の状態によってターン・オン動作又
はターン・オフ動作をする。
るとき、PMOSトランジスタP2はターン・オン動作
されるのに反して、NMOSトランジスタN2はターン
・オフ動作をするため、PMOSトランジスタP3とN
MOSトランジスタN3の共通のドレーン端子にトラン
ジスタ駆動用電圧の正電圧VDD がかかるようになり、端
子VOUTはハイ状態を維持する。
るときは、PMOSトランジスタP2はターン・オフさ
れるのに反して、NMOSトランジスタN2はターン・
オン動作をするため、PMOSトランジスタP3とNM
OSトランジスタN3の共通のドレーン端子に接地電位
かかかるようになり、端子VOUTはロー状態を維持す
る。
状態とハイ状態とに区分するが、電圧の状態は相対的な
ものであり、一般的な0V及び5Vを示すものではな
い。上述のように、従来の高出力電圧生成用半導体回路
では、端子VOUTからの出力信号の電圧が0V〜10
Vまで変化しても、プルアップ機能を遂行するPMOS
トランジスタP2,P3及びプルダウン機能を遂行する
NMOSトランジスタN2,N3のソース端子とドレー
ン端子との間の電圧は5V程度に制限されるため、出力
信号の電圧の変動によるトランジスタのチャネルのブレ
ーク・ダウン現象を防止できる。
の2倍に相当する電圧を出力できる。
電圧生成用半導体回路では、インバータの機能を遂行す
る際の入力信号の電圧の論理状態がハイ状態である場合
には、NMOSトランジスタN1のソース端子の電位が
フローティング(Floating)状態の場合に正常的な動作を
遂行するため、全体的な動作の安定性が劣る問題点があ
る。
めに、トランジスタ駆動用電圧の正電圧VDD を10Vか
ら15Vに高めると、PMOSトランジスタP2,P3
及びNMOSトランジスタN2,N3のソース端子とド
レーン端子との間の電圧は、約7.5V程度になる。さ
らに、前記正電圧VDD を30Vにすると、上述のトラン
ジスタのソース端子とドレーン端子との間の電圧は、約
15V程度になる。
と、PMOSトランジスタP2,P3及びNMOSトラ
ンジスタN2,N3のソース端子とドレーン端子との間
に過度な電圧がかかるため、これらのPMOSトランジ
スタP2,P3及びNMOSトランジスタN2,N3の
チャネルがブレーク・ダウンを起こすようになって、高
出力電圧生成用半導体回路が正常に動作しなくなる。
VDD を所定の範囲の値以上に高くすると、チャネル・ブ
レーク・ダウン電圧の2倍以上の電圧を出力できないと
いう問題点が発生する。そこで、本発明はこのような従
来の課題に鑑みてなされたもので、安定した動作を行い
ながら、低いチャネル・ブレーク・ダウン電圧により、
大きい出力電圧が得られる高出力電圧生成用半導体回路
を提供することにある。
明に係る高出力電圧生成用半導体回路は、入力信号が第
1論理状態の場合に順次ターン・オン動作して、所定の
駆動電圧をそれぞれ異なる比率に分圧して、第1分圧信
号及び第2分圧信号を発生させて、前記入力信号が第2
論理状態の場合に順次ターン・オン動作して、前記入力
信号の電圧をそれぞれ異なる比率に分圧して、第3分圧
信号及び第4分圧信号を発生させる分圧信号発生部と、
前記駆動電圧を所定の電圧に分圧した第1コントロール
電圧と、前記駆動電圧を前記第1コントロール電圧に比
して相対的に低い所定の電圧に分圧した第2コントロー
ル電圧と、前記分圧信号発生部から出力される第2分圧
信号及び第3分圧信号とを受けて、前記入力信号の論理
状態に応じてデータ・ノードの電圧をプルアップ又はプ
ルダウンし、接地電位と前記駆動電圧の間で一定の変動
幅に維持する変動電圧保護部と、前記変動電圧保護部で
一定の変動幅に維持されるデータ・ノードの電圧の状態
によって信号出力端子にかかる電位をプルアップ又はプ
ルダウンし、プルアップ時は、前記第1コントロール電
圧と前記第1分圧信号とによって前記駆動電圧の伝達経
路を形成し、プルダウン時は、前記第2コントロール電
圧と前記第4分圧信号とによって前記接地電位の伝達経
路を形成する出力信号発生部と、を含む構成とする。
路では、前記分圧信号発生部は、所定の正電圧を前記駆
