JP2952827B2 - 自己保持機能と自己ターン・オフ機能を持つスイッチング回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 第１発明は、単安定手段（例：単安定回路。）を内蔵
し、自己保持機能と自己ターン・オフ機能（＝自己消弧
機能）を持ち、さらに『従来よりノイズによる誤動作が
し難い』という効果を持つスイッチング回路に関する。 第２発明は、無安定手段（例：無安定回路。）を内蔵
し、「自己保持機能と自己ターン・オフ機能を持ち、正
反対にオン駆動される『第１組の１つ又は複数のスイッ
チング手段』と『第２組の１つ又は複数のスイッチング
手段』を構成し」、さらに『従来よりノイズによる誤動
作がし難く、しかも、条件付きながら各スイッチング手
段の主電流（つまり負荷電流等）が流れている期間に対
応して各トリガー・タイミングを自動的に調整できる』
という効果を持つスイッチング回路に関する。その条件
とは「上記無安定手段の各準安定状態の期間以上のあい
だ各主電流が流れること」である。 従って、各発明は、サイリスタやGTOサイリスタの代
わりになる上に、共振回路を用いた電力変換回路（例：
直列インバータ）や、この電力変換回路を応用した装
置、例えば、内燃機関用点火装置を含む点火装置、高電
圧発生装置、オゾナイザー、放電灯点灯装置、誘導加熱
装置などに利用される。 第１発明の背景技術 従来のスイッチング回路の１例を第２図に示す。サイ
リスタ201を単安定回路200を介してトリガーすると、元
の入力トリガー信号のトリガー期間の長短に関係無くト
リガー出力期間を一定に保てるので、トリガー期間不足
によるサイリスタ201のラッチ・アップ（自己保持状態
への移行）し損ねを防止できたり、逆に長過ぎるトリガ
ー期間によるサイリスタ201のターン・オフ遅れを防止
できたりする。また、サイリスタ201の代わりに第３図
に示す様に自己保持機能を持つスイッイング手段202を
使うことも考えられる。スイッチング手段202はトラン
ジスタ30、「その主電流（＝ドレイン電流）を検出して
検出信号を出力する電流検出手段204」および「その検
出信号に基づいて動作し、その主電流が所定値より大き
いことをその主電流検出手段が検出する限りトランジス
タ30をオン駆動する駆動手段203」で構成されている。 しかしながら、単安定回路200はノイズの影響を受け
やすいため、第２図、第３図の各スイッチング回路には
『ノイズによって誤動作し易い』という問題点が有る。
（第１発明が解決すべき問題点） その事を第２図の回路の場合について第４図（ａ）〜
（ｅ）を用いて以下に説明する。 ａ）第４図（ａ）に示す通りノイズが無ければサイリス
タ201はトリガー後に主電流（つまり負荷電流等）が流
れている期間に応じて正常なオン期間Tnを経てターン・
オフするので、問題は無い。 ｂ）第４図（ｂ）に示す通りノイズによる単安定回路20
0の誤動作は有るけれども、該トリガーの期間と正常な
オン期間Tnが重なり、サイリスタ201は正常にターン・
オフするので、問題は無い。 ｃ）第４図（ｃ）に示す通りノイズによる単安定回路20
0の誤動作が正常なオン期間Tnの終了間際に有るため
に、サイリスタ201は異常なオン期間Tpを経てターン・
オフするので、ターン・オフ遅れの問題が生じる。 ｄ）第４図（ｄ）に示す通りノイズによる単安定回路20
0の誤動作が正常なオン期間Tnの終了後に有るために、
サイリスタ201はターン・オフ後に再度ターン・オンす
るので、結局ターン・オフ遅れの問題が生じる。 ｅ）第４図（ｅ）に示す通りノイズによる単安定回路20
0の誤動作がそのトリガー出力期間中に有り、トリガー
動作が所定より早く終了してしまうので、サイリスタ20
1のラッチ・アップ（自己保持状態への移行）し損ねや
ターン・オン時のスイッチング損失の問題が生じる。 以上の事は第３図の回路の場合についても同じであ
る。尚、ノイズには外来ノイズ、回路内ノイズ、サイリ
スタ201自体が発するノイズが有る。回路内ノイズは例
えば「後述する第11図の点火回路が発する点火ノイズ」
や「転流コンデンサ64の充放電に伴う電流変化によるノ
イズ」等が有り、サイリスタ201自体が発するノイズに
はその逆回復時に発するノイズ等が有る。一般的に、オ
ン状態のサイリスタに逆電圧が例えば共振回路の電圧反
転などによって印加されると、そのサイリスタが逆阻止
状態に切り換わるとき過度的に逆電流がそのサイリスタ
に流れ、その逆電流が急激に減少しゼロになってそのサ
イリスタは逆回復する。その際に急激な電流変化が生じ
るため高周波ノイズが発生して、空中は放射されたり、
電源ラインに混入したりする。この逆回復時のノイズ発
生は整流器（＝ダイオード）でも起こるので、第３図の
回路で整流器205が接続されている場合にも起こる。 参考：（株）オーム社が昭和53年１月30日発行の『サ
イリスタの基礎と応用』の91ページ。「第２章12節 ノ
イズ対策」 そういう訳で、従来のスイッチング回路には『ノイズ
によって誤動作し易い』という問題点が有る。（第１発
明が解決すべき問題点） そこで、第１発明は、自己保持機能と自己ターン・オ
フ機能を持ち、『ノイズによる誤動作がし難い』スイッ
チング回路を提供することを目的としている。（第１発
明の目的） 第１発明の開示 即ち、第１発明は、 単安定手段と、 前記単安定手段の出力信号に基づいてオン、オフし、前
記単安定手段が準安定状態のときオンであるスイッチン
グ手段と、 前記スイッチング手段の主電流を検出して検出信号を出
力する電流検出手段と、 前記検出信号に基づいて動作し、前記主電流の大きさが
所定値より大きいことを前記電流検出手段が検出する限
り前記単安定手段が安定状態に戻るのを阻止する準安定
状態保持手段、 を有する自己保持機能と自己ターン・オフ機能を持つス
イッチング回路である。 このことによって、前記単安定手段がトリガーされて
前記安定状態から前記準安定状態へ移行すると、前記ス
イッチング手段がターン・オフする。ここから先は前記
スイッチング手段の主電流の流れ具合に応じて以下３通
りに第１発明のスイッチング回路の動作は分かれる。 ａ）前記単安定手段『本来』の準安定状態の期間（前記
単安定手段内の時定数などで決まる期間）中に前記スイ
ッチング手段の主電流が流れなかったり、前記所定値に
達しなかったりする場合： 前記単安定手段がその『本来』の準安定状態の期間を
経て前記準安定状態から前記安定状態へ移行し、前記ス
イッチング手段がターン・オフする。 この場合、前記準安定状態保持手段は強制的に前記単
安定手段を前記準安定状態に保持する動作をしないか
ら、前記単安定手段が前記準安定状態である間も第１発
明のスイッチング回路は従来と同様ノイズの影響を受け
易い。但し、この場合、外来ノイズを除き前記スイッチ
ング手段自体のノイズや回路内ノイズが発生しなかった
り、小さかったりすることが多い。 ｂ）前記スイッチング手段の主電流が、前記単安定手段
『本来』の準安定状態の期間中に前記所定値より大きく
なり、その『本来』の準安定状態の期間以降に前記所定
値より小さくなる場合： 前記スイッチング手段の主電流が前記所定値より大き
い間、前記準安定状態保持手段が強制的に前記単安定手
段を前記準安定状態に保持するので、第１発明のスイッ
チング回路はラッチ・アップし自己保持状態となる。 その結果、前記単安定手段は前記準安定状態の強制的
保持期間中ノイズの影響を受け難くなる。つまり、第１
発明のスイッチング回路は第４図の（ｃ）と（ｅ）に示
す様な『ノイズの影響を受け難くなる。』 （効果） その後、前記スイッチング手段の主電流が前記所定値
より小さくなり、前記準安定状態保持手段による強制的
な準安定状態保持動作が解除されて、前記単安定手段は
前記準安定状態から前記安定状態へ移行し、前記スイッ
チング手段はターン・オフする。 この移行直後のとき前記単安定手段は前記安定状態に
移行したばかりで、次の準安定状態への移行準備動作は
全く為されていないので、ノイズによる準安定状態への
移行はし難くなる。つまり、第１発明のスイッチング回
路は第４図（ｄ）に示す様な『ノイズの影響を受け難く
なる。』 （効果） ただし、安定状態移行直後から時間が経つに連れて次
の準安定状態への移行準備が為されて行くので、次第に
ノイズの影響を従来と同様に受け易くなる。 ｃ）前記スイッチング手段の主電流が、前記単安定手段
『本来』の準安定状態の期間中に前記所定値より大きく
なり、その『本来』の準安定状態の期間終了前に前記所
定値より小さくなる場合： その『本来』の準安定状態の期間を経て前記単安定手
段は前記準安定状態から前記安定状態へ移行し、前記ス
イッチング手段はターン・オフする。 前記スイッチング手段の主電流が前記所定値より大き
い間、前記準安定状態保持手段が強制的に前記単安定手
段を前記準安定状態に保持するので、その『本来』の準
安定状態である期間のうち、その強制的保持動作の期間
中だけ前記単安定手段はノイズの影響を受け難くなる。
つまり、第１発明のスイッチング回路はその保持動作期
間中だけ第４図（ｅ）に示す様な『ノイズの影響を受け
難くなる。』 （効果） 尚、前記スイッチング手段は前記所定値の大きさに基
づいてオン・オフ駆動されるので、サイリスタと違って
前記スイッチング手段のラッチング電流値と保持電流値
は同じになり、前記所定値がそれら共通の電流値とな
る。また、前記スイッチング手段の種類はバイポーラ・
トランジスタでもパワーMOS・FETでも何でも良い。 第２発明の背景技術 従来のスイッチング回路の１例を第５図（ａ）に示
し、そのトリガー信号発生回路の１例を第５図（ｂ）に
示す。第５図（ａ）の回路では発振手段206は各トリガ
ー手段207を介して所定期間毎に２つのサイリスタ201を
交互にトリガーする。正出力電圧Ｑと補出力電圧Ｑバー
を出力する発振手段206としては例えば無安定回路や
