ES2527262B2 - Conversor inferior de 120º integrado monoliticamente acromático - Google Patents

Abstract

Conversor inferior de 120º integrado monolíticamente acromático que consiste en un conversor inferior de 120º integrado monolíticamente basado en un acoplador de interferencia multimodo (multimode interference coupler, MMI) 2x3 y con tres fotodiodos seguidos de sus respectivos TIAs con recuperación IQ desde un circuito analógicamente calibrado que permite incrementar a 80 el número de canales coincidentes de forma eficiente, mostrando un buen rango dinámico de señal y alto rendimiento de fabricación. Como este conversor inferior hace uso del menor número de medidas de potencia necesarias para la perfecta recuperación de las componentes IQ de señal, resulta en una interesante alternativa a los receptores convencionales a 90º. Asimismo es objeto de la invención un receptor óptico coherente que comprende dicho conversor inferior de 120° integrado monolíticamente acromático.

Description

CONVERSOR INFERIOR DE 120" INTEGRADO MONOLlTICAMENTE ACROMÁTlCO

OBJETO DE LA INVENCiÓN

La invención se encuadra en el campo de las Tecnologías de la Información y la Comunicación (TICs) and se refiere de forma general a conversores inferiores integrados monolíticamente, particularmente a conversores inferiores integrados monolfticamente acromáticos.

ANTECEDENTES DE LA INVENCiÓN

La incorporación de multiplexores de adición-extracción ópticos reconfigurables (reconfigurable aplical add-drop multiplexers, ROADM) en redes ópticas de transporte ha proporcionado flexibilidad y posibilidades de configuración a los operadores de red. La introducción en un futuro cercano de ROADM acromático permitirá también que cualquier longitud de onda sea añadida I extraída en cualquier puerto. En este contexto, los receptores acromático pueden ser usados en los puertos de extracción para incrementar la eficiencia y reducir el coste de las redes ópticas reconfigurables. En un receptor acromático, sólo ajustando el oscilador local (Ol), un canal de multiplexado por división de longitud de onda (wavelenglh-division multiplexed, WDM) individual puede ser seleccionado y detectado sin utilizar ningún dispositivo de fi"rado óptico (por ejemplo un desmultiplexador o un filtro).

El Oplicallnlernelwarking Forum (OIF) [1J ha propuesto el formato de modulación DP-QPSK (dual polarization quadrature phase-shift keying) para alcanzar los 100 Gbps por canal en la banda e amplificada sobre la infraestructura de red óptica existente. La modulación de amplitud en cuadratura de mayor orden (por ejemplo 16-64 QAM) es una alternativa viable para un mayor incremento de la capacidad de transmisión del sistema a la vez que se reducen los requerimientos de ancho de banda. Así, en el marco del proyecto MIRTHE [ZI, transmisores y receptores integrados monolíticamente 16-QAM para 400 Gbps están siendo probados. Los receptores coherentes requeridos comprenden una red con diversidad de pOlarización (por ejemplo divisores de polarización) y dos conversores inferiores con diversidad de fase (uno por polarización). En este documento nos centraremos en la última parte, esto es, en el conversor inferior óptico. Una solución muy extendida es la integración monolítica del hibrido óptico de 900 con cuatro fotodiodos en configuración balanceada sobre el mismo chip [2., -ªl. En la recepción acromática, una medida de la supresión de los términos de detección directa interferentes de canales WDM coincidentes es el rechazo del modo común (common~mode-rejection-ratio. CMRR) [!, .2]. Por tanto, un receptor coherente basado en un hibrido de 90° balanceado con un alto CMRR y una razón Ol-potencia de senal alta puede ser usado como receptor acromático. Sin embargo, un alto CMRR en el ancho de banda tendrá unos requisitos de tolerancia de fabricación estrictos (resultando en un coste alto y una tasa de fabricación baja) para reducir errores de hardware (Le. desbalanceos de amplitud existentes en la red de diversidad de fase o el desfase de responsividad del fotodiodo) [2. TI·