動電圧としてソース端子で受け、ゲート端子とドレーン
端子が接続し、ドレーン端子にかかる電圧を第1分圧信
号として発生させる第1PMOSトランジスタと、前記
第1PMOSトランジスタのドレーン端子にかかる電圧
をソース端子で受け、ゲート端子とドレーン端子が接続
し、ドレーン端子にかかる電圧を第2分圧信号として発
生させる第2PMOSトランジスタと、前記第2PMO
Sトランジスタのドレーン端子にかかる電圧をソース端
子で受け、ゲート端子とドレーン端子が接続する第3P
MOSトランジスタと、前記第3PMOSトランジスタ
のドレーン端子と接続している前記入力信号が入力する
信号入力端子にドレーン端子とゲート端子が共通に接続
し、ソース端子にかかる電圧を第3分圧信号として発生
させる第1NMOSトランジスタと、前記第1NMOS
トランジスタのソース端子にドレーン端子とゲート端子
が共通に接続し、ソース端子にかかる電圧を第4分圧信
号として発生させる第2NMOSトランジスタと、前記
第2NMOSトランジスタのソース端子にドレーン端子
とゲート端子が共通に接続し、ソース端子で接地電位を
受ける第3NMOSトランジスタと、から構成される。
路では、前記変動電圧保護部は、前記第1コントロール
電圧を駆動電圧としてソース端子に受け、前記第2分圧
信号をゲート端子に受ける第4PMOSトランジスタ
と、前記第4PMOSトランジスタのドレーン端子にか
かる電圧をソース端子で受け、ゲート端子に入力される
前記第1コントロール電圧によってターン・オン動作又
はターン・オフ動作をする第5PMOSトランジスタ
と、ドレーン端子が前記データ・ノードと接続する前記
第5PMOSトランジスタのドレーン端子に接続し、ゲ
ート端子に入力される前記第2コントロール電圧の状態
によってターン・オン動作又はターン・オフ動作をする
第4NMOSトランジスタと、前記第4NMOSトラン
ジスタのソース端子にドレーン端子が接続し、前記第2
コントロール電圧を駆動電圧としてソース端子に受け、
前記第3分圧信号をゲート端子に受ける第5NMOSト
ランジスタと、から構成される。
路では、前記出力信号発生部は、所定の正電圧を前記駆
動電圧としてソース端子に受け、前記第1分圧信号をゲ
ート端子に受ける第6PMOSトランジスタと、前記第
6PMOSトランジスタのドレーン端子にかかる電圧を
ソース端子で受け、ゲート端子に入力される前記第1コ
ントロール電圧によってターン・オン動作又はターン・
オフ動作をする第7PMOSトランジスタと、前記第7
PMOSトランジスタのドレーン端子にかかる電圧をソ
ース端子で受け、前記変動電圧保護部のデータ・ノード
にかかる電圧をゲート端子に受ける第8PMOSトラン
ジスタと、前記第8PMOSトランジスタのドレーン端
子と接続している前記信号出力端子にドレーン端子が接
続し、ゲート端子が前記第8PMOSトランジスタのゲ
ート端子と接続している第6NMOSトランジスタと、
前記第6NMOSトランジスタのソース端子にかかる電
圧をドレーン端子で受け、前記第2コントロール電圧を
ゲート端子に受ける第7NMOSトランジスタと、前記
第7NMOSトランジスタのソース端子にかかる電圧を
ドレーン端子で受け、前記第4分圧信号をゲート端子に
受け、接地電位をソース端子に受ける第8NMOSトラ
ンジスタと、から構成される。
路では、前記PMOSトランジスタは、前記駆動電圧を
バイアス電圧として用いることとする。請求項6に係る
高出力電圧生成用半導体回路では、前記NMOSトラン
ジスタは、前記接地電位をバイアス電圧として用いるこ
ととする。請求項7に係る高出力電圧生成用半導体回路
では、前記第1コントロール電圧は、前記駆動電圧の2
/3の大きさを有することとする。
路では、前記第2コントロール電圧は、前記駆動電圧の
1/3の大きさを有することとする。請求項9に係る高
出力電圧生成用半導体回路では、前記第1コントロール
電圧は、5Vで駆動するCMOSトランジスタのゲート
端子にかかる電圧の2倍の大きさを有し、前記第2コン
トロール電圧は、前記第1コントロール電圧の1/2の
大きさを有することとする。
回路では、前記入力信号の電圧の大きさは、第1論理状