「第５図（ｂ）に示す様に発振回路208とＴ型フリップ
・フロップ209の組合せ」等が有り、トリガー手段207と
しては例えば単安定回路や「第５図（ｂ）に示す様にAN
D回路、NOT回路およびCR回路の組合せ」等が有る。 参考:CQ出版（株）が昭和56年11月１日発行の『小型パ
ワー・デバイスの使い方』の184ページ、図７−18
（ｂ）の「ゲート・パルス回路」 しかしながら、発振手段206はノイズの影響を受け易
いため、第５図（ａ）のスイッチング回路には『ノイズ
によって誤動作し易い』という第１の問題点が有る。
（第２発明が解決すべき第１の問題点） この事は第５図（ａ）のスイッチング回路において各
サイリスタ201の代わりに第３図に示す自己保持機能を
持つスイッチング手段202を１つずつ使用する場合も同
じである。その第１の問題点を第６図（ａ）〜（ｂ）を
用いて以下に説明する。 ａ）第６図（ａ）に示す通りノイズが無ければ発振手段
206も各トリガー手段207も正常に動作し、各トリガー信
号は正常なタイミングで出力されるので、問題は無い。 ｂ）第６図（ｂ）に示す通りノイズによる発振手段206
の誤動作が有り、その誤動作に従って各トリガー手段20
7が動作するので、各トリガー・タイミングが狂うとい
う問題が生じる。その結果、第５図（ａ）の回路で言え
ば、両サイリスタ201が同時オンし、電源短絡を起こし
てしまう。 尚、各トリガー手段207に単安定回路を１つずつ用い
れば「第１発明が解決すべき問題点」と同じ問題がさら
に発生する。 それから、発振手段206の発振周期が固定されている
ため、『各サイリスタ201の主電流（アノード・カソー
ド間電流。つまり負荷電流等。）が流れている期間に対
応して各トリガー・タイミングを自動的に調整できな
い』という第２の問題点が第５図（ａ）のスイッチング
回路に有る。 （第２発明が解決すべき第２の問題点） この事は、第５図（ａ）のスイッチング回路において
各サイリスタ201の代わりに第３図に示す自己保持機能
を持つスイッチング手段202を１つずつ使用する場合も
当然同じであるし、サイリスタや「自己保持機能を持つ
スイッチング手段」の数が３つでも４つでもそれ以上の
場合でも同じである。 そこで、第２発明は、「自己保持機能と自己ターン・
オフ機能を持ち、正反対にオン駆動される『第１組の１
つ又は複数のスイッチング手段』と『第２組の１つ又は
複数のスイッチング手段』を構成し」、さらに『従来よ
りノイズによる誤動作がし難く、しかも、各スイッチン
グ手段の主電流が流れている期間に対応して各トリガー
・タイミングを自動的に調整することができる』スイッ
チング回路を提供することを目的としている。（第２発
明の目的） 第２発明の開示 即ち、第２発明は、 無安定手段と、 前記無安定手段の出力信号に基づいてオン、オフし、前
記無安定手段が第１の準安定状態のときオンである第１
組の１つ又は複数のスイッチング手段と、 前記無安定手段の出力信号に基づいてオン、オフし、前
記無安定手段が第２の準安定状態のときオンである第２
組の１つ又は複数のスイッチング手段と、 前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手段の主電流
を検出して第１組の１つ又は複数の検出信号を出力する
第１組の１つ又は複数の電流検出手段と、 前記第２組の１つ又は複数のスイッチング手段の主電流
を検出して第２組の１つ又は複数の検出信号を出力する
第２組の１つ又は複数の電流検出手段と、 前記第１組の１つ又は複数の検出信号に基づいて動作
し、前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手段の主
電流がどれか１つでも第１の所定値より大きいことを前
記第１組の１つ又は複数の電流検出手段が検出する限り
前記無安定手段が前記第１の準安定状態から前記第２の
準安定状態に変わるのを阻止する第１の準安定状態保持
手段と、 前記第２組の１つ又は複数の検出信号に基づいて動作
し、前記第２組の１つ又は複数のスイッチング手段の主
電流がどれか１つでも第２の所定値より大きいことを前
記第２組の１つ又は複数の電流検出手段が検出する限り
前記無安定手段が前記第２の準安定状態から前記第１の
準安定状態に変わるのを阻止する第２の準安定状態保持
手段、 を有する自己保持機能と自己ターン・オフ機能を持つス
イッチング回路である。 このことによって、前記無安定手段が前記第２の準安
定状態から前記第１の準安定状態へ移行すると、前記第
２組の１つ又は複数のスイッチング手段がターン・オフ
し、前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手段がタ
ーン・オフする。ここから先は前記第１組の１つ又は複
数のスイッチング手段の主電流の流れ具合に応じて以下
３通りに第２発明のスイッチング回路の動作は分かれ
る。 ａ）前記無安定手段が『本来』の第１の準安定状態であ
る間に前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手段の
主電流がどれも流れなかったり、前記第１の所定値に達
しなかったりする場合： 前記無安定手段が『本来』の第１の準安定状態の期間を
経て前記第１の準安定状態から前記第２の準安定状態へ
移行し、前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手段
ターン・オフし、前記第２組の１つ又は複数のスイッチ
ング手段がターン・オンする。 この場合、前記第１の準安定状態保持手段は強制的に
前記無安定手段を前記第１の準安定状態に保持する動作
をしないから、前記無安定手段が前記第１の準安定状態
である間も第２発明のスイッチング回路は従来と同様ノ
イズの影響を受け易い。 ただし、この場合、外来ノイズを除き前記スイッチン
グ手段自体のノイズや回路内ノイズが発生しなかった
り、小さかったりすることが多い。 ｂ）前記無安定手段が『本来』の前記第１の準安定状態
である間に前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手
段の主電流がどれか１つでも前記第１の所定値より大き
くなり、その『本来』の第１の準安定状態である期間以
降にその主電流どれもが前記第１の所定値より小さくな
る場合： 前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手段の主電
流がどれか１つでも前記第１の所定値より大きい間、前
記第１の準安定状態保持手段が強制的に前記無安定手段
を前記第１の準安定状態に保持するので、前記第１組の
１つ又は複数のスイッチング手段側はラッチ・アップし
自己保持状態となる。 その結果、前記無安定手段は前記第１の準安定状態の
強制的保持期間中ノイズの影響を受け難くなる。つま
り、第２発明のスイッチング回路は第６図（ｂ）に示す
様な『ノイズの影響を受け難くなる。』（第１の効果） その後、前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手
段の主電流がどれも前記第１の所定値より小さくなり、
前記第１の準安定状態保持手段による強制的な準安定状
態保持動作が解除されて、前記無安定手段は前記第１の
準安定状態から前記第２の準安定状態へ移行する。この
ため、前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手段は
ターン・オフし、前記第２組の１つ又は複数のスイッチ
ング手段がターン・オンする。 ｃ）前記無安定手段が『本来』の第１の準安定状態であ
る間に前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手段の
主電流がどれか１つでも前記第１の所定値より大きくな
り、その『本来』の第１の準安定状態である期間終了前
にその主電流どれもが前記第１の所定値より小さくなる
場合： 前記無安定手段がその『本来』の第１の準安定状態で
ある期間を経て前記第１の準安定状態から前記第２の準
安定状態へ移行し、前記第１組の１つ又は複数のスイッ
チング手段がターン・オフし、そして、前記第２組の１
つ又は複数のスイッチング手段がターン・オフする。 前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手段の主電
流がどれか１つでも前記第１の所定値より大きい間、前
記第１の準安定状態保持手段が強制的に前記無安定手段
を前記第１の準安定状態に保持するので、その『本来』
の第１の準安定状態である期間のうち、その強制的保持
動作の期間中だけ前記無安定手段はノイズの影響を受け
難くなる。つまり、第２発明のスイッチング回路はその
保持動作期間中だけ第６図（ｂ）に示す様な『ノイズの
影響を受け難くなる。』 （第１の効果） 結局、上記ａ）〜ｃ）どの場合も前記無安定手段が前
記第１の準安定状態から前記第２の準安定状態へ移行
し、前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手段がタ
ーン・オフし、そして、前記第２組の１つ又は複数のス
イッチング手段がターン・オンする。 ここから先は前記第２組の１つ又は複数のスイッチン
グ手段の主電流の流れ具合に応じて上記ａ）〜ｃ）の場
合と同様３通りに第２発明のスイッチング回路の動作は
分かれる。ただ「前記第１と前記第２」、「前記第１組
と前記第２組」それぞれが互いに入れ換わっただけであ
る。結局どの場合も、前記無安定手段は前記第２の準安
定状態から前記第１の準安定状態へ移行し、前記第２組
の１つ又は複数のスイッチング手段がターン・オフし、
そして、前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手段
がターン・オンする。以後同様に同じ事が繰り返され、