Una alternativa prometedora para superar los problemas anteriores es el receptor de diversidad de fase de 120" el cuál, adecuadamente calibrado, ha demostrado ser altamente tolerante a errores de hardware a frecuencias de microondas [ID. Esta es una solución interesante porque, como es sabido a partir de la teorla multipuerto rn., 1Q], tres es el numero mlnimo de salidas de potencia para recuperar perfectamente sei"lales la a partir de lecturas de potencia mediante medios lineales, siendo el conversor inferior de 1200 el receptor multipuerto más simple. Este tipo de conversor inferior de 1200 ha sido descrito en varias ocasiones para comunicaciones ópticas usando acopladores en fibra 3x3 [.11, l~l los autores hemos propuesto recientemente un conversor inferior integrada monolítica mente, basado en un acoplador de interferencia multimodo (multimode interference coupler, MMf) 2x3, con una estrategia de calibración lineal simple para corregir completamente errores del receptor [l, 1Q]. Nuestra propuesta, comparada con el conversor inferior de 90° balanceado (basado en un MMI 2x4), no s610 muestra la misma sensibilidad a ruido bajo un hardware ideal, sino que exhibe un mayor rango dinámico de señal, un ancho de banda opertativo más amplio, y una mayor tolerancia a errores de fabricación para una recepción unicanal.

En la figura 1 se muestra un conversor inferior integrado híbrido de 900 convencional basado en un MMI 2x4 integrado monolítica mente con cuatro fotodiodos seguido de amplificadores de transimpedancia (transimpedance amplifiers, TIA) con eliminación de continua (OC offset cancel/ation) @). Los componentes de salida eléctrica de señal/Q son entonces digitalizados en dos convertidores analógico-digitales (analog-to-digitat converters, ADC) y combinados para ser posteriormente procesados en el procesador de serial digital (signal processor, DSP).

Asumiendo una red de control de diversidad de polarización previa, el campo eléctrico de la senal WDM recibida (compuesta de N canales multiplexados) y el laser Ol pueden ser descritos en términos de sus envolventes complejas como

e.(t) -Re{ ~e" t!"'.,} (1) 0w (/) = Re{Jp,.oe'''''} ;kE[I,N] (2)

Para una detección homodina, el Ol (de potencia PLO) debe ser ajustado a la frecuencia angular Wk del canal a ser detectado. Considerando una potencia de senal igual para todos los canales multiplexados Ps=le-snI2, las envolventes de señal de complejidad lentamente variante del canal nth pueden ser descritas (omitiendo los impedimentos de transmisión de la fibra) en términos de los componentes de la señal/Q normalizada, In and Qn. como

(3)

La señal WDM y el Ol son combinados en el MM' 2x4, con parámetros de scattering Et~ definidos entre sus puertos a frecuencia Wlfl Y detectados a partir de los fotodiodos, con responsividades R¡. Consecuentemente. cuando se selecciona un canal ¡(h, las cuatro fotocorrientes de salida pueden ser calculadas (con i = 3, 4,5 ó 6) como

(4)

Omitiendo los términos del batido de alta frecuencia a Wn-Wk, los cuáles serán completamente filtrados por la electrónica, las fotocorrientes it y iOk para los componentes IQ pueden ser obtenidos a partir de TIAs diferenciales idealizados y ser descritos en forma de matriz como

Tres términos pueden ser identificados en el lado derecho de la ecuación (5): término en continua (OC offset), un término de detección directa interferente procedente del batido de canales adjacentes entre si , y una transformación lineal de los componentes 10. Sus parámetros (a, y, u, v), que fueron descritos por primera vez en l.1.m, se muestran otra vez aqui en la Tabla 1 por convenencia.

Componente continua

Coeficiente distorsión Transformación 10

no-lineal

"

a. Pw ( R,]s;, ]' R, ]S. ]' ) a,. ~,,( ,,*,]' -R, l s~]')

,.-I;(R,]S;I' -R, Is;, I') '''" -p.( R,15; l' -R,].5;: ]' ) ,¡¡;,;;r;\, . ".H, -2 PwP. RJSnSJ, -R,SeS" ) Vi -2J P¡JIP' (li')j~j;I' -1i'6S~ stl' )

Tabla 1. Parámetros derivados en [1.J] que caracterizan un receptor coherente integrado híbrido de 90°

5 Los términos lineales cuasan un desbalanceo, rotación y traslación de los ejes de referencia. La compensación de la distorsión lineal inducida a cada longitud de onda causada por imperfecciones hardware (desbalanceo a nivel de responsividad de tatadiodo y del híbrido) serán eliminadas en el DSP mediante el procedimiento de ortogonalización de GramSchmidt orthogonalization procedure (GSOp) [H]. El segundo término de la ecuación 5

10 causa una corriente de interferencia en banda base que no puede ser eliminada y que limita el comportamiento acromático del receptor. Esta corriente de interferencia puede ser por tanto expresada como

El término interferente depende de la potencia de la senal, el número de canales coincidentes, y las prestaciones del receptor coherente en términos de desbalanceo de potencia. Debe señalarse que la corriente de interferencia de banda basal Imuestra una relación próxima con el CMRR para una única señal de longitud de onda m, dado que es

20 una medida directa del comportamiento desbalanceado de potencia de un receptor coherente.