態の場合には接地電位と同一であり、第2論理状態の場
合には駆動電圧と同一であることとする。
図面を参照して説明する。図1は、本発明に係る高出力
電圧生成用半導体回路の一実施形態の構成図である。図
1の高出力生成用半導体回路は、入力信号が第1論理状
態の場合に順次ターン・オン動作して、所定の駆動電圧
をそれぞれ異なる比率に分圧して、第1分圧信号及び第
2分圧信号を発生させて、前記入力信号が第2論理状態
の場合に順次ターン・オン動作して、前記入力信号の電
圧をそれぞれ異なる比率に分圧して、第3分圧信号及び
第4分圧信号を発生させる分圧信号発生部である入力部
100と、前記駆動電圧を所定の電圧に分圧した第1コ
ントロール電圧Hshield と、前記駆動電圧を前記第1コ
ントロール電圧Hshield に比して相対的に低い所定の電
圧に分圧した第2コントロール電圧Lshield と、前記入
力部100から出力される第2分圧信号及び第3分圧信
号とを受けて、前記入力信号の論理状態に応じてデータ
・ノードn7の電圧をプルアップ又はプルダウンし、接
地電位と前記駆動電圧の間で一定の変動幅に維持する変
動電圧保護部であるシールド部200と、前記シールド
部200で一定の変動幅に維持されるデータ・ノードn
7の電圧の状態によって信号出力端子にかかる電位をプ
ルアップ又はプルダウンし、プルアップ時は、前記第1
コントロール電圧Hshield と前記第1分圧信号とによっ
て前記駆動電圧の伝達経路を形成し、プルダウン時は、
前記第2コントロール電圧Lshield と前記第4分圧信号
とによって前記接地電位の伝達経路を形成する出力信号
発生部である出力部300と、を含む構成である。
駆動電圧としてソース端子を介して入力すると同時に前
記正電圧VDD をバイアス電圧として受けて、ゲート端子
とドレーン端子が接続し、ドレーン端子にかかる電圧、
即ち、第1ノードn1にかかる電圧を第1分圧信号とし
て発生させる第1PMOSトランジスタMP1と、前記
第1PMOSトランジスタMP1のドレーン端子にかか
る電圧をソース端子に入力すると同時に前記正電圧VDD
をバイアス電圧として受けて、ゲート端子とドレーン端
子が接続し、ドレーン端子にかかる電圧、即ち、第2ノ
ードn2にかかる電圧を第2分圧信号として発生させる
第2PMOSトランジスタMP2と、前記第2PMOS
トランジスタMP2のドレーン端子にかかる電圧をソー
ス端子に入力すると同時に前記正電圧VDD をバイアス電
圧として受けて、ゲート端子とドレーン端子が接続して
いる第3PMOSトランジスタMP3と、前記第3PM
OSトランジスタMP3のドレーン端子と接続している
前記入力信号が入力する信号入力端子にドレーン端子と
ゲート端子が共通に接続し、接地電位をバイアス電圧と
して受け、ソース端子にかかる電圧、即ち、第3ノード
n3にかかる電圧を第3分圧信号として発生させる第1
NMOSトランジスタMN1と、前記第1NMOSトラ
ンジスタMN1のソース端子にかかる電圧を、共通に接
続されるドレーン端子とゲート端子を介して共通に入力
し、前記接地電位をバイアス電圧として受け、ソース端
子にかかる電圧、即ち、第4ノードn4にかかる電圧を
第4分圧信号として発生させる第2NMOSトランジス
タMN2と、前記第2NMOSトランジスタMN2のソ
ース端子にかかる電圧を、共通に接続されるドレーン端
子とゲート端子を介して共通に入力し、前記接地電位を
バイアス電圧として受けると共に、ソース端子で接地電
位を受ける第3NMOSトランジスタMN3と、で構成
される。
きさの第1コントロール電圧Hshield を駆動電圧として
ソース端子に入力すると同時に前記正電圧VDD をバイア
ス電圧として受け、前記第2PMOSトランジスタMP
2のドレーン端子にかかる電圧(第2分圧信号)をゲー
ト端子に受ける第4PMOSトランジスタMP4と、前
記第4PMOSトランジスタMP4のドレーン端子にか
かる電圧をソース端子に入力すると同時に前記正電圧VD
D をバイアス電圧として受け、ゲート端子に入力される
前記第1コントロール電圧Hshield によってターン・オ
ン動作又はターン・オフ動作をする第5PMOSトラン
