JP2938392B2 - 直接放送衛星伝送用シングルバランス形周波数ダウンコンバータと、ハイブリッド環状信号合成器 - Google Patents

直接放送衛星伝送用シングルバランス形周波数ダウンコンバータと、ハイブリッド環状信号合成器

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直接放送衛星受信
器システムに係り、特に、砒化ガリウム（ＧａＡｓ）の
モノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）を用いる
シングルバランス形周波数ダウンコンバータと、低ノイ
ズブロック（ＬＮＢ）ダウンコンバータ用のハイブリッ
ド環状信号合成器とに関する。
【０００２】
【従来の技術】低ノイズブロックダウンコンバータは、
マイクロ波信号を屋内チューナによる処理に適した中間
周波に変換するため、直接放送衛星（ＤＢＳ）テレビジ
ョン受像機で広く使用されている。低ノイズブロックダ
ウンコンバータは、典型的に、アンテナ、又は、衛星の
放物面反射器に取り付けられ、かつ、耐候性筐体に収容
されている。出力は、テレビジョン又はビデオカセット
レコーダ（ＶＣＲ）に付属した屋内チューナに接続され
ている。
【０００３】低ノイズブロックダウンコンバータは、典
型的に、振幅の増大と、フロントエンドノイズの低減を
得るための補助回路、付加増幅段、及び、フィルタと共
に、印刷回路基板上に実装された周波数ダウンコンバー
タを含む。周波数ダウンコンバータは、典型的に、１１
乃至１２ＧＨｚの範囲のマイクロ波周波を１０００乃至
２０００ＭＨｚの範囲の中間周波（ＩＦ）に変換する。
【０００４】砒化ガリウムのモノリシックマイクロ波集
積回路技術の急速な進展に伴って、商業的な砒化ガリウ
ムのモノリシックマイクロ波集積回路ダウンコンバータ
は、低ノイズブロックの応用に対し非常に実現し易くな
った。その理由は、砒化ガリウムのモノリシックマイク
ロ波集積回路が、低コスト、向上した信頼性、再現性、
小形サイズ、軽量、広帯域性能、回路設計の柔軟性、及
び、単一チップ上の多機能性を提供するからである。現
在、数社が直接放送衛星受信器の大きな消費者市場の開
拓に参加するため砒化ガリウム技術により作られた競合
的なデバイスを提供している。しかし、競合し続けるた
めに、製造者はコストを下げる方法を提案しなければな
らない。コストの低下は、回路の削減と、結果的なダイ
ス領域の縮小とによって達成される。
【０００５】砒化ガリウムのモノリシックマイクロ波集
積回路の周波数ダウンコンバータの入力回路を縮小し、
これにより、ダイス領域を縮小する一つの方法は、ゲー
トポンプ式能動電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）ミクサ
ーを使用することである。ゲートポンプ式ミクサーは、
原理的に他のタイプの能動電界効果トランジスタよりも
ノイズ指数が小さく、変換利得が大きいことが利点であ
る。このデバイスの低ノイズ性能に基づいて、中間周波
増幅回路と組み合わされたゲートポンプ式電界効果トラ
ンジスタミクサーは、典型的に、砒化ガリウムのモノリ
シックマイクロ波集積回路の周波数ダウンコンバータに
集積されたラジオ周波前置増幅器及び影像阻止フィルタ
とを用いることなく、匹敵する利得及びノイズ指数が得
られる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記利点があるにも係
わらず、ゲートポンプ式ミクサーは、そのトポロジーに
よって、マイクロ波と局部発振器（ＬＯ）信号ポートと
の間に絶縁が得られないという重大な欠点がある。上記
問題を解決する一つの方法は、シングルバランス形ゲー
トポンプ式ミクサーを設計し、１８０°のラット−レー
ス形ハイブリッドカップラーを用いてマイクロ波信号を
局部発振器信号から分離することである。ハイブリッド
カップラーを使用することにより、中心周波数で３０ｄ
Ｂの分離が典型的に得られる。しかし、この方法の欠点
は、電界効果トランジスタの平衡ミクサーが、回路を複
雑化させ、回路の寸法を増大させる可能性のある受動的
な中間周波バランのような１８０°の出力のハイブリッ
ドを必要とする点である。
【０００７】従って、現在、出力のハイブリッドを必要
としない砒化ガリウムのモノリシックマイクロ波集積回
路のシングルバランス形周波数ダウンコンバータに対す
る要求がある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の一実施例は、マ
イクロ波信号を平衡中間周波信号に変換する二つの能動
ミクサーを含むモノリシックマイクロ波集積回路半導体
チップである。モノリシックマイクロ波集積回路チップ
は、周波数ダウンコンバータサブシステムからなるハイ
ブリッドカップラーと共に使用するためのものである。
チップは、局部発振器信号と合成されたマイクロ波信号
からなる入力信号をカップラーから受ける第１の入力リ
ード線を有する。合成された信号は、第１の能動ミクサ
ーに供給され、第１の中間周波出力にダウンコンバート
される。第２の入力リード線は、カップラーから第２の
合成信号を受け、その信号は第２の中間周波出力にダウ
ンコンバートするため第２のミクサーに供給され、マイ
クロ波信号又は局部発振器信号のいずれか一方は、第１