Por lo tanto, usaremos el CMRR como figura de mérito de las prestaciones de los receptores 25 acromáticos integrados propuestos, tal y como se hace habitualmente en la literatura~.

Para una recepción multicanal, desde la Eg. (S) la interferencia producida por el balido consigo mismo de cada canal adyacente se verá ponderada por su potencia y el CMRR a su respectiva longitud de onda. De este modo, una efectiva recepción acromática necesitará una baja relación PJ PLO y un elevado CMRR sobre el ancho de banda completo de operación del receptor.

La Figura 2(a) muestra la geomelrla transversal de las guia ondas consideradas en este documento. Se han considerado únicamente dos escenarios relevantes para su simulación:

1. Diseno nominal (sin errores de fabricación) y 11. Errores de fabricación moderados. Desde nuestra experiencia en plataformas comerciales de desarrollo en InP [2 31, se ha escogido como errores de fabricación moderados desviaciones en la anchura de 15wl<150 nm y profundidad de grabado de 15ol<45nm. También se ha incluido un desbalanceo realista del 5% entre la responsividad de lo fotodiodos. Una descripción más detallada del conversor inferior integrado monolítica mente que incluye las dimensiones físicas más relevantes puede encontrarse en [7] . La Fia. 2<bl muestra la dependencia con la longitud de onda del máximo CMRR descrito por la Ea. (7). El OIF especifica un CMRR para una señal entrante por el puerto de serial mayor que 20 dB en módulo [1J . Como se espera, el diseño nominal (Caso 1) del conversor inferior de 900 cumple el OIF. Sin embargo, la especificación del OIF para el CMRR ésta sólo se cumple en la mitad de la banda-C bajo errores razonables de fabricación (Caso 11).

BREVE DESCRIPCiÓN DE LA INVENCiÓN

La presente invención se refiere en general a conversores inferiores integrados monolítica mente, particularmente a conversores inferiores integrados monolítica mente acromáticos y más especifica mente a conversores inferiores de 1200 integrados monollticamente acromáticos.

En particular, la presente invención se refiere a un conversor inferior de 1200 integrado monolítica mente acromático que consiste en un conversor inferior de 1200 integrado monolítica mente basado en un acoplador de interferencia multimodo (multimode interference coupler, MM/) 2x3 y con tres fotodiodos seguidos de sus respectivos TIAs con recuperación la desde un circuito analógicamente calibrado que permite incrementar a 80 el número de canales coincidentes de forma eficiente, mostrando un buen rango dinámico de señal y alto rendimiento de fabricación. Como este conversor inferior hace uso del menor número de medidas de potencia necesarias para la perfecta recuperación de las componentes IQ de senal, resulta en una interesante alternativa a los receptores convencionales a 90°, Asimismo es objeto de la invención un receptor óptico coherente que comprende dicho conversor inferior de 1200 integrado monoliticamente acromático.

BREVE DESCRIPCiÓN DE LAS FIGURAS

Fig. 1 Conversor inferior hlbrido de 90° convencional.

Fig. 2 (a) Geometrla transversal de las guiaondas rib en InP/lnGaAsP empleadas. H=1~m, D=O.5~m, nlnp=3.18, nlnGaAsp=3.27. (b) CMRR respecto a la longitud de onda (banda e) del conversor inferior de 90° convencional en función del escenario de fabricación (Caso 1/11). .

Fig. 3 Conversor inferior acoplador de 1200 calibrado.

Fig.4 CMRR respecto a la longitud de onda del conversor inferior de 120° calibrado °1 conversor inferior de 90° convencional en función del escenario de fabricación (Caso 1111) (a) Conversor inferior de 120° con coeficientes exactos a 1550 nm (b) Conversor inferior de con coeficientes bajo un 5% de desviación

Fig. 5 Penalización del OSNR (para un BER = 10.4 ) al variar la potencia de sef'lal en función del número de canales WDM para conversores inferiores acopladores de 90° convencional (círculos rellenos) y de 1200 calibrado (circulas huecos), bajo el disef'lo nominal (Caso J) (a) 1S-QAM (b) 64-QAM.