前記無安定手段は発振する。 ただし、上記ｂ）の場合、前記無安定手段は各組の１
つ又は複数のスイッチング手段の各主電流が流れている
期間に同期して発振するので、『各スイッチング手段の
主電流が流れている期間に対応して各トリガー・タイミ
ングは自動的に調整される。』 （第２の効果） 尚、各前記スイッチング手段は各前記所定値の大きさ
に基づいてオン・オフ駆動されるので、サイリスタと違
って各前記スイッチング手段のラッチング電流値と保持
電流値は同じになり、各前記所定値がそれら共通の各電
流値となる。また、各前記スイッチング手段の種類はバ
イポーラ・トランジスタでもパワーMOS・FETでも何でも
良い。 第２発明が特許請求の範囲第３項記載のスイッチング
回路に対応する場合、各組が１つずつで、計２つのスイ
ッチング手段などが直列接続されてアーム対（２個の主
アームが同じ通電方向に直列接続されたもの）を形成す
る。 第２発明が特許請求の範囲第４項記載のスイッチング
回路に対応する場合、各組が２つずつで、計４つのスイ
ッチング手段などがブリッジ接続されており、各組の電
流検出手段は１つずつ節約されている。 第２発明が特許請求の範囲第５項記載のスイッチング
回路に対応する場合、第１組が２つで、第２組が１つ
で、計３つのスイッチング手段が有り、各組から１つず
つ計２つのスイッチング手段などが直列接続されてアー
ム対を形成する。そして、その残りのスイッチング手段
などが第１組側の主アームに対して補助アームの役割を
する。 第２発明が特許請求の範囲第６項記載のスイッチング
回路に対応する場合、各組が２つずつで、計４つのスイ
ッチング手段が有り、各組からつずつ計２つのスイッチ
ング手段などが直列接続されてアーム対を形成する。そ
して、その残りの各スイッチング手段などが各主アーム
に対して補助アームの役割をする。 各発明を実施するための最良の形態 第１、第２発明をより詳細に説明するために以下添付
図面に従ってこれを説明する。第１図、第７図〜第11
図、第12図｛（ａ）、（ｂ）｝、第13図、第14図、第15
図｛（ａ）、（ｂ）｝に10の実施例の回路図を示す。 第１図に示す第１発明の実施例では以下の通りそれぞ
れが前述した各構成要素に相当する。 ａ）「トランジスタ22、23、ダイオード21及びコンデン
サ20等が形成する単安定回路」が前述した単安定手段
に。 ｂ）「トランジスタ27〜30等が形成するスイッチング手
段」が前述したスイッチング手段に。 ｃ）「トランジスタ31、両整流器35、抵抗32〜33及び両
抵抗34等が形成する電流検出手段」が前述した電流検出
手段に。 ｄ）「トランジスタ24、26及びダイオード25等が形成す
る準安定状態保持手段」が前述した準安定状態保持手段
に。 コンデンサ18とダイオード19等はその単安定回路のト
リガー回路である。mt1、mt2は第１図のスイッチング回
路の両主端子で、両主端子mt1・mt2間電流は第１図のス
イッチング回路の主電流で、通常トランジスタ30のドレ
イン電流（トランジスタ30の主電流）と同じである。ダ
イオード21はコンデンサ20による過電圧からトランジス
タ23を保護する。ダイオード25はトランジスタ26がトラ
ンジスタ24をオフに保つ時その作用を確実にする。２つ
の抵抗34は小さい抵抗で両主端子mt1・mt2間電流を電圧
に変換する。２つの整流器35はこの電圧に対してリミッ
ターとして働き、トランジスタ31のベースに過電流が流
れるのを防止する。 「両主端子mt1・mt2間電流の大きさが所定値より大きい
かどうかを判定する基になる基準値」は「抵抗32〜34の
各値」と「トランジスタ31がターン・オフするベース・
エミッタ間のオン・オフしきい値電圧」で決まる。尚、
この場合サイリスタと違って保持電流とラッチング電流
は同じになるが、上記所定値はサイリスタの場合のそれ
ら電流値に相当する。 第１図の実施例の動作は次の通りである。通常トラン
ジスタ24はオンしっ放しだから、前記単安定回路は自由
にその動作を行うことができる。ここで、第１図中に示
してある波形の入力トリガー信号が入力端子t3に入力さ
れると、この単安定回路がトリガーされ、準安定状態に
なり、トランジスタ27、28、30がターン・オフする。こ
こから先は両主端子mt1・mt2間電流の流れ具合に応じて
以下３通りに第１図の実施例の動作は分かれる。 ａ）前記単安定回路『本来』の準安定状態の期間（コン
デンサ20等の時定数で決まる期間）中に両主端子mt1・m
t2間電流が流れなかったり、上記所定値に達しなかった
りする場合： トランジスタ31、26はオフで、トランジスタ24はオン
だから、この単安定回路はその『本来』の準判定状態の
期間を経て安定状態に戻り、トランジスタ30等がターン
・オフする。 その間トランジスタ24等は強制的にその単安定回路を
準安定状態に保持する動作をしないから、その準安定状
態期間中も第１図の実施例は従来の第２図、第３図の各
回路と同様ノイズの影響を受け易い。 ただし、この場合外来ノイズを除き、そのスイッチン
グ回路自体のノイズや回路（図示せず。）内ノイズが発
生しないことが多い。 ｂ）両主端子mt1・mt2間電流が、前記単安定回路『本
来』の準安定状態の期間中に上記所定値より大きくな
り、その『本来』の期間以降に上記所定値より小さくな
る場合： 両主端子mt1・mt2間電流が上記所定値より大きい間ト
ランジスタ26、24等がトランジスタ23をオフに保ち、強
制的に前記単安定回路を準安定状態に保持するので、第
１図の実施例はラッチ・アップし自己保持状態となる。
その間に普通ならコンデンサ20がトランジスタ23をオフ
に保てなくなる時が来ても、トランジスタ23がオフに保
持されるので、トランジスタ27、30はオンしっ放しであ
る。 その結果、前記単安定回路はその準安定状態の強制的
保持期間中ノイズの影響を受け難くなる。つまり、第１
図の実施例は第４図の（ｃ）と（ｅ）に示す様な『ノイ
ズの影響を受け難くなる。』 （効果） その後、両主端子mt1・mt2間電流が上記所定値より小
さくなり、トランジスタ26、24等による強制的な準安定
状態保持動作が解除されて、前記単安定回路は安定状態
に戻り、トランジスタ27、30がターン・オフする。 その戻った直後のとき前記単安定回路は安定状態に戻
ったばかりで、次の準安定状態への移行準備動作は全く
為されていないので、すなわち、コンデンサ20の電圧が
トランジスタ23にオフ駆動電圧を供給するのに充分な電
圧に達していないので、ノイズによる準安定状態への移
行はし難くなる。つまり、第１図の実施例は第４図
（ｄ）に示す様な『ノイズの影響を受け難くなる。』
（効果） ただし、安定状態移行直後から時間が経つに連れて次
の準安定状態への移行準備が為されて行くので、次第に
ノイズの影響を従来と同様に受け易くなる。 ｃ）両主端子mt1・mt2間電流が、前記単安定回路『本
来』の準安定状態の期間中に上記所定値より大きくな
り、その『本来』の期間終了前に上記所定値より小さく
なる場合： その『本来』の準安定状態の期間を経て前記単安定回
路は安定状態に戻り、トランジスタ27、30がターン・オ
フする。 両主端子mt1・mt2間電流が上記所定値より大きい間、
トランジスタ26、24等が強制的に前記単安定回路を準安
定状態に保持するので、その『本来』の準安定状態の期
間のうち、その強制的保持動作の期間中だけ前記単安定
回路はノイズの影響を受け難くなる。つまり、第１図の
実施例はその保持動作期間中だけ第４図（ｅ）に示す様
な『ノイズの影響を受け難くなる。』 （効果） ここで、特に記述しておきたい事が有る。第１図の実
施例などの様に「トランジスタ26、24等が形成する準安
定状態保持手段」がその保持動作時トランジスタ23のエ
ミッタを開放する場合で、しかも、上記ｂ）の場合、両
主端子mt1・mt2間電流が上記所定値より小さくなる時点
がその『本来』の準安定状態の期間以降になればなる
程、トランジスタ23のエミッタが開放状態なためコンデ
ンサ20の充電電圧の方向と大きさはトランジスタ23のベ
ース順バイアス電圧方向で増大する。 その結果、トランジスタ24、23がターン・オフして前
記単安定回路が安定状態に戻った直後たとえノイズ等に
よってトランジスタ22がターン・オンしようとしても、
コンデンサ20はトランジスタ23をベース順バイアスする
だけだから、結局トランジスタ23はオンのままで、前記
単安定回路は安定状態のままとなる。 従って、より一層ノイズによる準安定状態への移行は
し難くなり、第１図の実施例等は第４図（ｄ）に示す様
な『ノイズの影響をより強力に受け難くなる。』 しかも、「安定状態移行直後から始まる次の準安定状
態への移行準備」はコンデンサ20がそのベース順バイア
ス電圧方向に充電された分遅れるから、ノイズの影響を
従来と同様に受け易くなるのに『より時間が掛かる』様
になる。 尚、第１図の実施例のスイッチング回路をターン・オ
フさせるのは容易である。それにはトランジスタ27のベ
ース・エミッタ間を短絡したり、トランジスタ23のコレ
クタとそのプラス電源ラインを短絡したり、トランジス
タ23、24の各ベースに別の各経路から電流を流してこれ
らを同時にターン・オンさせたりして、トランジスタ27
をターン・オフさせれば良い。 また、このスイッチング回路を強制的にオフに保つこ
とも容易である。それにはトランジスタ27をオフに保っ
たり、トランジスタ23のコレクタとそのプラス電源ライ
ンを短絡したり、トランジスタ23、24をオンに保った
り、すれば良い。 さらに、トランジスタ30はパワー・MOS・FETである
が、もちろん、これはバイポーラ・トランジスタでも
「パワー・MOS・FETとバイポーラ・トランジスタをカス
ケード接続したBIMOS複合素子」でも構わない。 それから、整流器36は抵抗34に逆向き電流が流れる場
合有った方が良い。 第７図に示す第１発明の実施例では以下の通りそれぞ