のミクサーの入力に供給された信号と位相が異なってい
る。その結果として、二つの中間周波出力信号は１８０
°位相が異なり、平衡していると言われる。平衡中間周
波信号は増幅され、出力リード線で第１及び第２の中間
周波信号を表わす一つだけの不平衡中間周波信号に変換
される。
【０００９】本発明の一実施例は、周波数ダウンコンバ
ータ内でハイブリッドカップラーと共に使用されるモノ
リシックマイクロ波集積回路半導体チップである。チッ
プはカップラーから第１の合成入力信号を受ける第１の
リード線と、カップラーから第２の合成入力信号を受け
る第２の入力リード線と、出力リード線とからなる。各
入力信号は、別の周波数信号と合成されたマイクロ波信
号であり、第１の合成信号中のマイクロ波信号と別の周
波数信号の一方は、第２の合成信号のマイクロ波信号と
別の周波数信号の一方と位相が異なる。シングルバラン
ス形ミクサーは、第１の合成信号を第１の中間周波信号
に変換する第１のシングルエンド形ミクサーと、第２の
合成信号を第２の中間周波信号に変換する第２のシング
ルエンド形ミクサーとを有する。増幅器は、第１及び第
２の中間周波信号を表わす増幅された不平衡中間周波信
号を出力リード線に形成する第１及び第２のミクサーに
接続されている。
【００１０】一実施例において、第１のミクサーへの第
１の合成信号内の局部発振器信号は、第２のミクサーへ
の第２の合成信号内の局部発振器信号と実質的に同一の
位相及び振幅を有する。同様に、ある実施例の場合、半
導体チップは、第１の中間周波信号からマイクロ波信号
と局部発振器信号を除去する第１のローパスフィルタを
第１のミクサーの出力と中間周波増幅器の間に含み、第
２の中間周波信号からマイクロ波信号と局部発振器信号
を除去する第２のローパスフィルタを第２のミクサーの
出力と中間周波増幅器の間に含む。
【００１１】好ましくは、第１及び第２の各能動ミクサ
ーは、砒化ガリウム電界効果トランジスタである。更
に、好ましくは、各砒化ガリウム電界効果トランジスタ
は、ピンチオフで実質的にバイアスされている。更に、
各砒化ガリウム電界効果トランジスタは、好ましくは、
エンハンスメントモード電界効果トランジスタである。
【００１２】好ましくは、中間周波増幅器は、上記第１
及び第２の中間周波信号から上記不平衡中間周波信号を
生成するシングルエンド形差動増幅器を有する。好まし
くは、受動ハイブリッドカップラーは、上記第１及び第
２の合成信号をモノリシックマイクロ波集積回路チップ
に供給する。好ましくは、ラットレース形ハイブリッド
カップラーは、第１及び第２の合成信号をミクサーに供
給する。ラットレースは、好ましくは、チップへの接続
が行なえるように折り重ねられるので、クロスオーバー
干渉と、回路の不安定化の危険性が低減される。
【００１３】本発明の一実施例の魅力的な特徴は、半導
体チップから無線周波前置増幅器及び影像阻止フィルタ
を除去することにより、砒化ガリウムのダイス領域が従
来の砒化ガリウムモノリシックマイクロ波集積回路より
も５０％以上削減されることにある。ダイス領域がこの
製品の主要なコストを左右するので、これにより、有意
な利点が得られる。
【００１４】本発明の一実施例の他の魅力的な特徴は、
平衡されたマイクロ波及び中間周波信号がダイスの表面
上に仮想的な電気的接地点を提供することである。これ
により、デバイスの性能が、特に、低コスト表面実装塑
性パッケージで典型的に発生する寄生接地インダクタン
スに対し非常に鈍感になる。その上、能動ミクサーしか
マイクロ波周波で動作しないので、このデバイスを低コ
スト表面実装塑性パッケージに組み込み、許容可能なレ
ベルの性能を得ることができる。この利点によって、上
記製品のコストが削減される。
【００１５】更に、ゲートポンプ式の電界効果トランジ
スタミクサーがピンチオフの近くにバイアスされ、最小
限の直流電流しか必要としないので、従来の砒化ガリウ
ムモノリシックマイクロ波集積回路デバイスよりも電力
消費量が削減される。これを無線周波前置増幅器の除去
と組み合わせることにより、本発明の回路は、従来のモ
ノリシックマイクロ波集積回路のトポロジーによって要
求された直流バイアス電流の２分の１未満で動作可能で
ある。
【００１６】更に、無線周波前置増幅器と影像阻止フィ
ルタを除去することにより、帯域幅を広げることが可能
である。能動ミクサーに対する入力の整合だけを帯域幅
の要求条件に合致させればよい。これは、従来技術にお
いて周知の簡単な整合回路で行なわれる。その上、整合
回路が砒化ガリウムモノリシックマイクロ波集積回路の
ダイスの外側にあるとき、シングルバランス形周波数ダ
ウンコンバータを種々の周波数帯域、例えば、Ｘ−バン
ド、Ｃ−バンド、Ｓ−バンド等で動作させることが可能
である。実際上、従来の２倍の砒化ガリウムモノリシッ
クマイクロ波集積回路のマイクロ波信号帯域幅が得られ
る。
【００１７】本発明の一実施例は、凸状部及び凹状部を
備えた環状導体を有するハイブリッド環状信号合成器で
ある。第１及び第２の入力リード線は、夫々、凸状部及
び凹状部に接続され、第１及び第２の出力リード線は環
の外周部上の上記凹状部に接続されている。第１及び第
２の各入力リード線は、高周波信号と低周波信号の中の
別個の信号を受ける。第１及び第２の合成信号が夫々第
１及び第２の出力リード線上に形成され、第１及び第２
の合成信号は、マイクロ波周波信号と別の周波数信号と