ジスタMP5と、ドレーン端子が前記データ・ノードと
接続する前記第5PMOSトランジスタMP5のドレー
ン端子に接続し、接地電位をバイアス電圧として受け
て、ゲート端子に入力される第2コントロール電圧Lshi
eld の状態によってターン・オン動作又はターン・オフ
動作をする第4NMOSトランジスタMN4と、前記第
4NMOSトランジスタMN4のソース端子にドレーン
端子が接続し、第2コントロール電圧Lshield を駆動電
圧としてソース端子に入力すると同時に接地電位をバイ
アス電圧として受けて、前記第1NMOSトランジスタ
MN1のソース端子にかかる電圧(第3分圧信号)をゲ
ート端子に受ける第5NMOSトランジスタMN5とで
構成される。
電圧VDD を駆動電圧としてソース端子に入力すると同時
に前記正電圧VDD をバイアス電圧として受けて、前記第
1PMOSトランジスタMP1のドレーン端子にかかる
電圧(第1分圧信号)をゲート端子に受ける第6PMO
SトランジスタMP6と、前記第6PMOSトランジス
タMP6のドレーン端子にかかる電圧をソース端子に入
力すると同時に前記正電圧VDD をバイアス電圧として受
けて、ゲート端子に入力される前記第1コントロール電
圧Hshield によってターン・オン動作又はターン・オフ
動作をする第7PMOSトランジスタMP7と、前記第
7PMOSトランジスタMP7のドレーン端子にかかる
電圧をソース端子に入力すると同時に前記正電圧VDD を
バイアス電圧として受けて、前記第5PMOSトランジ
スタMP5のドレーン端子から出力される電圧である前
記シールド部200のデータ・ノードn7にかかる電圧
をゲート端子に受ける第8PMOSトランジスタMP8
と、前記第8PMOSトランジスタMP8のドレーン端
子と接続している前記信号出力端子にドレーン端子が接
続し、ゲート端子が前記第8PMOSトランジスタMP
8のゲート端子と共通に接続し、接地電位をバイアス電
圧として受ける第6NMOSトランジスタMN6と、前
記第6NMOSトランジスタMN6のソース端子にかか
る電圧をドレーン端子に入力すると同時に前記接地電位
をバイアス電圧として受けて、前記第2コントロール電
圧Lshield をゲート端子に受ける第7NMOSトランジ
スタMN7と、第7NMOSトランジスタMN7のソー
ス端子にかかる電圧をドレーン端子に入力すると同時に
前記接地電位をバイアス電圧として受け、前記第2NM
OSトランジスタMN2のソース端子にかかる電圧(第
4分圧信号)をゲート端子に受け、接地電位をソース端
子に受ける第8NMOSトランジスタMN8とで構成さ
れる。
に係る高出力電圧生成用半導体回路の動作を説明する。
このとき、前記第1,第2コントロール電圧Hshield ,
Lshield は、駆動電圧として提供される正電圧VDD の2
/3,1/3の大きさをそれぞれ有する。例えば、正電
圧VDD が15Vと仮定すると、第1コントロール電圧Hs
hield は10Vであり、第2コントロール電圧Lshield
は5Vである。即ち、前記第1コントロール電圧Hshiel
d は、5Vで駆動するCMOSトランジスタのゲート端
子にかかる電圧の2倍の大きさを有し、第2コントロー
ル電圧Lshield は、第1コントロール電圧Hshield の1
/2の大きさを有する。
は、第1〜第3PMOSトランジスタMP1〜MP3が
等価であり、第1〜第3NMOSトランジスタMN1〜
MN3が等価である場合に、等しく分配されて、入力部
100を構成する各トランジスタの連結ノード、即ち、
第1〜第4ノードn1〜n4にかかる電圧は、次の表1
に示すようになる。
Vで、1個のトランジスタにかかる電圧は5Vである。
入力部100における入力信号INの電圧の分配に対応
して、出力時にトランジスタに過電圧がかからないよう
にするため、出力部300を構成している各トランジス
タのゲート端子にかかる電圧は、次の表2に示すように
まとめられる。
は0〜15Vで、1個のトランジスタにかかる電圧は5
Vである。表2で判るように、第7PMOSトランジス
タMP7及び第7NMOSトランジスタMN7の各ゲー