Fig. 6 Penalización del OSNR (para un SER = 10. 4) al variar la potencia de senal en función del número de canales WDM para conversores inferiores acopladores de 90° convencional (clrculos rellenos) y de 120° calibrado (clrculos huecos), bajo errores razonables de fabricación (Caso 11) (a) 16-QAM (b) 64-QAM.

Fig. 7 Propuestas de conversores inferiores de 900 calibrados: (a) conversor inferior de 90° con red analógica completa para la obtención de las componentes fQ de serial desde las cuatro fotocorrientes de salida (b) conversor inferior de 90Q con pesos calibrados entre cada par de fotocorrientes.

Fig. 8 Penalización del OSNR (para un BER = 10-4) al variar la potencia de señal en función del número de canales WDM para un conversor inferior de 1200 calibrado (círculos vacios) y el conversor inferior de 90° calibrado según la Opción B (círculos rellenos) bajo errores razonables de fabricación (Caso 11) (a) 16-QAM (b) 64-QAM

EJEMPLOS DE REALIZACiÓN

A lo largo de esta solicitud se referencia n varias publicaciones. las descripciones de todas estas publicaciones, y de las referencias citadas en ellas, se incorporan como referencia en esta solicitud con objeto de describir mejor el sector de la técnica a la que esta invención pertenece. la terminología usada aquí es con el propósito de describir tan sólo realizaciones preferentes y no se pretende que sean limitantes.

En esta solicitud se compara las prestaciones de recepción acromática de canales con modulación QAM a 56 Gbps (112 Gbps bajo multiplexación en polarización) de dos tipos de conversores inferiores integrados monolítica mente: el convencional de 900, basado en un MMI 2x4 y TIA diferencial, y el conversor inferior de 1200 objeto de la invención, basado en un MMI 2x3 [7 101 con resolución de las componentes la de senal desde un circuito analógico previamente calibrado. las simulaciones numéricas muestran que los desbalanceos del hardware surgidos desde errores razonables de fabricación reducen el CMRR e incrementan en mayor medida la interferencia multicanal para el conversor inferior de 900 convencional que pare el conversor inferior de 1200.

la Fia. 3 muestra el esquema propuesto de un conversor inferior óptico de 1200 calibrado acromático (implementado desde un MMI 2x3) integrado monoliticamente con tres fotodiodos seguidos de sus respectivos TfAs f7.1 O], la operación lineal de las fotocorrientes de salida desde un circuito analógico previamente calibrado permite resolver las componentes la de la senal recibida previamente a su conversión digital en dos ADCs y procesado digital.

Siguiendo un análisis similar al seguido anteriormente, la senal multicanal WDM y el Ol se combinarán ahora en el acoplador de 1200, describiéndose en notación matricial las tres fotocorrientes de salida al detectar el canal k-ésimo como il, i/ Yil

(8)

Componente

Coeficiente de Transformación 10

continua

detección directa

a* _ PlOR,I s;~ 1 1

y. -J;R,Is.I' 11 ... 2~FwP'R/~~·

5 Tabla 2. Parámetros que caracterizan al receptor coherente de 1200

Los tres parámetros mostrados en la tabla 2 describen ahora los tres términos que expresan las fotocorrientes de salida [101: un término en continua, un término inlerferenle en banda base, causado por la detección directa de cada canal (equivalente al segundo término de la

10 Eg. '5) del conversor inferior de 90°) y una combinación lineal de las componentes IQ de señal proporcional al producto de las potencias de señal y Ol.

Como se ha mostrado anteriormente en la recepción de un único canal al resolver las ecuaciones formuladas en Eg. (8) [1Q], las componentes IQ del canal demodulado podrán 15 obtenerse sin distorsión desde la combinación lineal de las tres fotocorrientes, cancelándose ahora a la vez el término de interferencia inducido.