の合成よりなるが、第１の合成された入力信号の中のマ
イクロ波信号と別の周波数信号の少なくとも一方は、第
２の合成された入力信号の中のマイクロ波信号と別の周
波数信号の同じ方の信号と位相が異なるように、第１及
び第２の各入力リード線が環に沿って空間的に離れた位
置に接続されている。凸状部によって、チップを環の内
側に置き、チップからの増幅された中間周波信号を環の
上に通過させる必要性、即ち、不所望の信号カップリン
グを発生させる可能性が回避される。更に、チップを環
の外側で、環に近づけて置くことが可能になるので、環
をチップに接続するリード線をできる限り短くし得るよ
うになる。
【００１８】好ましくは、チップ及びハイブリッド環状
信号合成器は、印刷回路基板のような基板に実装されて
いる。
【００１９】
【発明の実施の形態】本発明の上記及び他の特徴、様
相、及び利点は、以下の説明、特許請求の範囲の記載、
及び添付図面を参照してより良く理解される。図１に
は、直接放送衛星受信システムにおいて使用される低ノ
イズブロックダウンコンバータ１０の機能的なブロック
図が示されている。低ノイズブロックダウンコンバータ
１０は、屋内チューナによる処理に適当なマイクロ波信
号を中間周波信号に変換する。典型的に、低ノイズブロ
ックダウンコンバータ１０は、アンテナ又は衛星放物面
反射器（図示しない）から１１乃至１２ＧＨｚの範囲の
マイクロ波信号を入力１０ａに受け、出力ポート又はリ
ード線１０ｂ（２３ｃ）で上記信号を１０００乃至２０
００ＭＨｚの範囲内の中間周波にダウンコンバートす
る。
【００２０】２段に縦続された高電子移動度トランジス
タ（ＨＥＭＴ）ベースの低ノイズ増幅器１２、１３が、
マイクロ波信号を受けるため低ノイズブロックダウンコ
ンバータ１０のフロントエンドに置かれている。上記段
は到来信号を増幅し、受信器の信号対ノイズ感度を決め
る。低ノイズ増幅器の出力は、影像ノイズが除波される
影像阻止フィルタ１５に供給される。影像阻止フィルタ
１５の出力、即ち、マイクロ波信号は、ハイブリッドカ
ップラーの入力ポート又はリード線１４ａに供給され、
一般的に、発振器１６からの局部発振器（ＬＯ）信号と
して知られている別の周波数信号と合成される。局部発
振器信号は、入力ポート又はリード線１４ｂに供給さ
れ、受信される。ハイブリッドカップラー１４は、二つ
のカップラーの出力ポート又はリード線１４ｃと１４ｄ
の間で、到来マイクロ波信号と局部発振器信号を分割、
合成する。出力ポート又はリード線１４ｃ及び１４ｄ
は、砒化ガリウムモノリシックマイクロ波集積回路２３
の入力ポート又はリード線２３ａ及び２３ｂに夫々入力
される。ハイブリッドカップラー入力ポート１４ｂに入
る信号は、二つの出力ポート１４ｃ及び１４ｄに二つの
同振幅、同位相の成分を生成する。他の入力ポート１４
ａに入る信号は、二つの同振幅、逆位相（又は、位相が
１８０°異なる）成分を二つの出力ポート１４ｃ及び１
４ｄに生成する。当業者は、反対の構造、即ち、二つの
同相成分を出力ポートに生成するマイクロ波信号と、二
つの位相が異なる成分を出力ポートに生成する局部発振
器信号とが入力ポートに供給された場合でも、シングル
バランス形周波数ダウンコンバータを動作させ得ること
が理解できるであろう。更に、シングルバランス形ダウ
ンコンバータは、１８０°の位相偏移ハイブリッドカッ
プラーの代わりに９０°の位相偏移ハイブリッドカップ
ラーで動作可能である。
【００２１】ハイブリッドカップラー１４は、好ましく
は、特性が改善されていると説明すべきタイプのラット
−レース環形カップラーである。しかし、他の受動ハイ
ブリッドカップラーをモノリシックマイクロ波集積回路
２３と共に使用しても構わない。受動マイクロ波ハイブ
リッドカップラーは、抵抗、インダクタ及びキャパシタ
のような能動的ではない回路素子を使用するマイクロ波
ハイブリッドであり、かつ、特殊な特徴の組を有する４
ポートのデバイスである。その特徴の組は： （１）全てのポートが整合されている。これは、Ｓnn＝
０を意味し、必ずしもソースに対する共役整合は必要で
はない。 （２）いずれかのポートに供給された無線周波電源は、
他の二つのポートの間で等分割される。 （３）残りのポートは分離され、即ち、そのポートから
出力が得られない。 のように定義される。１８０°のハイブリッドの場合、
出力電圧は、どちらのポートが起動されているかに依存
して、０°又は１８０°の位相差がある。ハイブリッド
カップラーの説明及び例は、ステファン エー マス(S
tephan A. Mass)による“マイクロ波ミクサーのハイブ
リッドカップラー(Hybrid Couplers of Microwave Mixe
rs) ”、第２版、アーテックハウス社(Artech House, I
nc.)、マサチューセッツ州ノーウッド、１９９３年の第
７．１．２節、ページ２３８−２５５に記載されてい
る。
【００２２】変圧器形のハイブリッドカップラーは、入
力周波数が略２０００ＭＨｚよりも低いアプリケーショ
ンの優れた選択である。このカップラーは非常に小形で
あり、損失が少なく、かつ、安価である。しかし、上記
周波数より上では、性能が急激に劣化する。１２ＧＨｚ
よりも遙に高い入力周波数の場合、ハイブリッドカップ
ラーは非常に小さく、かつ、ハイブリッドを能動ミクサ
ーに接続する際に寄生が存在しないので、ハイブリッド