ト端子には、常に一定の電圧がかかるようになり、各ゲ
ート端子の制御信号として第1,第2コントロール電圧
Hshield ,Lshield をそれぞれ用いる。
び第8NMOSトランジスタMN8の各ゲート端子の制
御信号として、入力部100の第1ノードn1及び第4
ノードn4にかかる電圧、即ち、第1PMOSトランジ
スタMP1のドレーン端子にかかる電圧と、第2NMO
SトランジスタMN2のソース端子にかかる電圧とをそ
れぞれ用いる。
UTが出力されるまでの回路動作は、入力信号INの電
圧状態が正電圧VDD の状態に近い第1論理状態、即ちハ
イ状態であれば、第1ノードn1及び第2ノードn2に
かかる電圧は、入力信号INの電圧と正電圧VDD の間の
電圧になることにより、第1〜第3PMOSトランジス
タMP1〜MP3は全てターン・オフ動作をする。
め、第3ノードn3及び第4ノードn4にかかる電圧
は、接地電位と入力信号INが有する電圧の間に存在す
るため、第1〜第3NMOSトランジスタMN1〜MN
3は、全てターン・オン動作をする。従って、前記第1
〜第3NMOSトランジスタMN1〜MN3からの電流
が各トランジスタのチャネルを流れながら電圧降下され
て、表1に示されているように、第3ノードn3には1
0Vの電圧がかかり、第4ノードn4には5Vの電圧が
かかり、第1ノードn1及び第2ノードn2には15V
の電圧がかかるようになる。
OSトランジスタMP4のゲート端子には第2ノードn
2の電圧がかかるようになって、ターン・オフ動作を
し、第5NMOSトランジスタMN5のゲート端子には
第3ノードn3の電圧がかかるようになって、飽和状態
でのターン・オン動作を遂行するようになる。このと
き、第5PMOSトランジスタMP5は、ゲート端子に
入力される第1コントロール電圧Hshield がバイアス電
圧に比して低いため、ターン・オン動作の状態を維持す
るようになり、第4NMOSトランジスタMN4は、ゲ
ート端子に入力される第2コントロール電圧Lshield が
バイアス電圧に比して高いため、ターン・オン動作の状
態を維持するようになる。
ノードn7には、第4、第5NMOSトランジスタMN
4,MN5のターン・オン動作によって第2コントロー
ル電圧Lshield がかかるようになるが、トランジスタを
介して電圧が降下され、実際には、第2コントロール電
圧Lshield より低い電圧がかかる。また、第8NMOS
トランジスタMN8及び第7NMOSトランジスタMN
7の場合、各ゲート端子にかかる第4ノードn4にかか
る電圧及び第2コントロール電圧Lshield が全て接地電
位より高いため、ターン・オン動作状態にあり、前記デ
ータ・ノードn7にかかる電圧をゲート端子で受ける第
6NMOSトランジスタMN6もターン・オン動作の状
態になる。
8PMOSトランジスタMP6〜MP8の各ゲート端子
にかかる電圧は、15V,10V,5Vになり、第6〜
第8NMOSトランジスタMN6〜MN8の各ゲート端
子にかかる電圧は、5V,5V,5Vになるので、第6
PMOSトランジスタMP6を除いて、全てターン・オ
ン動作される。
めのPMOSトランジスタ素子側では、前記第6PMO
SトランジスタMP6がターン・オフ動作されているた
めに、駆動電圧が信号出力端子にかからない。反面、前
記信号出力端子をプルダウンするためのNMOSトラン
ジスタ素子側では、全てターン・オン動作状態であるた
め、信号出力端子には接地電位がかかるようになる。
信号INがハイ状態の場合の動作について説明したが、
前記入力信号INが第2論理状態、即ちロー状態の場合
は、上述の動作と逆に動作する。つまり、データ・ノー
ドn7には第1コントロール電圧Hshield より高い電圧
がかかるようになる。このとき、データ・ノードn7に
かかる電圧と、第5PMOSトランジスタMP5のソー
ス端子にかかる電圧Aと、第4NMOSトランジスタM
N4のソース端子にかかる電圧Bとの関係を、図2に示
す。
と、入力信号INの電圧と、出力信号OUTの電圧との
関係を、図3に示す。図2で判るように、本実施形態の
長所は、第5PMOSトランジスタMP5のソース端子