れが前述した各構成要素に相当する。 ａ）「トランジスタ37、39、ダイオード21及びコンデン
サ38等が形成するエミッタ結合形単安定回路」が前述し
た単安定手段に。 ｂ）「ダーリントン接続したトランジスタ42〜44等が形
成するスイッチング手段」が前述したスイッチング手段
に。 ｃ）「トランジスタ31、両整流器35、抵抗32〜33及び両
抵抗34が形成する電流検出手段」が前述した電流検出手
段に。 ｄ）「トランジスタ40、31等が形成する準安定状態保持
手段」が前述した準安定状態保持手段に。 mt3、mt4は第７図のスイッチング回路の両主端子で、
両主端子mt3・mt4間電流は第７図のスイッイング回路の
主電流で、通常「ダーリントン接続したトランジスタ42
〜44等が形成するスイッチング手段」の主電流と同じで
ある。トランジスタ40がオンのとき前記単安定回路は自
由にその単安定動作を行うことができるが、トランジス
タ40がオフのときコンデンサ38の電圧に関係無く、それ
は準安定状態に保たれる。 尚、抵抗41の電流は第７図の実施例の保持電流に比べ
て充分に小さいので、その主電流の検出に支障は無い。
あるいは、抵抗41の電流がその電流検出手段を流れるこ
とを考慮して、抵抗41の電流値をその保持電流値に加算
し、その加算電流値より両主端子mt3・mt4間電流が大き
いかどうかを検出できる様に抵抗32〜34の各値などを決
定すれば良い。また、第７図の実施例のスイッチング回
路をトリガーするには、入力端子t4にトリガー信号を入
力すれば良い。さらに、第７図の実施例のその他の作用
と効果は第１図の実施例のそれらと大体同じである。 第８図に示す第１発明の実施例ではダーリントン接続
したトランジスタ42〜44は前述したスイッチング手段の
構成要素にも相当するし、前述した電流検出手段の構成
要素にも相当する。と言うのは、トランジスタ42のオン
期間中トランジスタ43、44と抵抗49、50が第１図の実施
例における両整流器35と両抵抗34の役割を果たす、から
である。 例えば、このスイッチング回路の主電流（両主端子mt
5・mt6間電流）が大きい時その一部だけが抵抗49、50を
流れ、それが小さい時その大部分が抵抗49、50を流れ
て、トランジスタ42〜44が抵抗49、50の電圧に対してリ
ミッターとして働く。従って、抵抗49又は50の電圧を検
出すれば、その主電流がその「保持電流値」より大きい
かどうかを知ることができる。 このスイッチング回路ではトランジスタ46のベース・
エミッタ間のオン・オフしきい値電圧に対して被検出電
圧を適度な大きさにするために、抵抗49、50の両電圧の
和を検出する様にしてある。コンパレータを使うならば
抵抗49、50どちらか一方の電圧を検出すれば良い。 この場合も前述した「第７図の実施例中の抵抗41の電
流に対する考慮」の様に抵抗45の電流の大きさを考慮す
る必要がある。そして、その保持電流の大きさは「トラ
ンジスタ46のベース・エミッタ間のオン・オフしきい値
電圧」と「抵抗47〜50の各値など」で決まる。 尚、第８図の実施例のスイッチング回路をターン・オ
フさせるには、トランジスタ42のベースあるいはトラン
ジスタ39のコレクタとそのアース・ラインを短絡した
り、トランジスタ39、40それぞれにベース電流の別経路
を設けてこれらを同時にターン・オフさせたり、すれば
良い。また、第８図の実施例のその他の作用と効果は第
１図の実施例のそれらと大体同じである、 第９図に示す第２発明の実施例は、特許請求の範囲第
２又は３項記載のスイッチング回路に対応し、負荷抵抗
62、転流リアクトル63及び転流コンデンサ64が直列共振
回路を形成する直列インバータ回路である。この第２発
明の実施例では前述した各組のスイッチング手段の数は
１つずつで、以下の通りそれぞれが前述した各構成要素
に相当する。 ａ）「トランジスタ56、57、両ダイオード21、両ダイオ
ード53及びコンデンサ54、66等が形成する無安定回路」
が前述した無安定手段に。 ｂ）「ダーリントン接続したトランジスタ59〜61等が形
成するスイッチング手段」が前述した第１組の１つ又は
複数のスイッチング手段に。 ｃ）「ダーリントン接続したトランジスタ42〜44等が形
成するスイッチング手段」が前述した第２組の１つ又は
複数のスイッチング手段に。 ｄ）「トランジスタ46、第９図右側の両整流決35及び両
抵抗34が形成する電流検出手段」が前述した第１組の１
つ又は複数の電流検出手段に。 ｅ）「トランジスタ31、第９図左側の両整流器35及び抵
抗34が形成する電流検出手段」が前述した第２組の１つ
又は複数の電流検出手段に。 ｆ）「トランジスタ46、58及び第９図左側のダイオード
25等が形成する準安定状態保持手段」が前述した第１の
準安定状態保持手段に。 ｇ）「トランジスタ31、40及び第９図右側のダイオード
25等が形成する準安定状態保持手段」が前述した第２の
準安定状態保持手段に。 トランジスタ59〜61等、両整流器13及びトランジスタ
42〜44等はアーム対を形成する様に直列接続されてお
り、このアーム対が直流電源５を短絡するのを防止する
ためにトランジスタ８、15、両整流器13、両ダイオード
６及び両ダイオード12等が有る。トランジスタ59〜61が
オンである限り、トランジスタ15のベース電流が流れる
ので、トランジスタ15がトランジスタ42〜44のターン・
オンを阻止する。一方、トランジスタ42〜44がオンであ
る限り、トランジスタ８のベース電流が流れるので、ト
ランジスタ８がトランジスタ59〜61のターン・オンを阻
止する。各ダイオード６はトランジスタ８、15の各ベー
ス・エミッタ間に印加される逆サージ電圧に対する対策
である。 トランジスタ56、57、ダイオード21、53及びコンデン
サ54、66等無安定回路が構成し、ダイオード53と抵抗52
の各組がトランジスタ56、57の各コレクタ電位の立上り
を助ける。トランジスタ56又は57のターン・オフ時、各
抵抗52がコンデンサ54、66の各充電を引き受けるので、
各コレクタ電位の立上りは鋭くなる。ダイオード55はト
ランジスタ59のベース電流がトランジスタ42の方へ流れ
るのを防ぐために有る。 各ダイオード21はコンデンサ54、66による各過電圧か
らトランジスタ57、56それぞれを保護する。各ダイオー
ド25はトランジスタ46、31それぞれがトランジスタ58、
40それぞれをオフに保つ時そのオフ保持動作を確実にす
る。２つの抵抗34はダーリントン接続などした各スイッ
チング手段の主電流を電圧に変換し、各抵抗34に１組ず
つ逆並列接続した各整流器35はその電圧に対してリミッ
ターとして働き、トランジスタ46、31の各ベースに過電
流が流れるのを防止する。 「ダーリントン接続などした各スイッチング手段の主電
流の大きさが各所定値より大きいかどうかを判定する基
になる基準値」は「抵抗34等の各値」と「トランジスタ
46、31の各ベース・エミッタ間のオン・オフしきい値電
圧」で決まる。尚、この場合サイリスタと違って一方の
ラッチング電流値と保持電流値は同じになり、他方のラ
ッチング電流値と保持電流値も同じになるが、一方の上
記所定値が一方のそれら共通の電流値となり、他方の上
記所定値が他方のそれら共通の電流値となる。 ここから第９図の実施例の動作を説明するに当たって
先ず第２発明のスイッチング回路に相当する回路部分の
動作を説明し、その次に全体の直列インバータ回路の動
作を説明する。ただし、入力端子t6部分はその直列イン
バータ回路の起動・停止手段を構成するために入力端子
t6は直流電源17のプラス電源ラインから切り離されてい
るが、そのスイッチング回路の動作説明に際して入力端
子t6はそのプラス電源ラインに接続されていると仮定す
る。 前記無安定回路が第２の準安定状態（トランジスタ56
がオンの時）から第１の準安定状態（トランジスタ57が
オンの時）へ移行すると、トランジスタ42〜44がターン
・オフし、トランジスタ59〜61がターン・オンする。こ
こから先はトランジスタ59〜61側主電流の流れ具合に応
じて以下３通りに第９図のスイッチング回路部の動作は
分かれる。 ａ）前記無安定回路『本来』の第１の準安定状態の期間
（コンデンサ66等の時定数で決まる期間）中にトランジ
スタ59〜61側主電流が流れなかったり、第１の上記所定
値に達しなかったりする場合： 前記無安定回路は『本来』の第１の準安定状態の期間
を経て上記第１の準安定状態から上記第２の準安定状態
へ移行し、トランジスタ59〜61がターン・オフし、トラ
ンジスタ42〜44がターン・オンする。 この場合、トランジスタ46、58等は強制的に前記無安
定回路を上記第１の準安定状態に保持する動作をしない
から、前記無安定回路が上記第１の準安定状態である間
も第９図のスイッチング回路は従来と同様ノイズの影響
を受け易い。 ただし、この場合、外来ノイズを除きダイオード11、
13の逆回復時ノイズや直列インバータ回路内ノイズが発
生しなかったり、小さかったりすることが多い。 ｂ）前記無安定回路が『本来』の上記第１の準安定状態
である間にトランジスタ59〜61側主電流が第１の上記所
定値より大きくなり、その『本来』の第１の準安定状態
である期間以降にその主電流がその第１の所定値より小
さくなる場合： トランジスタ59〜61側主電流がその第１の所定値より
大きい間、トランジスタ46、58等が強制的に前記無安定
回路を上記第１の準安定状態に保持するので、トランジ
スタ59〜61側はラッチ・アップし自己保持状態となる。
その間に普通ならコンデンサ66がトランジスタ56をオフ
に保てなくなる時が来ても、トランジスタ56がオフに保
持されるので、トランジスタ59〜61側はオンしっ放しで
ある。 その結果、前記無安定回路は上記第１の準安定状態の
強制的保持期間中ノイズの影響を受け難くなる。つま
り、第９図のスイッチング回路は第６図（ｂ）に示す様