カップラーを砒化ガリウムモノリシックマイクロ波集積
回路上に包含することが望ましい。モノリシックハイブ
リッドは、インダクタ又はキャパシタと共に一体化され
た素子形式、或いは、ブランチライン(branchline)、ラ
ットレース(ratrace) 又は、ランジ(Lange) のような他
の一般的なカップラーを用いて実現可能である。砒化ガ
リウムモノリシックマイクロ波集積回路上のラットレー
ス形ハイブリッドの実現は、物理的寸法に起因して、１
２ＧＨｚの場合でさえ極端に高価である。
【００２３】図１のモノリシックマイクロ波集積回路を
参照すると、インピーダンス整合回路２４及び２６が入
力ポート又はリード線２３ａ及び２３ｂに夫々接続さ
れ、ゲートポンプ式能動電界効果トランジスタ２８及び
３０の入力をハイブリッドカップラーの夫々のソースイ
ンピーダンスに整合させる。インピーダンス整合回路
は、最大の電力がハイブリッドカップラーの出力から電
界効果トランジスタミクサーの入力に伝達されることを
保証する。電界効果トランジスタ２８及び３０は、マイ
クロ波及び局部発振器信号と、その和及び差の周波数、
それらの高調波とを含む出力周波数のスペクトルを生成
する。ローパスフィルタ３２及び３４が、差の周波数信
号である中間周波信号を選択し、残りの周波数信号をモ
ノリシックマイクロ波集積回路２３の中を通る中間周波
のパスを遮断するため、電界効果トランジスタミクサー
２８及び３０の出力に接続される。ローパスフィルタ３
２及び３４は、二つの逆位相的な中間周波信号からなる
平衡中間周波信号を増幅器３６に供給し、増幅器３６
は、出力ポート又はリード線２３ｃで平衡周波信号を不
平衡中間周波信号に変換する。
【００２４】増幅器３６は、小さいダイス領域と複雑さ
を維持しながら利得及びノイズ指数の性能を最適化する
ため、従来周知の方法によって実現される。好ましく
は、シングルエンド形変換器４２に接続された二つの差
動増幅器段３８及び４０を有する縦続された回路が設け
られる。（増幅器３８、４０及び４２を含む）差動増幅
器３６の不平衡中間周波出力は、（増幅器４６及び４８
を含む）中間周波増幅器４４に結合され、更に増幅され
る。増幅器４２は、ミクサー３２及び３４から供給さ
れ、増幅器３８及び４０によって増幅された二つの平衡
中間周波信号をシングルエンド形増幅器４６及び４８の
ための不平衡信号に変換する。増幅器４８からの増幅さ
れた不平衡中間周波信号は、出力ポート２３ｃで、更な
る処理のため屋内チューナー（図示しない）に供給され
る。
【００２５】図２には、従来、ラットレース形として周
知の１８０°ハイブリッドカップラー１４’が示されて
いる。ラットレース形は、４個のポート１４’ａ、１
４’ｂ、１４’ｃ及び１４’ｄを有する周囲が３／２波
長の円形環である。図２のラットレース形カップラーの
場合にはプライム記号（’）が付けられた同一の参照番
号が、図１のカップラーと図２のラットレース形カップ
ラーの対応する部品に使用されている。この構造によれ
ば、到来マイクロ波及び局部発振器信号の必要とされる
分割と合成が行なわれ、二つの到来信号の間に優れた分
離が得られる。分離は、マイクロ波信号パスを介した低
ノイズブロックアンテナからの局部発振器信号の漏出を
最小限に抑えるために重要である。これは以下の方法で
得られる。局部発振器入力ポート１４’ａに供給された
局部発振器信号は、反時計回りの向きの第１のパス５３
と、時計回りの方向の第２のパス５５からなる二つのパ
スに等分割される。信号がマイクロ波入力ポート１４’
ｂに到達するため、第１のパス５３に沿って伝わるべき
距離は、局部発振器周波数で１波長である。信号がマイ
クロ波入力ポート１４’ｂに到達するため、第２のパス
５５に沿って伝わるべき距離は、局部発振器周波数で１
／２波長である。従って、二つの局部発振器信号が、１
８０°異なる位相でマイクロ波入力ポート１４’ｂに到
達するので、打ち消し合う。ポート１４’ｃ及び１４’
ｄの局部発振器信号は、振幅と位相が一致する。ポート
１４’ｂのマイクロ波信号は、同様に、ポート１４’ｃ
及び１４’ｄで、振幅が等しく、位相が１８０°異なる
二つの信号に分割される。砒化ガリウムモノリシックマ
イクロ波集積回路２３は、マイクロ波信号を不平衡中間
周波にダウンコンバートし、屋内チューナ（図示しな
い）で処理するためポート２３ｃ及びカップラー６２を
含むリード線を介して出力する。砒化ガリウムモノリシ
ックマイクロ波集積回路２３は、ラットレース環の内側
に取り付けられ、ポート２３ｃの中間周波出力信号は、
ラットレース環の一部分６４に沿ったある点でラットラ
ース環と交差する必要がある。この交差によって、ポー
ト２３ｃの信号とラットレース環の間にカップリングが
発生し、砒化ガリウムモノリシックマイクロ波集積回路
２３の入力ポートと出力ポートの間にフィードバックが
生じる。砒化ガリウムモノリシックマイクロ波集積回路
の利得が高い場合、不所望の発振が生じる可能性が高
い。或いは、ラットレース１４’の外側に砒化ガリウム
モノリシックマイクロ波集積回路を実装することによ
り、フィードバックの問題が回避されるが、レイアウト
が大きくなり、複雑なレイアウトの問題が現れる。
【００２６】新規の解決法は、出力ポート２３ｃをラッ
トレースから完全に分離させるべく、ラットレースに相
対的なチップの再配置と、接続リード線の再接続とを行