にかかる電圧Aが10V前後の大きさの電圧を有するた
め、第4PMOSトランジスタMP4のドレーン端子と
前記ソース端子との間の電圧の差を減少させ、同様に、
第4NMOSトランジスタMN4のソース端子にかかる
電圧Bが5V前後の大きさの電圧を有するため、第5N
MOSトランジスタMN5のドレーン端子と前記ソース
端子との間の電圧の差を減少させることにある。これに
よって、高出力電圧生成用半導体回路の動作の安定性を
維持できる。
所は、入力信号INの電圧が0〜15Vまで変動するこ
とによって、出力信号OUTの電圧も0〜15Vまで変
動するということである。本実施形態の高出力電圧生成
用半導体回路では、プルアップ及びプルダウン動作を多
段階に分割することで、出力信号の電圧の変動幅をより
大きくして得ることができる。
出力電圧生成用半導体回路は、インバータの機能を遂行
するので、図1に示す構成を直列に2つ繋げると、入力
信号に対して正の出力信号を得られる。この場合の高出
力電圧生成用半導体回路の実施形態は、図4に示すよう
に、入力部401、シールド部402,404、入出力
部403、及び出力部404から構成される。
力電圧生成用半導体回路は、安定した動作を行いなが
ら、低いチャネル・ブレーク・ダウン電圧により、大き
い出力電圧を得ることができる。具体的には、スタンダ
ードなCMOSトランジスタを用いて、本来のCMOS
トランジスタの動作電圧の3倍の高電圧を出力すること
ができる。従って、本発明にかかる高出力電圧生成用半
導体回路は、高電圧のトランジスタを利用する構成、例
えばドライバ回路等において利用可能である。
実施形態の概略的構成図
他の実施形態の概略的構成図
Claims (10)
- 【請求項1】入力信号が第1論理状態の場合に順次ター
ン・オン動作して、所定の駆動電圧をそれぞれ異なる比
率に分圧して、第1分圧信号及び第2分圧信号を発生さ
せて、前記入力信号が第2論理状態の場合に順次ターン
・オン動作して、前記入力信号の電圧をそれぞれ異なる
比率に分圧して、第3分圧信号及び第4分圧信号を発生
させる分圧信号発生部と、 前記駆動電圧を所定の電圧に分圧した第1コントロール
電圧と、前記駆動電圧を前記第1コントロール電圧に比
して相対的に低い所定の電圧に分圧した第2コントロー
ル電圧と、前記分圧信号発生部から出力される第2分圧
信号及び第3分圧信号とを受けて、前記入力信号の論理
状態に応じてデータ・ノードの電圧をプルアップ又はプ
ルダウンし、接地電位と前記駆動電圧の間で一定の変動
幅に維持する変動電圧保護部と、 前記変動電圧保護部で一定の変動幅に維持されるデータ
・ノードの電圧の状態によって信号出力端子にかかる電
位をプルアップ又はプルダウンし、プルアップ時は、前
記第1コントロール電圧と前記第1分圧信号とによって
前記駆動電圧の伝達経路を形成し、プルダウン時は、前
記第2コントロール電圧と前記第4分圧信号とによって
前記接地電位の伝達経路を形成する出力信号発生部と、
を含むことを特徴とする高出力電圧生成用半導体回路。 - 【請求項2】前記分圧信号発生部は、 所定の正電圧を前記駆動電圧としてソース端子で受け、
ゲート端子とドレーン端子が接続し、ドレーン端子にか
かる電圧を第1分圧信号として発生させる第1PMOS
トランジスタと、 前記第1PMOSトランジスタのドレーン端子にかかる
電圧をソース端子で受け、ゲート端子とドレーン端子が
接続し、ドレーン端子にかかる電圧を第2分圧信号とし
て発生させる第2PMOSトランジスタと、 前記第2PMOSトランジスタのドレーン端子にかかる
電圧をソース端子で受け、ゲート端子とドレーン端子が
接続する第3PMOSトランジスタと、 前記第3PMOSトランジスタのドレーン端子と接続し
ている前記入力信号が入力する信号入力端子にドレーン
端子とゲート端子が共通に接続し、ソース端子にかかる
電圧を第3分圧信号として発生させる第1NMOSトラ
ンジスタと、 前記第1NMOSトランジスタのソース端子にドレーン
端子とゲート端子が共通に接続し、ソース端子にかかる
電圧を第4分圧信号として発生させる第2NMOSトラ
ンジスタと、 前記第2NMOSトランジスタのソース端子にドレーン