な『ノイズの影響を受け難くなる。』 （第１の効果） その後、トランジスタ59〜61側主電流がその第１の所
定値より小さくなり、トランジスタ46、58等による強制
的な準安定状態保持動作が解除されて、前記無安定回路
は上記第１の準安定状態から上記第２の準安定状態へ移
行する。このため、トランジスタ59〜61側はターン・オ
フし、トランジスタ42〜44側がターン・オンする。 ｃ）トランジスタ59〜61側主電流が、前記無安定回路
『本来』の第１の準安定状態の期間中に第１の上記所定
値より大きくなり、その『本来』の第１の準安定状態で
ある期間終了前にその第１の所定値より小さくなる場
合： 前記無安定回路がその『本来』の第１の準安定状態で
ある期間を経て上記第１の準安定状態から上記第２の準
安定状態へ移行し、トランジスタ59〜61側がターン・オ
フし、そして、トランジスタ42〜44側がターン・オンす
る。 トランジスタ59〜61側主電流がその第１の所定値より
大きい間、トランジス46、58等が強制的に前記無安定回
路をその第１の準安定状態に保持するので、その『本
来』の第１の準安定状態である期間のうち、その強制的
保持動作の期間中だけ前記無安定回路はノイズの影響を
受け難くなる。つまり、第９図のスイッチング回路はそ
の保持動作期間中だけ第６図（ｂ）に示す様な『ノイズ
の影響を受け難くなる。』 （第１の効果） 結局、上記ａ）〜ｃ）どの場合も前記無安定回路が上
記第１の準安定状態から上記第２の準安定状態へ移行
し、トランジスタ59〜61側がターン・オフし、そして、
トランジスタ42〜44側がターン・オンする。（上述した
通り第９図のスイッチング回路の動作説明のため入力端
子t6はそのプラス電源ラインに接続されていると仮定し
ている。） ここから先はトランジスタ42〜44側主電流の流れ具合
に応じて上記ａ）〜ｃ）の場合と同様３通りに第９図の
スイッチング回路の動作は分かれる。ただ「トランジス
タ57とトランジスタ56」、「コンデンサ66とコンデンサ
54」、「トランジスタ59〜61側とトランジスタ42〜44
側」及び「トランジスタ46、58等とトランジスタ31、40
等」などがそれぞれ互いに入れ換わっただけである。結
局どの場合も、前記無安定回路は上記第２の準安定状態
から上記第１の準安定状態へ移行し、トランジスタ42〜
44側がターン・オフし、そして、トランジスタ59〜61側
がターン・オンする。以後同様に同じ事が繰り返され、
前記無安定回路は発振する。 ただし、上記ｂ）の場合、前記無安定回路は各主電流
が流れている期間に同期して発振するので、『各主電流
が流れている期間に対応して各トリガー・タイミングは
自動的に調整される。』 （第２の効果） ここで、特に記述しておきたい事が有る。第９図の実
施例のスイッチング回路などの様に「トランジスタ46、
58等が形成する準安定状態保持手段」がその保持動作時
トランジスタ56のエミッタを開放する場合で、しかも、
上記ｂ）の場合、トランジスタ59〜61側主電流が第１の
上記所定値より小さくなる時点がその『本来』の第１の
準安定状態の期間以降になればなる程、トランジスタ56
のエミッタ開放状態のためコンデンサ66の充電電圧の方
向と大きさはトランジスタ56のベース順バイアス電圧方
向で増大する。 その結果、トランジスタ58、56がターン・オンして
「前記無安定回路が上記第２の順安定状態に移行した直
後」から「トランジスタ31、40等が前記無安定回路を強
制的にその第２の準安定状態に保持する直前」までの間
たとえノイズ等によってトランジスタ57がターン・オン
しようとしても、コンデンサ66はトランジスタ56をベー
ス順バイアスするだけだから、結局トランジスタ56はオ
ンのままで、前記無安定回路はその第２の準安定状態の
ままとなる。つまり、その直後からその直前まで前記安
定回路はノイズの影響を受け難くなる。 同様に、トランジスタ40、57がターン・オンして「前
記無安定回路が上記第１の準安定状態に移行した直後」
から「トランジスタ46、58等が強制的に前記無安定回路
をその第１の準安定状態に保持する直前」まで前記無安
定回路はノイズの影響を受け難くなる。 これらの耐ノイズ作用と上述した強制的な各準安定状
態保持動作による耐ノイズ作用を合わせると、第９図の
スイッチング回路部などは上記ｂ）の場合スイッチング
動作中いつも耐ノイズ機能を持っていることになる。
（特別効果） 次に第９図の直列インバータ回路について説明する。
上述した通り本発明者はこの直列インバータ回路の起動
・停止手段を簡単に構成している。「抵抗65の一端を直
流電源17のプラス電源ランインから切り離してその一端
を入力端子t6とし、そして、トランジスタ40側の準安定
状態保持手段を流用して」その起動・停止手段を簡単に
構成している。このため、その準安定状態保持手段は
「外部から入力端子t6に入力される起動・停止信号」と
「トランジスタ31等が形成する電流検出手段が出力する
検出信号」に基づいて動作する。 例えば、入力端子t6が直流電源17のプラス電源ライン
に接続されていないと、あるいは、外部から入力端子t6
に入力されている起動・停止信号がロー・レベルだと、
トランジスタ40はオフしっ放しで、トランジスタ31の出
力信号はトランジスタ40の方へ伝わらないので、トラン
ジスタ40側の準安定状態保持手段はインバータ動作時に
行う所定の作用を行なえず、前記無安定回路はインバー
タ動作停止時の所定の準安定状態に固定される。 以下、この起動・停止手段を含め、第９図の直列イン
バータ回路の動作について述べる。第９図の実施例のイ
ンバータ動作が停止しているとき、外部から入力端子t6
に入力されている起動・停止信号はロー・レベルで、ト
ランジスタ40はオフである。また、転流コンデンサ64の
電圧と電流はゼロだから、トランジスタ31、46はオフ
で、トランジスタ58はオンである。従って、トランジス
タ40がトランジスタ57をオフに、トランジスタ56をオン
にしっかりと固定するので、トランジスタ59〜61はオフ
に、トランジスタ42〜44はオンにそれぞれ固定される。 ここで、その起動・停止信号が立ち下がると、トラン
ジスタ40がターン・オンするので、トランジスタ57がタ
ーン・オフする。この時コンデンサ54の電圧はトランジ
スタ57のターン・オンを助け、コンデンサ66の電圧はト
ランジスタ56をターン・オフさせる。その結果、トラン
ジスタ42〜44がターン・オフし、トランジスタ59〜61が
ターン・オンし、そして、直流電源５がトランジスタ59
〜61、負荷抵抗62及び抵抗34等を介して転流コンデンサ
64を充電する。 トランジスタ59〜61側主電流が「トランジスタ46の特
性や両抵抗34の値などで決まる保持電流」より大きい間
トランジスタ46はオンだから、トランジスタ46がトラン
ジスタ58をオフに保つ。その間に普通ならコンデンサ66
がトランジスタ56をオフに保てなくなる時が来ても、ト
ランジスタ58がオフのため、トランジスタ56もオフのま
まである。 その後、トランジスタ59〜61側主電流がその保持電流
より小さくなると、トランジスタ46がターン・オフし、
トランジスタ58がターン・オンするので、トランジスタ
56がターン・オンする。このとき、コンデンサ66の電圧
はトランジスタ56のターン・オフを助け、コンデンサ54
の電圧はトランジスタ57をターン・オフさせる。その結
果、トランジスタ59〜61がターン・オフし、トランジス
タ42〜44がターン・オンし、そして、転流コンデンサ64
が転流リアクトル63、負荷抵抗62、トランジスタ42〜44
及び両抵抗34等を介して放電する。 トランジスタ42〜44側主電流が「トランジスタ31の特
性や両抵抗34の値などで決まる保持電流」より大きい間
トランジスタ31はオンだから、トランジスタ31がトラン
ジスタ40をオフに保つ。その間に普通ならコンデンサ54
がトランジスタ57をオフに保てなくなる時が来ても、ト
ランジスタ40がオフだから、トランジスタ57もオフのま
まである。 その後、トランジスタ42〜44側主電流がその保持電流
より小さくなると、トランジスタ31がターン・オフし、
トランジスタ40がターン・オンするため、トランジスタ
57がターン・オンし、トランジスタ56がターン・オフす
る。以後同様に同じ事が繰り返され、この直列インバー
タ回路は発振し、それに伴ってインバータ動作が行われ
る。その繰り返し、発振およびインバータ動作は前記起
動・停止信号がハイ・レベルである限り続く。 しかし、前記起動・停止信号がそのインバータ動作中
に立ち下がると、その無安定回路の状態に関係無く強制
的にトランジスタ57はターン・オフさせられ、その無安
定回路はインバータ動作停止時の所定の準安定状態に固
定される。その結果、トランジスタ59〜61はオフに、ト
ランジスタ42〜44はオンに、それぞれ固定されるので、
その直列共振回路の振動電流はトランジスタ42〜44又は
第９図下側の整流器11を流れて減衰して行く。 尚、『前記無安定回路の発振周期は前記直列共振回路
の周期より短く設定することが望ましい。そうすれば、
トランジスタ59〜61、トランジスタ42〜44の各オン期間
は各自己保持期間とほとんど同じになり、第９図の実施
例は時間効率良くインバータ動作を行うことができ
る。』 また、第９図の直列インバータ回路ではその起動・停
止信号がロー・レベルである間、トランジスタ42〜44は
オンしっ放しである。一方、そのロー・レベルの間、そ
の起動、停止信号によってトランジスタ15をオンに保っ
て、トランジスタ42〜44をオフに保つ方法も有る。 さらに、第９図の実施例のスイッチング回路をター・
オフさせたり、オフに保ったりすることは容易である。
トランジスタ59、42それぞれのベースとエミッタを短絡
すれば良い。 それから、トランジスタ59〜61及びトランジスタ42〜
44はダーリントン接続型バイポーラ・トランジスタであ