なうため、ラットレースの折り曲げを必然的に伴うの
で、これにより、フィードバックループが取り除かれ
る。図３には上記方法が示されている。図２及び図３に
は、対応する部品を確認するため同一の参照番号が使用
されているが、図３の対応する部品を区別するためダブ
ルプライム記号（”）が使用されている。円形環１４”
の１／２波長部１４”ｆは、二つの弓形部分、１波長の
凸状弓形部１４”ｅと、１波長の凸状弓形部１４”ｅに
対向する１／２波長の凹状弓形部１４”ｆとを形成する
ため、折り返される。カップラー６７とポート１４”ｂ
とを含むリード線７５の局部発振器入力は、１波長の弓
形部１４”ｅの上を経由し、凹状弓形部１４”ｆの対称
性のある点に接続されている。導体７５から通じる局部
発振器の横断路６７は、金属製リボンで終了させてもよ
いが、直流電流の遮断を与えるため、弓形部１４”ｅに
対しチップキャパシタを用いることが好ましい。影像阻
止フィルタ１５からのマイクロ波信号は、凸状弓形部１
４”ｅ、即ち、凹状弓形部１４”ｆの接合部６８から１
／４波長に供給される。平衡出力が、砒化ガリウムモノ
リシックマイクロ波集積回路２３に通じるポート１４”
ｃ及び１４”ｄを含むリード線上に設けられた接合部６
８及び７０に供給される。ラットレース１４”は、回路
基板８００のような基板上に形成される。チップ２３
は、スペースを節約し、かつ、リード線１４”ｃ及び１
４”ｄを最小限に抑えるため、回路基板上で折り曲げら
れた凸状弓形部１４”ｆの直ぐ近くに実装される。
【００２７】折り曲げられたラットレースは、従来の円
形環の形状のラットレースの特性を全く変えないので、
合成されたマイクロ波及び局部発振器信号に二つの出力
ポートの間で等分割された電力を供給する。更に、折り
曲げられたラットレースは、局部発振器及びマイクロ波
信号の間に優れた分離性を保つ。ラットレースの折り曲
げは、接合部６８及び７０の２本の環状ラインの急激な
曲がりにより生じる寄生キャパシタンスを誘起する。こ
の寄生キャパシタンスは、ラットレースを砒化ガリウム
モノリシックマイクロ波集積回路２３に接続するポート
１４”ｃ及び１４”ｄの長さを調節することにより補償
される。更に、折り重ねによって生成された接合部は、
カップラーの全体の電気的な長さを短縮させるので、弓
形部１４”ｅ及び１４”ｆの長さの寸法を増大すること
により補償する必要がある。
【００２８】次に図４を参照すると、砒化ガリウムモノ
リシックマイクロ波集積回路２３の詳細な回路図が示さ
れている。インピーダンス整合回路２４及び２６が、ゲ
ートポンプ式の能動電界効果トランジスタミクサー９６
及び９８をハイブリッドカップラーの夫々のソースイン
ピーダンスに整合させるため、砒化ガリウムモノリシッ
クマイクロ波集積回路２３への入力に設けられている。
インピーダンス整合回路は、従来技術において周知の方
法によって実現可能であるが、好ましい実施例によれ
ば、誘導性Ｔ形回路網が各電界効果トランジスタミクサ
ーの入力に置かれている。直列インダクタ８０及び８４
と並列インダクタ８２は、電界効果トランジスタミクサ
ー９６用のインピーダンス整合回路を形成する。同様
に、直列インダクタ９０及び９４と並列インダクタ９２
は、電界効果トランジスタミクサー９８用のインピーダ
ンス整合回路を形成する。上記方法の利点は、インダク
タは、結合線を用いてマイクロ波及び局部発振器周波数
で非常に簡単に実現できるという点である。
【００２９】図５を参照すると、誘導性Ｔ形回路網は、
チップ８８から結合された線８４で生成された直列イン
ダクタンス及び入力リード線２３ｂからマイクロ波接地
平面及びリード線２３ｅへ結合された線８２で生成され
た並列インダクタンスと共に入力リード線２３ｂのイン
ダクタンスを用いて、砒化ガリウムモノリシックマイク
ロ波集積回路２３のダイス８８の外側に実現されてい
る。同一の回路が、第２の入力整合回路用のリード線２
３ａ、９２及び９４を用いて実現される。誘導性Ｔ形回
路網をダイス８８の外側に置くことにより、モノリシッ
クマイクロ波集積回路２３が広帯域応用のため調整され
る。
【００３０】もう一度図４を参照すると、能動砒化ガリ
ウム電界効果トランジスタ９６及び９８から作られたシ
ングルエンド形ミクサー２８及び３０によって形成され
たシングルバランス形ミクサーは、ゲート又はゲートポ
ンプ式ミクサーとして構成されている。各ミクサーは、
電界効果トランジスタの非線形特性の利点を生かすた
め、ピンチオフの近くにバイアスされた共通ソース電界
効果トランジスタにより構成される。好ましくは、エン
ハンスメントモードの砒化ガリウム電界効果トランジス
タが、ゲートに印加された０ボルトの直流バイアスでピ
ンチオフされた動作を提供するため使用されている。こ
れは、インピーダンス整合回路２４及び２６夫々の並列
インダクタ８２及び９２を用いて行なわれるので、付加
的なゲートバイアス回路の必要性が除かれる。ゲートポ
ンプ式能動砒化ガリウム電界効果トランジスタＦＥＴミ
クサーを用いる主な利点は、非常に小さいチップ面積を
用いて低いノイズ指数と高い変換利得が得られるので、
砒化ガリウムモノリシックマイクロ波集積回路２３内に
フロントエンド無線周波前置増幅器と影像阻止フィルタ
を設ける必要性が無くなることである。
【００３１】ゲートポンプ式能動砒化ガリウム電界効果
トランジスタミクサーは、ピンチオフの近くにバイアス