(9)

Para una implementaciOn ideal se demuestra fácilmente que [10,121

J3 (10)

A --

'" 2

25 Para una realización real, los coeficientes (AIi, AQi ) se obtienen mediante un sencillo proceso de calibración lm a la longitud de onda central de la banda e (1550 nm). Así, debido a la reducida dependencia con la longitud de onda de los parámetros del MMI 2x3 IT......1§] , estos coeficientes calculados a 1550 nm podrán usarse sobre toda la banda-C, cancelando prácticamente en toda ella los desbalanceos del receptor. Esto permite la regeneración eléctrica, tal y como la ~muestra, de las componentes IQ de cualquier canal en la banda-C desde la implementación de la operación lineal analógica descrita por la Eg. (9) (operación que fue realizada digitalmente por estos mismos autores en [7 101). Debe destacarse que, a diferencia del receptor a 90°, en este caso no es necesario el algoritmo digital de ortonormalización GSOP, en tanto que la calibración analógica prácticamente compensa los des balanceos del receptor sobre toda la banda-C, tal y como se demostrará a continuación. Desde las Eg. (8)-(9), se puede demostrar que la interferencia en banda base podrá expresarse ahora como

Afl R1IS~r+ Al. R41 1S~r+ AH Rs ~~1:

~! + ít. ~

( 1 1)

A(J1R1ISJ~ 1 +A(~R4S~ 1 +AC!5Rsl~1

Para una implementación ideal (con ISll=% en toda la banda de trabajo), desde las ~ (10)-(11), el término de interferencia multicanal se cancela y no limitará la recepción acromática. Cuando el acoplador de 1200 no es ideal, las desviaciones respecto al

funcionamiento ideal pueden ser parcialmente compensadas usando los coeficientes de calibración (AII, Ao.), de tal modo que la intelferencia multicanal bajo transmisión WDM será altamente reducida. Debe destacarse que la operación analógica descrita por la Eg. (9) tiene una importante ventaja respecto a la aproximación digital propuesta en i7 10l. En tanto que la recuperación de las componentes IQ de senal se realiza en el dominio analógico, el número efectivo de bits (ENoB) del ADC en presencia de múltiples canales no se ver~ reducido l.1lI. Tal y como indicó anteriormente, el CMRR se usará como figura de mérito de la recepción acromática. En tanto que el CMRR para un conversor inferior de 1200 no está definido por el O/F, se propone el uso de las siguientes expresiones

C'AfHR,;r(w )_ A(J/; +A.(+A,.,/; _ A!JH) IS¡',r+ A,.R. Is:,j'+A/j~IS;; I' ,. IAIJI'7 +]A,.J¡;+]A" j,,: '-f IAIJIH¡Is;11' +IA,.jR.Is.;r +IA~IHjlS;, ll (12)

Obsérvese que estas expresiones guardan relación directa con la definición empleada en la Eg. (7) para el CMRR del conversor inferior de 900 convencional: el numerador coincide con la interferencia en las componentes la descrita por la Eg. (11), mientras que el denominador es tan sólo un factor de normalización. Los resultados numéricos corroboran la validez de la Eg. (12).

La Figura 4 muestra el CMRR evaluado para el conversor inferior óptico de 1200 calibrado integrado desarrollado en [1J bajo los mismos escenarios de fabricación mencionados anteriormente. La Fia.4(a) representa para cada longitud de onda el máximo valor de la ~ í12l desde los coeficientes de calibración exactos estimados a 1550 nm. La Fía. 4íbl muestra una situación más realista, en la que los coeficientes de calibración exactos (Alio AQj) calculados a 1550 nm sufren una desviación de hasta el 5%. En todo caso, el CMRR supera en valor absoluto los 20 dB en toda la banda e, mejorando ostensiblemente al del receptor convencional mostrado en la Fía. 2(bl. superando en valor absoluto los 20 dB en toda la banda C. A continuación el receptor a 1200 adoptará estos coeficientes de calibración realistas, justificándose que su mejor CMRR (véase la Fia. 4íb)) mejorará notablemente las prestaciones acromáticas respecto al receptor basado en un híbrido de 900 convencional.

Comparación de las prestaciones acromáticas de conversores inferiores de 1200 calibrado y de 900 convencional