るが、もちろん、これらの代わりにパワー・MOS・FETや
「パワー・MOS・FETとバイポーラ・トランジスタをカス
ケード接続したBIMOS複合素子」を１つずつ前述した各
組のスイッチング手段の構成要素として用いても構わな
い。 第10図に示す第２発明の実施例は特許請求の範囲第２
又は４項記載のスイッ 第10図に示す第２発明の実施例は特許請求の範囲第２
又は４項記載のスイッチング回路に対応する。この第２
発明の実施例では「転流コンデンサ64、転流リアクトル
63及び負荷抵抗62が直列共振回路を形成するブリッジ接
続型直列インバータ回路」が構成されており、以下の通
りそれぞれが前述した各構成要素に相当する。 ａ）「トランジスタ56、57、両ダイオード55、両ダイオ
ード53及びコンデンサ54、66等が形成する無安定回路」
が前述した無安定手段に。 ｂ）「ダーリントン接続したトランジスタ59〜61等が形
成するスイッチング手段」と「ダーリントン接続したト
ランジスタ70〜72等が形成するスイッチング手段」が前
述した第１組の１つ又は複数のスイッチング手段に。 ｃ）「ダーリントン接続したトランジスタ67〜69等が形
成するスイッチング手段」と「ダーリントン接続したト
ランジスタ42〜44等が形成するスイッチング手段」が前
述した第２組の１つ又は複数のスイッチング手段に。 ｄ）「トランジスタ31、70〜72等が形成する電流検出手
段」が前述した第１組の１つ又は複数の電流検出手段
に。１つに共通化。 ｅ）「トランジスタ46、42〜44等が形成する電流検出手
段」が前述した第２組の１つ又は複数の電流検出手段
に。１つに共通化。 ｆ）「トランジスタ31、58及び第10図左側のダイオード
25等が形成する準安定状態保持手段」が前述した第１の
準安定状態保持手段に。 ｇ）「トランジスタ46、40及び第10図右側のダイオード
25等が形成する準安定状態保持手段」が前述した第２の
準安定状態保持手段に。 ダーリントン接続したトランジスタ67〜69等、トラン
ジスタ70〜72等、トランジスタ59〜61等、トランジスタ
42〜44等および４つの整流器13がブリッジ状に接続され
ている。２組のトランジスタ８、15、整流器13及びダイ
オード６、12等の役割は第９図の実施例の場合と同じ
で、電源短絡防止である。また、入力端子t7をプラスVc
cの電源ラインに接続して、直流電源５と回路中の直列
共振回路を除けば、この回路構成図は左右対称である。 尚、トランジスタ67〜69とトランジスタ42〜44はその
共振回路と整流器13を挟んで直列接続されており、ま
た、これらは同時にオン、オフする様に制御されるか
ら、両方の主電流は共通である。従って、この主電流を
検出する電流検出手段は１つでよく、トランジスタ46等
がその役目を果たす。その仕組みは第８図の実施例の場
合と同じである。一方、トランジスタ70〜72、59〜61側
についても同じ事が言え、トランジスタ31等がこの主電
流を検出する。 以下、第10図の回路の動作について述べる。最初、直
流電源５等がこの回路に接続されると、トランジスタ58
がターン・オンする。また、入力端子t7に入力されてい
る起動・停止信号はロー・レベルにされているから、ト
ランジスタ40はオフのままである。このため、トランジ
スタ57はオフに、トランジスタ56はオンにそれぞれ固定
され、そして、トランジスタ67〜69、42〜44がオンに、
トランジスタ59〜61、70〜72がオフにそれぞれ固定され
る。さらに、その共振回路の電流は減衰振動し、転流コ
ンデンサ64の電圧は振動して直流電源５の電圧に収束す
る。 ここで、前記起動・停止信号が立ち上がると、トラン
ジスタ46がオフならばトランジスタ40がターン・オンす
る。そうでなければ、トランジスタ46がターン・オフす
るときトランジスタ40がターン・オンする。どちらにし
てもトランジスタ40と共にトランジスタ57がターン・オ
ンする。このとき、コンデンサ54の電圧がトランジスタ
57のターン・オンを助け、コンデンサ66の電圧がトラン
ジスタ56をターン・オフさせるため、トランジスタ67〜
69、42〜44がターン・オフし、トランジスタ59〜61、70
〜72がターン・オンする。 トランジスタ70〜72側主電流がその「保持電流」より
大きい間、トランジスタ31がトランジスタ58をオフに保
つので、その間に普通ならコンデンサ66の電圧がトラン
ジスタ56をオフに保てなくなる時が来ても、トランジス
タ56はオフのままである。 その後、トランジスタ70〜72側主電流がその保持電流
より小さくなると、トランジスタ31がターン・オフし、
トランジスタ58、56がターン・オンする。このとき、コ
ンデンサ66の電圧がトランジスタ56のターン・オンを助
け、コンデンサ54の電圧がトランジスタ57をターン・オ
フさせるため、トランジスタ59〜61、70〜72がターン・
オフし、トランジスタ67〜69、42〜44がターン・オンす
る。 トランジスタ42〜44側主電流がその「保持電流」より
大きい間、トランジスタ46がトランジスタ40をオフに保
つので、その間に普通ならコンデンサ54の電圧がトラン
ジスタ57をオフに保てなくなる時が来ても、トランジス
タ57はオフのままである。 その後、トランジスタ42〜44側主電流がその保持電流
より小さくなると、トランジスタ46がターン・オフし、
トランジスタ40、57がターン・オンする。このとき。コ
ンデンサ54の電圧がトランジスタ57のターン・オンを助
け、コンデンサ66の電圧がトランジスタ56をターン・オ
フさせるため、トランジスタ67〜69、42〜44がターン・
オフし、トランジスタ59〜61、70〜72がターン・オンす
る。以後同様に同じ事が繰り返され、このブリッジ接続
型直列インバータ回路は発振し、それに伴ってインバー
タ動作が行われる。その繰り返し、発振およびインバー
タ動作はその起動・停止信号がハイ・レベルである限り
続く。 しかし、その起動・停止信号がその回動動作中に立ち
下がると、その無安定回路の状態に関係無く強制的にト
ランジスタ57はオフに、トランジスタ56はオンにそれぞ
れ固定され、前記無安定回路はインバータ動作停止時の
所定の準安定状態に固定される。その結果、トランジス
タ67〜69、42〜44がオンに、トランジスタ59〜61、70〜
72がオフにそれぞれ固定されるので、その共振回路の電
流は減衰振動し、転流コンデンサ64の電圧は直流電源５
の電圧に収束し、そのインバータ動作は停止する。 尚、トランジスタ42〜44等とトランジスタ70〜72等が
その各主電流の検出に役に立つ。また、第10図の実施例
の場合その各主電流を検出するのにトランジスタ43、44
又は70、71の両ベース・エミッタ間抵抗の電圧を検出す
る方法を採っているが、後述する第11図の実施例で用い
ている検出方法の様にトランジスタ60、61の両ベース・
エミッタ間抵抗の電圧をPNP型のトランジスタ77で検出
する方法も有る。あるいは、両方法を採用することも考
えられる。いずれにしても、その各主電流を検出するこ
とができれば、どの方法の組合せでも構わない。さら
に、前記無安定回路の発振周波はその直列共振回路の周
期より短いことが望ましい。 第11図に示す第２発明の実施例は、特許請求の範囲第
２又は３項記載のスイッチング回路に通し、直列インバ
ータ回路を応用した点火回路（特に、内燃機関用に最
適。）である。第11図の主回路は第９図の主回路と基本
的には同じである。ただ、負荷抵抗62、転流リアクトル
63の代わりに点火用放電ギャップ79と点火コイル78が接
続されている。 また、転流コンデンサ64の電圧振動を一定にするため
に、整流器80、81がそのコンデンサ電圧をゼロから直流
電源５の電圧までの範囲に制限する。従って、２つの整
流器11には電流はほとんど流れず、これは主にサージ電
圧対策である。 第11図の実施例の無安定回路ではコレクタ接地したト
ランジスタ73、74がコンデンサ54、66の充電を引き受け
るので、トランジスタ56、57の各コレクタ電位の立上り
は鋭い。各抵抗75がコンデンサ54、66の各充電時にトラ
ンジスタ56、57の各ベースに過電流が流れるのを防ぐ。 トランジスタ59〜61側主電流をトランジスタ77等が検
出する。トランジスタ46のNPN型に対しこの様にPNP型を
使う電流検出方法も可能である。 尚、トランジスタ８、15等が電源短絡を防止する役目
を果たしているのであるが、第11図の実施例の場合、各
ダイオード12の電流の大きさがトランジスタ77、46等の
電流検出に支障が無い程度の大きさである必要がある。
すなわち、その各電流の大きさはその各「保持電流」に
比べて充分に小さくなければならない。あるいは、ダイ
オード12の電流とその保持電流の各値は既知だから、前
にも述べた通り始めからその和を検出することを考えて
も良い。 それから、トランジスタ40のベース側は２つのダイオ
ード76でオアー（OR）回路になっている。一方にはこの
回路の起動・停止信号（この実施例の場合点火信号であ
る。）が入り、他方にはトランジスタ56の出力信号が入
る。この様にした理由は、トランジスタ77のオン期間中
すなわちトランジスタ59〜61側主電流がその「保持電
流」より大きい間に、その点火信号が立ち下がっても、
トランジスタ59〜61がターン・オフしてその主電流を遮
断しない様にするためである。つまり、トランジスタ42
〜44がオンで、転流コンデンサ64の放電が完了し、この
回路の動作が停止する様にしたい、からである。 こうすると、トランジスタ59〜61がターン・オンする
直後、転流コンデンサ64の電圧はいつもゼロであるた
め、直流電源５の電圧が１次コイル78aにそのまま印加
され、２次コイル78bで一定の高電圧が発生するように
なる。 次に、第11図に示す実施例の主回路の動作について説
明する。トランジスタ59〜61がターン・オンした直後、