されているので、合成された局部発振及びマイクロ波信
号が電界効果トランジスタ２８及び３０のゲート入力に
供給される。マイクロ波信号の和及び差と、その高調波
に基づく周波数のスペクトルが各電界効果トランジスタ
ミクサーのドレインに生成される。
【００３２】ローパスフィルタ３２及び３４は、夫々、
電界効果トランジスタミクサー９６及び９８に接続され
ている。各ローパスフィルタは、直列インダクタ１００
及び１０２と、並列キャパシタ１０４及び１０６とによ
って実現される。ローパスフィルタは、マイクロ波及び
局部発振器信号成分を除波し、中間周波、即ち、差の周
波数を通過させるため使用される。最良の性能のため
に、フィルタ成分は、局部発振器及びマイクロ波周波の
信号に短絡回路を与えるように設計されるべきである。
【００３３】ローパスフィルタの二つの出力は、中間周
波信号と反転された中間周波信号とからなる平衡中間周
波信号を供給する。平衡中間周波出力は、平衡中間周波
出力を増幅し、不平衡中間周波信号に変換するため増幅
器３６を駆動する。好ましくは、増幅器３６は、二つの
差動増幅器段３８及び４０と、シングルエンド形差動増
幅器４２を縦続回路に含む。第１の段の差動増幅器３８
は、各入力に共通ソース接合電界効果トランジスタ１０
８及び１１０を含む。各電界効果トランジスタのゲート
は、抵抗１１２及び１１４を夫々介して接地にバイアス
されている。ソースは相互に連結され、両方の電界効果
トランジスタ増幅器用の自己バイアス回路を提供するソ
ース抵抗１１６を介して接地されている。自己バイアス
回路により、ソース端子上の電圧に対し、最適な砒素ガ
リウム電界効果トランジスタ性能のための電界効果トラ
ンジスタ１０８及び１１０のゲートの負のバイアスを維
持するのに十分な正の直流電圧がソース連結点に生じ
る。このように対称的な構造で差動入力を接続する利点
は、二つの電界効果トランジスタのソース連結点に仮想
的な接地が生成され、接地の寄生の害が著しく少なくな
ることである。電源と、電界効果トランジスタ１０８及
び１１０のドレインの間に夫々接続された負荷抵抗１１
８及び１２４は、ドレインのバイアスを設定する。その
上、各電界効果トランジスタには、電界効果トランジス
タの周波数応答性を高め、かつ、入力のＶＳＷＲを改善
するためフィードバック回路が設けられている。電界効
果トランジスタ１０８には、直列接続されたキャパシタ
１２０と抵抗１２２とからなるフィードバック回路が設
けられている。電界効果トランジスタ１１０には、直列
接続されたキャパシタ１２６と抵抗１２８とからなるフ
ィードバック回路が設けられている。
【００３４】平衡中間周波信号は、直流阻止キャパシタ
１３０及び１３２を介して夫々電界効果トランジスタ１
０８及び１１０のゲートに印加される。増幅された平衡
中間周波信号は、電界効果トランジスタのドレインから
出力され、抵抗とキャパシタのフィードバック回路が含
まれていない点を除いて第１の段と実質的に同一の回路
を有する第２の段の差動増幅器４０に供給される。
【００３５】第２の段の差動増幅器４０の出力は、シン
グルエンド形差動増幅器４２に供給される。この増幅器
は、共通ソース電界効果トランジスタ１３４と、共通ド
レイン電界効果トランジスタ１３６とからなる。同様
に、上記差動増幅器３８に対し、自己バイアス抵抗１３
８は、抵抗１４０を介してゲートが０ボルトにバイアス
された電界効果トランジスタ１３４のソース端子上の電
圧に対し、電界効果トランジスタ１３４のゲートの負の
バイアスを維持するために十分な直流電圧をソースに発
生する。キャパシタ１３９は、中間周波で接地への短絡
回路を提供する。抵抗１４２及び１４４からなる分圧器
回路は、ゲートに直流バイアス電圧を確立するため、電
界効果トランジスタ１３６にゲートバイアスを提供す
る。
【００３６】第２の段の差動増幅器４０からの中間周波
信号は、直流阻止キャパシタ１４６を介して電界効果ト
ランジスタ１３６のゲートに印加される。共通ドレイン
電界効果トランジスタ１３６の出力は、ソースに増幅さ
れた中間周波信号を発生する。第２の差動増幅器段４０
からの反転された中間周波信号は、直流阻止キャパシタ
１４８を介して電界効果トランジスタ１３４のゲートに
印加される。共通ソース電界効果トランジスタ１３４の
出力により、反転された中間周波信号の１８０°の位相
偏移が電界効果トランジスタ１３４のドレインに得られ
るので、不平衡中間周波信号を生成するため、電界効果
トランジスタ１３６の中間周波信号と位相的に加算され
る。
【００３７】不平衡中間周波信号は、中間周波増幅器段
４６及び４８からなる補助増幅器段に供給される。最初
の段の中間周波増幅器は、共通ソース電界効果トランジ
スタとして構成された電界効果トランジスタ１５０から
なる。電界効果トランジスタ１５０は、直流阻止キャパ
シタ１５４が設けられている。ゲートは、ゲートバイア
ス抵抗１５８を介して０Ｖにバイアスされ、ソース電圧
が自己バイアスソース抵抗１６２を介して適当に設定さ
れている。キャパシタ１６３は中間周波で接地する短絡
回路を提供する。電源と電界効果トランジスタ１５０の
ドレインとの間に接続された負荷抵抗１６４は、ドレイ
ンのバイアスを設定する。次の段の中間周波増幅器４８
は、最初の段４６と同一に構成されているので説明を行
なわないが、不平衡中間周波信号の付加的な利得のため