En esta sección se simula numéricamente y comparan las prestaciones acromáticas de los conversores inferiores presentados. Se ha considerado un LO externo de 1OdBm y canales WDM de igual potencia a 56 Gbps (permitiendo 112 Gbps bajo doble polarización), centrados en la banda-C (rejilla a 50 GHz). La fibra óptica ha sido modelada como un canal AWGN con una contribución uniforme a cada canal por el ruido amplificado de emisión espontánea (ASE). De este modo, el efecto de la dispersión residual o de la polarización de los canales colindantes no ha sido evaluado aquí en las prestación del receptor (consulte [45] para un estudio en profundidad del factor de escala a introducir en la intensidad del término de interferencia). La relación OSNR de entrada ha sido ajustada para una probabilidad de error BER = 10'"' en los canales incididentes bajo un receptor coherente ideal sin fuentes de ruido interno. Los TIAs han sido modelados con una densidad de corriente de ruido referido a sus entradas de 20 pAl'¡Hz. Se ha considerado una resolución del ADC de 5 y 6 bits bajo modulación 16-0AM y 64-0AM respectivamente, asegurando así una baja penalización por el ruido de cuantificación (-0.5 dB) [161. Más detalles del escenario de simulación puede encontrarse en OO. La Fia. 5(a) muestra, bajo el diseño nominal (Caso 1), la penalización del OSNR (para una BER = 10-4) respecto a la potencia de señal de entrada en función del número de canales WDM bajo una modulación de elevado orden (16-QAM y 64-QAM). La línea discontinua representa una penalización adicional en el OSNR de 1 dB sobre el suelo de ruido de cuantificación (de 0.5 dB). Ambos receptores

están limitados de forma similar por el ruido shot para bajos niveles de potencia de senal. Sin embargo la prestación del receptor convencional a 90° se degrada particularmente para niveles altos de potencia de senal por la interferencia ocasionada por el batido consigo mismo de los canales colindantes. La contribución de esta interferencia aumenta con el 5 número de canales WDM y se debe a la degradación del CMRR debido a las prestaciones no-ideales del acoplador MMI para todos los canales transmitidos. Por este motivo, ante errores razonables de fabricación (Caso 11), como muestra la .Ei!L..§., las prestaciones del conversor inferior de 90° convencional se degradarán más para niveles altos de señal, limitándose su rango dinámico. Téngase en cuenta que la recepción acromática de 80 10 canales no se incluye en los resultados de la Fig. 6(bl para el conversor inferior de 900 convencional, en tanto que este tipo de receptor no pudo alcanzar la probabilidad de error requerida para este escenario. La ventaja del conversor inferior de 1200 calibrado es más apreciable para alta potencia de señal al incrementar el número de canales WDM, donde la reducción de la interferencia por el batido consigo mismo de los canales colindantes es más 15 apreciable. Estos resultados muestran una clara correspondencia con aquellos de la Fig. 4,

que mostraron un mejor CMRR en la banda-C completa para el receptor de 1200 calibrado.

16-OAM

64-QAM

20 eh

40 eh 80 eh 20 eh 40 eh 80 eh

Receptor

convencional

a 16 dB 12 dB 8 dB 9 dB 4.5 dB -

90'

Receptor calibrado a 1200

> 22 dB > 22dB 21 dB > 21 dB 18 dB 10 dB

Tabla 3. Margen dinámico en función del número de canales WDM para el receptor 20 convencional a 900 y receptor calibrado a 1200

En la Tabla 3 se resume el rango dinámico obtenido para cada tipo de receptor en función

del número de canales WDM, en un escenario con errores de fabricación moderados (Caso

11) y una máxima penalización en el OSNR de 1.5 dB.

25 Operación acromática de conversores inferiores de 900 calibrados

En las secciones precedentes se ha comparado las prestaciones del conversor inferior de 900 no calibrado convencional con el conversor inferior de 1200 calibrado, podrla surgir asi la

30 duda de si la mejora del conversor inferior de 1200 pudiera ser debido únicamente a su

proceso de calibración. Para contestar a esta cuestión el conversorinferiorde 1200 calibrado deberla compararse con el 90° calibrado en un mismo escenario.

En una primera aproximación surgen dos opciones diferentes para el conversor inferior de 90° calibrado: A) implementando una red analógica calibrada completa de resolución fQ desde la entrada de las cuatro fotocorrientes (véase la Fía. 7 .al, B) calibrando los pesos entre cada par de fotocorrientes (véase la Fía. 7 .b) antes de su amplificación. Obviamente la opción A, además de requerir un amplificador TIA adicional, es más compleja que el conversor inferior de 120°, en tanto que debe combinar con los pesos adecuadamente ajustados cuatro (en vez de tres) medidas de potencia independientes para la recuperación 10 de señal. As!, quizás pueda obtenerse un mejor comportamiento si los pesos son adecuadamente ajustados. Es1a es una opción interesante para aplicaciones de altas prestaciones cuyo su estudio está fuera del objetivo de este artículo y que podría investigarse en futuros trabajos. Por lo que respecta a la alternativa B, la comparación con la arquitectura de 120° propuesta debería hacerse en igualdad de condiciones y por lo tanto el algoritmo GSOP, utilizado en anteriores secciones para compensar parcialmente los desbalanceos del conversor inferior de 90° pero no del 120°, deberá ser retirado en ambos.