転流コンデンサ64の電圧はゼロで、直流電源５の電圧が
１次コイル78aにそのまま印加されるので、２次コイル7
8bには高電圧が誘起され、点火用放電ギャップ79でスパ
ークが発生する。 その後、転流コンデンサ64の電圧が直流電源５の電源
電圧と同じになると、それまで逆電圧のためにオフだっ
た整流器80がターン・オンするから、整流器80、トラン
ジスタ59〜61及び整流器13が１次コイル78aに対してフ
ライホイール・ダイオードの役割を果たし、転流コンデ
ンサ64の電圧は直流電源５の電源電圧にクランプされ
る。 一方、トランジスタ42〜44がターン・オンすると、直
流電源５の電圧に充電された転流コンデンサ64の電圧が
１次コイル78aに先程と反対向きに印加されるため、２
次コイル78bには先程と反対向きの高電圧が誘起され、
点火用放電ギャップ79でスパークが発生する。 その後、転流コンデンサ64の電圧がゼロになると、そ
れまで逆電圧のためにオフだった整流器81がターン・オ
ンするから、転流コンデンサ64の両端は短絡され、整流
器13、トランジスタ42〜44及び整流器81が１次コイル78
aに対してフライホイール・ダイオードの役割を果た
し、転流コンデンサ64の電圧はゼロにクランプされ、始
めの状態に戻る。 ここから、第11図に示す実施例の制御部の動作につい
て説明する。最初、入力端子t8に入力されている点火信
号（この場合の起動・停止信号である。）がロー・レベ
ルにあると、その点火動作は停止している。このとき、
トランジスタ40、57はオフに、トランジスタ58、56はオ
ンにそれぞれ固定されているから、トランジスタ59〜61
はオフに、トランジスタ42〜44はオンにそれぞれ固定さ
れる。 ここで、その点火信号が立ち上がると、トランジスタ
46はオフだから、トランジスタ40、57がターン・オンす
る。このとき、コンデンサ54の電圧がトランジスタ57の
ターン・オンを助け、コンデンサ66の電圧がトランジス
タ56をターン・オフさせる。その結果、トランジスタ42
〜44がターン・オフし、トランジスタ59〜61がターン・
オフする。 トランジスタ59〜61側主電流がその「保持電流」より
大きい間、トランジスタ77の出力に従うトランジスタ31
がトランジスタ58をオフに保つので、その間に普通なら
コンデンサ66の電圧がトランジスタ56をオフに保てなく
なる時が来ても、トランジスタ56はオフのままである。 その後、トランジスタ59〜61側主電流がその保持電流
より小さくなると、トランジスタ77、31がターン・オフ
し、トランジスタ58、56がターン・オンする。このと
き、コンデンサ66の電圧がトランジスタ56のターン・オ
ンを助け、コンデンサ54の電圧がトランジスタ57をター
ン・オフさせる。その結果、トランジスタ59〜61がター
ン・オフし、トランジスタ42〜44がターン・オンであ
る。 トランジスタ42〜44側主電流がその「保持電流」より
大きい間、トランジスタ46がトランジスタ40をオフに保
つので、その間に普通ならコンデンサ54の電圧がトラン
ジスタ57をオフに保てなくなる時が来ても、トランジス
タ57もオフのままである。 その後、トランジスタ42〜44側主電流がその保持電流
より小さくなると、トランジスタ46がターン・オフす
る。このとき、その点火信号がハイ・レベルならば、ト
ランジスタ40、57がターン・オンし、以後同様に同じ事
が繰り返され、その点火回路は発振し、それに伴って点
火動作が行われる。その繰り返しし、発振および点火動
作はその点火信号がハイ・レベルである限り続く。 しかし、トランジスタ46がターン・オフするとき、そ
の点火信号がロー・レベルであれば、トランジスタ40は
オフのままでその点火動作は停止する。 第12図（ａ）、（ｂ）に示す第２発明の実施例は、特
許請求の範囲第２又は５項記載のスイッチング回路に対
応し、直列インバータ回路を応用した点火回路である。
接続端子ct1〜ct5は同じ符号同士がそれぞれ接続され
る。以下の通りそれぞれが前述した各構成要素に相当す
る。 ａ）「トランジスタ56、57、ダイオード55、両ダイオー
ド53及びコンデンサ54、66等が形成する無安定回路」が
前述した無安定手段に。 ｂ）「ダーリントン接続したトランジスタ59〜61等が形
成するスイッチング手段」と「ダーリントン接続したト
ランジスタ88〜90等が形成するスイッチング手段」が前
述した第１組の１つ又は複数のスイッチング手段に。 ｃ）「ダーリントン接続したトランジスタ42〜44等が形
成するスイッチング手段」が前記した第２組の１つ又は
複数のスイッチング手段に。 ｄ）「トランジスタ77、59〜61等が形成する電流検出手
段」と「トランジスタ86、88〜90等が形成する電流検出
手段」が前述した第１組の１つ又は複数の電流検出手段
に。 ｅ）「トランジスタ46、42〜44等が形成する電流検出手
段」が前記した第２組の１つ又は複数の電流検出手段
に。 ｆ）「トランジスタ31、58、86、第12図（ａ）左側のダ
イオード25及び両ダイオード82等が形成する準安定状態
保持手段」が前述した第１の準安定状態保持手段に。 ｇ）「トランジスタ46、40及び第12図（ａ）右側のダイ
オード25等が形成する準安定状態保持手段」が前述した
第２の準安定状態保持手段に。 「トランジスタ59〜61等、両整流器13及びトランジス
タ42〜44等」が直列接続されてアーム対を構成し、「整
流器91、トランジスタ88〜90等および整流器80」が補助
アームを構成し、トランジスタ59〜61側を流れていた主
回路電流は途中でトランジスタ88〜90側へ転流する。 この主回路では本発明者は１次コイル78aの一端をア
ースする様にしたため、前述した転流コンデンサ64の振
動電圧を一定にする手段は複雑になり、本発明者は上記
補助アームを導入した。トランジスタ57、59〜61のオン
期間中トランジスタ56はオフで、トランジスタ87はオン
であり、上記補助アームが１次コイル78aに対してフラ
イホイール・ダイオードと同様な役割を果たす。 一方、トランジスタ42〜44のオン期間中、整流器81、
図下側の整流器13及びトランジスタ42〜44がそれと同様
な役割を果たす。その結果、転流コンデンサ64の電圧は
ゼロと直流電源５の電圧の間に制限される。 また、トランジスタ59〜61のオン期間中だけでなく、
トランジスタ88〜90のオン期間中もトランジスタ15はト
ランジスタ42〜44をオフを保つ必要がある。これはトラ
ンジスタ42〜44とトランジスタ88〜90等が転流コンデン
サ64を短絡するのを防止するためである。そこで、トラ
ンジスタ85等がトランジスタ88〜90のオン、オフを検出
して、そのオン・オフ検出信号出力をトランジスタ15に
伝える。トランジスタ88〜90がオンであれば、トランジ
スタ85のベース電流が第12図（ｂ）のダイオード12、ト
ランジスタ88〜90及びダイオード92あるいは整流器80を
通ってアースへ流れる。 （参考:PCT/JP87/00595号） その反対に、トランジスタ42〜44のオン期間中、トラ
ンジスタ８がトランジスタ59〜61のターン・オンを阻止
し、トランジスタ84、83がトランジスタ87〜90のターン
・オンを阻止する。ただし、各ダイオード12の電流が、
トランジスタ77、46、86等の電流検出に支障が無い程度
の大きさである必要がある。すなわち、その各電流の大
きさがその各「保持電流」に比べて充分に小さくなけれ
ばならない。あるいは、前にも述べた様に始めから各ダ
イオード12の電流分を考慮しておいても良い。 それから、トランジスタ86等はトランジスタ88〜90の
主電流を検出して、その検出信号をトランジスタ58に伝
える。トランジスタ77等もトランジスタ59〜61の主電流
を検出して、その検出信号をトランジスタ31を介してト
ランジスタ58に伝える。従って、トランジスタ58はその
２つの電流検出手段から各検出信号を受け取ることにな
る。この様にする理由は「始めトランジスタ59〜61を流
れていた１次コイル78aの電流」が途中でトランジスタ8
8〜90の方へ転流するからである。第12図（ａ）、
（ｂ）に示す実施例の制御部の動作は第11図の実施例の
場合と大体同じである。 第13図に示す第１発明の実施例では本発明者は電流検
出手段の一部にフォト・カプラー93｛（株）東芝製のTL
P550｝を使って、抵抗34等をトランジスタ42〜44のコレ
クタ側に接続している。mt7、mt8がこのスイッチング回
路の両主端子である。その他の回路構成は第８図の実施
例のそれとほぼ同じである。 第14図に示す第１発明の実施例では電流検出手段にコ
ンパレータ94等を用いたので、第８図の実施例の場合と
違って上記電流検出手段はトランジスタ96のベース・エ
ミッタ間電圧だけを検出するだけで良い。従って、トラ
ンジスタ95にオン抵抗の小さいパワー・MOS・FETを使え
ば、このスイッチング回路のオン電圧を低く抑えること
が可能である。 そのベース・エミッタ間電圧が基準電圧Vstより大き
いとき、コンパレータ94の出力電圧はハイ・レベルだか
ら、コンパレータ94はトランジスタ24をオフに保つ。mt
9、mt10がこのスイッチング回路の両主端子である。そ
の他の回路構成は第１図の実施例のそれとほぼ同じであ
る。 第15図（ａ）、（ｂ）に示す第２発明の実施例は、特
許請求の範囲第２又は６項記載のスイッチング回路に対
応し、直列インバータ回路を応用した点火回路である。
接続端子ct6〜ct17は同じ符号同士がそれぞれ接続され
る。以下の通りそれぞれが前述した各構成要素に相当す
る。 ａ）「トランジスタ56、57、73、74、ダイオード55、コ
ンデンサ54、66及び両抵抗75等が形成する無安定回路」
が前述した無安定手段に。 ｂ）「ダーリントン接続したトランジスタ59〜61等が形
成するスイッチング手段」と「ダーリントン接続したト