選択的に含めてもよい。
【００３８】図５に戻ると、モノリシックマイクロ波集
積回路２３はダイス８８上で砒化ガリウムから製造さ
れ、図４に示された全ての回路素子が単一の塑性被覆パ
ッケージ（図示しない）に組み込まれている。但し、入
力整合回路２４及び２６は、従来の砒化ガリウム製造方
法及び技術を用いてチップ２３のダイス８８に形成され
る。ダイス８８は、ポート又はリード線２３ｅによって
与えられる接地面上に実装される。リード線２３ａ及び
２３ｂは、合成された平衡マイクロ波及び局部発振器信
号を受ける。ポート又はリード線２３ｆは、電源入力Ｖ
ＤＤを受け、ポート又はリード線２３ｅは、無線周波又
はマイクロ波の接地ＧＮＤに接続されている。ポート又
はリード線２３ｄは、無線周波接地ＧＮＤに接続されて
いる。ポート又はリード線２３ｃは中間周波出力であ
る。増幅器３６及びに対する中間周波接地と、回路２
４、２６、２８、３０、３２及び３４に対するマイクロ
波接地は、接地ループを最小限に抑えるため、モノリシ
ックマイクロ波集積回路上に別々に設けられている。
【００３９】
【発明の効果】上記の説明から、本発明によれば、低ノ
イズブロックダウンコンバータに使用する低コスト砒化
ガリウムモノリシックマイクロ波集積回路のシングルバ
ランス形周波数ダウンコンバータに対する直接の要求が
満足されることが分かる。本発明によれば、モノリシッ
クマイクロ波集積回路の入力に無線周波前置増幅器及び
影像阻止フィルタを必要とすることなく、低ノイズと高
利得が得られる。本発明は、更に、中間周波ハイブリッ
ドカップラー又はバランを必要とすることなく、屋内チ
ューナーによる処理に適した中間周波信号を生成し得る
平衡システムを提供する。かかるシングルバランス形周
波数ダウンコンバータは、本発明の精神又は不可欠な性
質を逸脱することなく、他の特定の形で具現化すること
が可能であり、多数の通信デバイスと共に使用可能であ
る。従って、本発明の範囲を知るために、上記実施例の
説明ではなく、特許請求の範囲の記載を参考にし、上記
本発明の実施例は、その例に限定されることのない例示
に過ぎないと考える必要がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】低ノイズブロックの機能的なブロック図であ
る。
【図２】従来のラットレース形ハイブリッドカップラー
を有するシングルバランス形周波数ダウンコンバータを
示す図である。
【図３】折り曲げられたラットレース形ハイブリッドカ
ップラーを有するシングルバランス形周波数ダウンコン
バータを示す図である。
【図４】砒化ガリウムモノリシックマイクロ波集積回路
の詳細回路図である。
【図５】表面実装塑性パッケージ内の砒化ガリウムモノ
リシックマイクロ波集積回路の平面断面図である。
【符号の説明】
１０ 低ノイズブロックダウンコンバータ １０ａ，１０ｂ，１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄ，１
４’ａ，１４’ｂ，１４’ｃ，１４’ｄ，２３ａ，２３
ｂ，２３ｃ，２３ｄ，２３ｅ，２３ｆ ポート １２，１３ 低ノイズ増幅器 １４ ハイブリッドカップラー １４’，１４” ラットレース １４”ｅ １波長部 １４”ｆ １／２波長部 １５ 影像阻止フィルタ １６ 発振器 ２３ モノリシックマイクロ波集積回路 ２４，２６ インピーダンス整合回路 ２８，３０，９６，９８ 電界効果トランジスタミク
サー ３２，３４ ローパスフィルタ ３６ 増幅器 ３８，４０ 差動増幅器 ４２ シングルエンド形差動増幅器 ４４，４６，４８ 中間周波増幅器 ５３，５５ パス ６４ ラットレース環の一部分 ６７ カップラー ６８ 接合部 ７５ リード線 ８０，８２，８４，９０，９２，９４，１００，１０２
インダクタ ８８ ダイス １０４，１０６，１２０，１２６，１３９，１６３
キャパシタ １０８，１１０ 接合電界効果トランジスタ １１２，１１４，１２２，１２８，１４０，１４２，１
４４ 抵抗 １１６ ソース抵抗 １１８，１２４，１６４ 負荷抵抗 １３０，１３２，１４６ １４８ 直流阻止キャパシ
タ １３４，１３６，１５０ 電界効果トランジスタ １３８，１５８，１６２ バイアス抵抗 ８００ 回路基板
フロントページの続き (72)発明者 エドマー カマーゴ アメリカ合衆国，カリフォルニア州 95129，サンホゼ，ダロマス・ウェイ 1561番 (56)参考文献 特開 昭54−70713（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−190410（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−29749（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03D 7/00 - 9/06

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 周波数ダウンコンバータ内でハイブリッ
    ドカップラーと共に使用するためのモノリシックマイク
    ロ波集積回路半導体チップにおいて、 第１の合成された入力信号を上記カップラーから受ける
    第１の入力リード線（２３ａ）と、第２の合成された入
    力信号を上記カップラーから受ける第２の入力リード線