La ~muestra una comparación de las prestaciones de los conversores inferiores calibrados: el conversor inferior de 120° en la .E.ia....J y el conversor inferior de 90° opción B en la Fia. 7.(b). La penalización en la OSNR (para una BER = 10-4) al variar la potencia de señal de entrada en función del número de canales WDM bajo una modulación de alto orden (16-0AM y 64-QAM) se muestra en la figura para un escenario de error de fabricación moderado (Caso 11). Se observa que el conversor inferior de 120° calibrado ofrece aún una mejora en la penalización de la OSNR de 0.8 dB, bajo 16-QAM y 80 canales WDM, y de 2.8 dB, bajo 64-QAM y 40 canales WOM (nótese que la recepción acromática bajo transmisión 64-QAM no se incluye para más de 40 canales, en tanto que la opción B del conversor inferior de 90° calibrado no puedo alcanzar en este escenario la BER requerida).

A la vista de estos resultados puede observarse que, de los dos tipos de distorsión que según la Eg. (5) (segundo y tercer término) sufre el conversor inferior a 90°, la Opción calibrada B prácticamente cancela el término de interferencia por detección-directa (segundo término de la Eg. (5), íntimamente relacionado con el CMRR), pero no el término de distorsión lineal (tercer término de la fa.2) debido a las imperfecciones del receptor. Ambos términos pueden ser compensados simultáneamente en el conversor inferior de 120° calibrado [1Q]. La distorsión lineal ocasiona un limitante desbalanceo en los ejes de referencia de la constelación IQ demodulada para la aproximación de 90° l.1-ª1 que empeoran finalmente sus prestaciones como indica la Fia.8.

Conclusiones

Hemos comparado las prestaciones acromáticas de dos receptores integrados monolíticamente: i) el conversor inferior de 90° convencional basado en un MMI 2x4 con fotodetecci6n balanceada, ii) el conversor inferior acoplador de 1200 basado en un MMI 2x3 con recuperación analógica IQ, Los componentes pasivos de ambos dispositivos han sido diseñados desde guiaondas rib convencionales InP/lnGaAsP [1] , mientras que los errores tipicos de fabricación (por ejemplo en anchura de guia y profundidad de grabado) han sido incluidos para definir escenarios realistas de simulación. Los resultados numéricos muestran claramente que, en una recepción acromática multicanal bajo modulación de elevado orden (16-64 QAM), el conversor infen"or de 120° calibrado mejora claramente al receptor de 90° convencional. Especrficamente, se ha demostrado que, para errores realistas de fabricación y transmisión 64-QAM, el conversor infen"or de 1200 calibrado puede lograr la recepción acromática de 80 canales WDM en toda la banda·C y sobre un gran rango dinámico (-10 dB). En el mismo escenario, el conversor inferior de 90° convencional sólo soporta 40 canales, con un rango dinámico mucho más reducido (-4.5 dB). Además, otras alternativas para calibración del conversor inferior de 90° han sido brevemente evaluadas.

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P. J. Reyes-Iglesias, A. Ortega-Mof"lux, and 1. Molina-Fernández, ~Enhanced monolithically integrated coherent 1200 downconverter with high fabrication yield,' Opt. Express 20(21 ), 23013-23018 (2012).

8.

P. Pérez-Lara, r. Molina-Fernández, J. G. Wangüemert-Pérez, and A. Rueda-Pérez, "Broadband five-port direct receiver based on low-pass and high-pass phase shifters, R IEEE Trans. Microw. Theory Tech. 58(4), 84!)-853 (2010).

9.

F. M. Ghannouchi and R. G. Bosisio, ~An alternative explicit six-port matrix calibration formalism using five standards," IEEE Trans. Microw. Theory Tech. 36(3), 494-498 (1988).

10.

P. J. Reyes-Iglesias, r. Molina-Fernández, A. Moscoso-Mártir, and A. Ortega-Moñux, RHigh-pertormance monolithically integrated 1200 downconverter with relaxed hardware constraints," Opl. Express 20(5), 5725-5741 (2012).

11.

T. Pfau, S. Hoffmann, O. Adamczyk, R. Peveling, V. Herath, M. Porrmann, and R. Noé, RCoherent optical communication: towards realtime systems al 40 GbiUs and beyond," Opto Express 16(2), 866-872 (2008).

12.