端子とゲート端子が共通に接続し、ソース端子で接地電
位を受ける第3NMOSトランジスタと、から構成され
ることを特徴とする請求項1に記載の高出力電圧生成用
半導体回路。 - 【請求項3】前記変動電圧保護部は、 前記第1コントロール電圧を駆動電圧としてソース端子
に受け、前記第2分圧信号をゲート端子に受ける第4P
MOSトランジスタと、 前記第4PMOSトランジスタのドレーン端子にかかる
電圧をソース端子で受け、ゲート端子に入力される前記
第1コントロール電圧によってターン・オン動作又はタ
ーン・オフ動作をする第5PMOSトランジスタと、 ドレーン端子が前記データ・ノードと接続する前記第5
PMOSトランジスタのドレーン端子に接続し、ゲート
端子に入力される前記第2コントロール電圧の状態によ
ってターン・オン動作又はターン・オフ動作をする第4
NMOSトランジスタと、 前記第4NMOSトランジスタのソース端子にドレーン
端子が接続し、前記第2コントロール電圧を駆動電圧と
してソース端子に受け、前記第3分圧信号をゲート端子
に受ける第5NMOSトランジスタと、から構成される
ことを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の高出力
電圧生成用半導体回路。 - 【請求項4】前記出力信号発生部は、 所定の正電圧を前記駆動電圧としてソース端子に受け、
前記第1分圧信号をゲート端子に受ける第6PMOSト
ランジスタと、 前記第6PMOSトランジスタのドレーン端子にかかる
電圧をソース端子で受け、ゲート端子に入力される前記
第1コントロール電圧によってターン・オン動作又はタ
ーン・オフ動作をする第7PMOSトランジスタと、 前記第7PMOSトランジスタのドレーン端子にかかる
電圧をソース端子で受け、前記変動電圧保護部のデータ
・ノードにかかる電圧をゲート端子に受ける第8PMO
Sトランジスタと、 前記第8PMOSトランジスタのドレーン端子と接続し
ている前記信号出力端子にドレーン端子が接続し、ゲー
ト端子が前記第8PMOSトランジスタのゲート端子と
接続している第6NMOSトランジスタと、 前記第6NMOSトランジスタのソース端子にかかる電
圧をドレーン端子で受け、前記第2コントロール電圧を
ゲート端子に受ける第7NMOSトランジスタと、 前記第7NMOSトランジスタのソース端子にかかる電
圧をドレーン端子で受け、前記第4分圧信号をゲート端
子に受け、接地電位をソース端子に受ける第8NMOS
トランジスタと、から構成されることを特徴とする請求
項1〜請求項3のいずれか1つに記載の高出力電圧生成
用半導体回路。 - 【請求項5】前記PMOSトランジスタは、前記駆動電
圧をバイアス電圧として用いることを特徴とする請求項
2〜請求項4のいずれか1つに記載の高出力電圧生成用
半導体回路。 - 【請求項6】前記NMOSトランジスタは、前記接地電
位をバイアス電圧として用いることを特徴とする請求項
2〜請求項4のいずれか1つに記載の高出力電圧生成用
半導体回路。 - 【請求項7】前記第1コントロール電圧は、前記駆動電
圧の2/3の大きさを有することを特徴とする請求項1
〜請求項6のいずれか1つに記載の高出力電圧生成用半
導体回路。 - 【請求項8】前記第2コントロール電圧は、前記駆動電
圧の1/3の大きさを有することを特徴とする請求項1
〜請求項6のいずれか1つに記載の高出力電圧生成用半
導体回路。 - 【請求項9】前記第1コントロール電圧は、5Vで駆動
するCMOSトランジスタのゲート端子にかかる電圧の
2倍の大きさを有し、 前記第2コントロール電圧は、前記第1コントロール電
圧の1/2の大きさを有することを特徴とする請求項1
〜請求項8のいずれか1つに記載の高出力電圧生成用半
導体回路。 - 【請求項10】前記入力信号の電圧の大きさは、第1論
理状態の場合には接地電位と同一であり、第2論理状態
の場合には駆動電圧と同一であることを特徴とする請求
項1〜請求項9のいずれか1つに記載の高出力電圧生成
用半導体回路。
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