    （２３ｂ）と、出力ポート（２３ｃ）とからなり、上記
    各入力信号は別の周波数信号と合成されたマイクロ波周
    波信号を含み、上記第１の合成された入力信号の中の上
    記マイクロ波周波信号と上記別の周波数信号の一方は、
    上記第２の合成された入力信号の中の上記マイクロ波周
    波信号と上記別の周波数信号の一方と位相が異なり、 上記第１の合成された信号を第１の中間周波信号に変換
    する第１のシングルエンド形ミクサー（２８）と、上記
    第２の合成された信号を第２の中間周波信号に変換する
    第２のシングルエンド形ミクサー（３０）とからなるシ
    ングルバランス形ミクサーと、該 第１及び第２の中間周波信号を表わす増幅された不平
    衡中間周波信号を出力ポートに形成する増幅器（３６，
    ４４）とを更に有し、 上記増幅器は、上記第１のシングルエンド形ミクサーの
    出力に接続されたゲートとソースとを有する第１の電界
    効果トランジスタ、及び、上記第２のシングルエンド形
    ミクサーの出力に接続されたゲートとドレインとを有す
    る第２の電界効果トランジスタを含み、上記第１の電界
    効果トランジスタの上記ソース及び上記第２の電界効果
    トランジスタの上記ドレインは、共通に接続され、上記
    出力ポートに連結されてい るモノリシックマイクロ波集
    積回路。
  2. 【請求項２】 凸状部（１４”ｅ）及び凹状部（１４”
    ｆ）と、上記凸状部の外周部及び凹状部の内周部に夫々
    接続され、マイクロ波周波信号と別の周波数信号の中の
    別個の信号を受ける第１及び第２の入力ポート（１４”
    ａ，１４”ｂ）と、環の外周部上の上記凹状部に接続さ
    れた第１及び第２の出力ポート（１４”ｃ，１４”ｄ）
    とからなり、上記第２の入力は上記凸状部を横切る折り
    曲げ形導体（１４”）により構成され、 第１及び第２の合成信号が夫々上記第１及び第２の出力
    ポートに形成され、上記第１及び第２の合成信号は、上
    記マイクロ波周波信号と上記別の周波数信号との合成よ
    りなり、上記第１の合成された入力信号の中の上記マイ
    クロ波周波信号と上記別の周波数信号の少なくとも一方
    は、上記第２の合成された入力信号の中の上記マイクロ
    波周波信号と上記別の周波数信号の一方と位相が異なる
    ように、上記第１及び第２の各入力ポート（１４”ａ，
    １４”ｂ）が上記導体に沿って空間的に離れた位置に接
    続されている、ハイブリッド折り曲げ形ラットレース信
    号合成器。
  3. 【請求項３】 受動ハイブリッドカップラー（１４”）
    とモノリシックマイクロ波集積回路半導体チップ（２
    ３）とからなる周波数ダウンコンバータであって、 上記受動ハイブリッドカップラー（１４”）は、 マイクロ波信号と別の周波数信号の中の別個の信号を受
    ける第１の入力リード線（１４”ａ）及び第２の入力リ
    ード線（１４”ｂ）と、マイクロ波信号と別の周波数信
    号との合成により構成された第１及び第２の合成された
    各信号を夫々送出する第１の出力リード線（１４”ｃ）
    及び第２の出力リード線（１４”ｄ）とからなり、 上記合成された信号の中の一方の信号に含まれる上記マ
    イクロ波信号と上記別の周波数信号の中の少なくとも一
    つの信号は、上記合成された信号の中のもう一方の信号
    に含まれる上記マイクロ波信号と上記別の周波数信号の
    中で上記少なくとも一つの信号と同じ方の少なくとも一
    つの信号と位相が異なり、 上記モノリシックマイクロ波集積回路半導体チップ（２
    ３）は、 上記第１の合成された信号を受ける第１の入力ポート
    （２３ａ）と、上記第２の合成された信号を受ける第２
    の入力ポート（２３ｂ）と、出力ポート（２３ｃ）と、 上記第１の合成された信号を第１の中間周波信号に変換
    する第１のシングルエンド形ミクサー（２８）と、上記
    第２の合成された信号を第２の中間周波信号に変換する
    第２のシングルエンド形ミクサー（３０）とからなるシ
    ングルバランス形ミクサーと、 上記第１及び第２の中間周波信号を表わす増幅された不
    平衡中間周波信号を出力ポート２３ｃに形成する増幅器
    （３３，３４）とにより構成され、 上記増幅器は、上記第１のシングルエンド形ミクサーの
    出力に接続されたゲートとソースとを有する第１の電界
    効果トランジスタ、及び、上記第２のシングルエンド形
    ミクサーの出力に接続されたゲートとドレインとを有す
    る第２の電界効果トランジスタを含み、上記第１の電界
    効果トランジスタの上記ソース及び上記第２の電界効果
    トランジスタの上記ドレインは、共通に接続され、上記
    出力ポートに連結されてい る、周波数ダウンコンバー
    タ。
  4. 【請求項４】 上記第１及び第２の各シングルエンド形
    ミクサーは、実質的にピンチオフでバイアスされた砒化
    ガリウム（ＧａＡｓ）電界効果トランジスタを含む請求
    項１記載のモノリシックマイクロ波集積回路。
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