C. Xie, P. J. Winzer, G. Raybon, A. H. Gnauck, 8. Zhu, T. Geisler, and B. Edvold, uColorless coherent receiver using 3x3 coupler hybrids and single-ended detection," Opt. Express 20(2), 1164-1171 (2012).

13. A. Moscoso-Mártir, 1. Molina-Fernández, and A. Ortega-Monux, "Signal constellation distortion and BER degradation due lo hardware impairments in six-port receivers with anal09 1/0 generation," Prog. Electromagnetics Res. 121, 225-247 (2011).

5 14. 1. Fatadin, S. J. Savory, and D. Ives, "Compensation of quadralure imbalance in an optical QPSK coherent receiver," IEEE Photon. Techno!. Lett. 20(20), 173~1735 (2008).

15. A. Besse, M. Bachmann, H. Melchior, L. B. Soldana, and M. K. Smit, "Oplical bandwidth and fabricalion tolerances of multimode interference couplers," J. Lightwave Technol. 12(6),

10 1004-1009 (1994).

16. T. Pfau, S. Hoffmann, and R. Noé, "Hardware-efficient coherent digital receiver concept with feedforward carrier recovery tor M-QAM constellations," J. Lightwave Technol. 27(8),

989-999 (2009).

Claims (4)

1. REIVINDICACIONES

   1. Conversor inferior de 1200 integrado monoUticamente acromático que consiste en un conversor inferior de 1200 integrado monolfticamenle basado en un acoplador de intelferencia multimodo (multimode interference coupler. MMf) 2x3 y con tres fatediados seguidos de sus respectivos TIAs con una estrategia de calibración lineal simple para corregir completamente errores del receptor caracterizado por que las componentes IQ de la señal recibida, previamente a su conversión digital en dos ADCs y a su procesado digital, son resueltas mediante la combinación lineal de las fotocorrientes de salida desde un circuito analógico previamente calibrado de forma que la combinación en el acoplador de 1200 de la señal multicanal WDM y el OL permite describir las tres fotocorrientes de salida al detectar el canal k-ésimo como ¡l, i/ y ¡l según la ecuación (8)

   Re (11" ) Im~,,, )]

   (8)

   Re(lI" ) Im(II,, ) [;.J

   RC(II" ) Im(u" )

   obteniéndose finalmente, una vez resuelta dicha ecuación (8), las componentes la del canal demodulado sin distorsión cancelándose el término de interferencia inducido según la ecuación (9)

   (9)

   demostrándose para una implementación ideal que

   J3

   A ---(10)

   I!> 2
2. 2. Conversor inferior de 1200 integrado monollticamente acromático según la reivindicación anterior caracterizado por que los coeficientes (AI/, AQi) se obtienen mediante un sencillo proceso de calibración a la longitud de onda central de la banda e (1550 nm), coeficientes que debido a la reducida dependencia con la longitud de onda de los parámetros del MMI 2x3 pueden usarse sobre toda la banda-C, cancelando prácticamente en toda ella los desbalanceos del receptor, lo que permite la regeneración eléctrica de las componentes fQ de cualquier canal en la banda-C desde la implementación de la operación lineal analógica descrita por la ecuación (9) sin usar el algoritmo digital de ortonormalizaci6n GSOP, en tanto

   5 que la calibración analógica prácticamente compensa los des balanceos del receptor sobre toda la banda-C y el numero efectivo de bits (ENoB) del ADC en presencia de múltiples canales no se ve reducido.
3. 3. Conversor inferior de 1200 integrado monolíticamenle acromático según la reivindicación

   10 anterior caracterizado por que tomando como partida las ecuanciones (8) y (9) la interferencia en banda base se puede expresar según la ecuación (1 1)

   (11 )

   15 de forma que para una implemen1ación ideal (con ISoI'-Y, en toda la banda de trabajo), desde las ecuaciones (10) y (11), el término de interferencia multicanal se cancela y no limita la recepción acromática.
4. 4. Conversor inferior de 1200 integrado monoliticamente acromático según la reivindicación

   20 1 caracterizado por que no siendo el acoplador de 1200 ideal, las desviaciones respecto al funcionamiento ideal son parcialmente compensadas usando los coeficientes de calibración (A,i, AQi), de tal modo que la interferencia multicanal bajo transmisión WDM es altamente reducida.

   25 5. Receptor óptico coherente que comprende un conversor infen'or de 1200 integrado monoliticamente acromático conforme cualquiera de las reivindicaciones anteriores.

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