ランジスタ88〜90等が形成するスイッチング手段」が前
述した第１組の１つ又は複数のスイッチング手段に ｃ）「ダーリントン接続したトランジスタ42〜44等が形
成するスイッチング手段」と「ダーリントン接続したト
ランジスタ98〜100等が形成するスイッチング手段」が
前述した第２組の１つ又は複数のスイッチング手段に。 ｄ）「トランジスタ77、59〜61等が形成する電流検出手
段」と「トランジスタ86、88〜90等が形成する電流検出
手段」が前述した第１組の１つ又は複数の電流検出手段
に。 ｅ）「トランジスタ46、42〜44等が形成する電流検出手
段」と「トランジスタ97、98〜100等が形成する電流検
出手段」が前述した第２組の１つ又は複数の電流検出手
段に。 ｆ）「トランジスタ31、58、86、第15図（ａ）左側のダ
イオード25及び両ダイオード82等が形成する準安定状態
保持手段」が前述した第１の準安定状態保持手段に。 ｇ）「トランジスタ46、97、40及び第15図（ａ）右側の
ダイオード25等が形成する準安定状態保持手段」が前述
した第２の準安定状態保持手段に。 「トランジスタ59〜61等、両整流器13及びトランジス
タ42〜44等」が直列接続されてアーム対を構成し、「整
流器91、トランジスタ88〜90等および整流器80」が第１
の補助アームを構成し、トランジスタ59〜61側を流れて
いた主回路電流は途中でトランジスタ80〜90側へ転流す
る。「整流器81とトランジスタ98〜100等」は第２の補
助アームを構成し、トランジスタ42〜44側を流れていた
主回路電流は途中でトランジスタ98〜100側へ転流す
る。 第15図（ａ）、（ｂ）に示す実施例の主回路は第12図
（ａ）、（ｂ）に示す実施例の主回路を変形したもので
ある。前者は、後者において整流器81を転流コンデンサ
64から外し、上記第２の補助アーム（整流器81とトラン
ジスタ98〜100の直列回路）を１次コイル78aに並列接続
したものである。従って、トランジスタ42〜44のオン期
間中、「整流器81とトランジスタ98〜100の直列回路」
が１次コイル78aに対してフライホイール・ダイオード
の役割を果たす。 この様な構成にしたため、トランジスタ42〜44のオン
期間中だけでなく、トランジスタ98〜100のオン期間中
もトランジスタ８はトランジスタ59〜61をオフに保ち、
トランジスタ84、83はトランジスタ87〜90をオフに保つ
必要がある。これは「トランジスタ59〜61、整流器13、
例えば電圧ゼロ時の転流コンデンサ64、整流器81及びト
ランジスタ98〜100の直列回路」が直流電源５を短絡す
るのを防止するためである。同様に、トランジスタ59〜
61又はトランジスタ88〜90のオン期間中、トランジスタ
15がトランジスタ42〜44とトランジスタ98〜100をオフ
に保つ。 それから、「トランジスタ98〜100の主電流を検出す
るトランジスタ97等」はトランジスタ46等に対して並列
関係であり、これらはトランジスタ40に対してオアー
（OR）回路になっているので、入力端子t12に入力され
ている点火信号（この場合の起動・停止信号。）がハイ
・レベルであれば、トランジスタ40はその２つの電流検
出手段から各検出信号を受け取る。この様にした理由は
「始めトランジスタ42〜44を流れていた１次コイル78a
の電流」が途中でトランジスタ98〜100の方へ転流する
からである。 先行技術 ａ）特公昭55−37178号 ｂ）特公昭56−5098号 ｃ）特公昭56−26216号 関連特許 ａ）特開昭62−5019号 ｂ）PCT/JP87/00053号 ｃ）特願昭61−013938号 ｄ）特願昭62−120234号 ｅ）特願昭62−170898号 ｆ）PCT/JP87/00595号 ｇ）PCT/JP87/00612号

【図面の簡単な説明】 第１図は第１発明の１実施例を示す回路図である。 第２図は従来のスイッチング回路の１例を示す回路図で
ある。 第３図は従来のスイッチング回路の１例を示す回路図で
ある。 第４図（ａ）〜（ｅ）はノイズによる誤動作を説明する
説明図である。 第５図（ａ）は従来のスイッチング回路の１例を、第５
図（ｂ）は従来のトリガー信号発生回路の１例をそれぞ
れ示す回路図である。 第６図（ａ）〜（ｂ）はノイズによる誤動作を説明する
説明図である。 第７図は第１発明の１実施例を示す回路図である。 第８図は第１発明の１実施例を示す回路図である。 第９図は第２発明の１実施例を示す回路図である。 第10図は第２発明の１実施例を示す回路図である。 第11図は第２発明の１実施例を示す回路図である。 第12図｛（ａ）、（ｂ）｝は第２発明の１実施例を示す
回路図である。 第13図は第１発明の１実施例を示す回路図である。 第14図は第１発明の１実施例を示す回路図である。 第15図｛（ａ）、（ｂ）｝は第２発明の１実施例を示す
回路図である。 （符号の説明） t1〜t12……入力端子、mt1〜mt10……主端子、 62……負荷抵抗、63……転流リアクトル、 64……転流コンデンサ、78……点火コイル、 78a……１次コイル、78b……２次コイル、 79……点火用放電ギャップ、93……フォト・カプラー、 94……コンパレータ、ct1〜ct17……接続端子。

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．単安定手段と、 前記単安定手段の出力信号に基づいてオン、オフし、前
   記単安定手段が準安定状態のときオンであるスイッチン
   グ手段と、 前記スイッチング手段の主電流を検出して検出信号を出
   力する電流検出手段と、 前記検出信号に基づいて動作し、前記主電流の大きさが
   所定値より大きいことを前記電流検出手段が検出する限
   り前記単安定手段が安定状態に戻るのを阻止する準安定
   状態保持手段、 を有することを特徴とする自己保持機能と自己ターン・
   オフ機能を持つスイッチング回路。 ２．無安定手段と、 前記無安定手段の出力信号に基づいてオン、オフし、前
   記無安定手段が第１の準安定状態のときオンである第１
   組の１つ又は複数のスイッチング手段と、 前記無安定手段の出力信号に基づいてオン、オフし、前
   記無安定手段が第２の準安定状態のときオンである第２
   組の１つ又は複数のスイッチング手段と、 前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手段の主電流
   を検出して第１組の１つ又は複数の検出信号を出力する
   第１組の１つ又は複数の電流検出手段と、 前記第２組の１つ又は複数のスイッチング手段の主電流
   を検出して第２組の１つ又は複数の検出信号を出力する
   第２組の１つ又は複数の電流検出手段と、 前記第１組の１つ又は複数の検出信号に基づいて動作
   し、前記第１組の１つ又は複数のスイッチング手段の主
   電流がどれか１つでも第１の所定値より大きいことを前
   記第１組の１つ又は複数の電流検出手段が検出する限り
   前記無安定手段が前記第１の準安定状態から前記第２の
   準安定状態に変わるのを阻止する第１の準安定状態保持
   手段と、 前記第２組の１つ又は複数の検出信号に基づいて動作
   し、前記第２組の１つ又は複数のスイッッチング手段の
   主電流がどれか１つでも第２の所定値より大きいことを
   前記第２組の１つ又は複数の電流検出手段が検出する限
   り前記無安定手段が前記第２の準安定状態から前記第１
   の準安定状態に変わるのを阻止する第２の準安定状態保
   持手段、 を有することを特徴とする自己保持機能と自己ターン・
   オフ機能を持つスイッチング回路。 ３．各組の前記スイッチング手段の数が１つずつであ
   り、 両前記スイッチング手段が１つずつアーム対の各アーム
   の構成要素であることを特徴とする特許請求の範囲第２
   項記載の自己保持機能と自己ターン・オフ機能を持つス
   イッチング回路。 ４．各組の前記スイッチング手段の数が２つずつであ
   り、 同じ組の前記スイッチング手段が１つずつ隣り同士の主
   アームそれぞれの構成要素にならない様に４つの前記ス
   イッチング手段が１つずつ、ブリッジ接続された４つの
   主アームそれぞれの構成要素であり、 その第１組の電流検出手段２つが共通で１つになってお
   り、 その第２組の電流検出手段２つが共通で１つになってい
   ることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の自己保
   持機能と自己ターン・オフ機能を持つスイッチング回
   路。 ５．その第１組のスイッチング手段の数が２つであり、 その第２組のスイッチング手段の数が１つであり、 その第１組の一方のスイッチング手段とその第２組のス
   イッチング手段が１つずつアーム対の各アームの構成要
   素であり、 その第１組の地方のスイッチング手段が、前記一方のス
   イッチング手段を流れていた主回路電流を還流させる補
   助アームの構成要素であることを特徴とする特許請求の
   範囲第２項記載の自己保持機能と自己ターン・オフ機能
   を持つスイッチング回路。 ６．各組の前記スイッチング手段の数が２つずつであ
   り、 その第１組の一方のスイッチング手段とその第２組の一
   方のスイッチング手段が１つずつアーム対の各アームの
   構成要素であり、 その第１組の他方のスイッチング手段が、その第１組の
   一方のスイッチング手段を流れていた主回路電流を還流
   させる第１の補助アームの構成要素であり、 その第２組の他方のスイッチング手段が、その第２組の
   一方のスイッチング手段を流れていた主回路電流を還流
   させる第２の補助アームの構成要素であることを特徴と
   する特許請求の範囲第２項記載の自己保持機能と自己タ
   ーン・オフ機能を持つスイッチング回路。