JP2004159357A - 高周波回路 - Google Patents

Abstract

【課題】モノリシック半導体チップの内部に集積できる新規回路構成を有するシングルバランスミキサーを提供することを目的とする。
【解決手段】第１の電界効果トランジスタ101aのソースと第２の電界効果トランジスタ103aのソースとを接続し、第１のゲートと第２のゲートとを有する第１のデュアルゲート電界効果トランジスタ201aのソースと第３のゲートと第４のゲートとを有する第２のデュアルゲート電界効果トランジスタ203aのソースとを接続し、第１の電界効果トランジスタ101aのドレインは第１のゲートに接続し、第２の電界効果トランジスタ103aのドレインは第３のゲートに接続し、第１または第２の電界効果トランジスタのゲートに第１の高周波入力信号を入力し、第２のゲートと第４のゲートに第２の高周波入力信号を入力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直接放送衛星受信器システムの低ノイズブロックに関わり、特に、砒化ガリウム（GaAs）のモノリシックマイクロ波集積回路（MMIC）を用いる低ノイズブロック用のシングルバランス周波数ダウンコンバータに関する。

直接放送衛星受信器システムの低ノイズブロック用周波数ダウンコンバータは、アンテナ直下にてマイクロ波信号を室内チューナによる処理に適した中間周波に変換する機能を有し、直接放送衛星（DBS）テレビジョン受像機で広く用いられている。低ノイズブロックは、アンテナ、又は、衛星受信用の放物面反射器いわゆるパラボラアンテナに取り付けられ、かつ、耐候性筐体に収容されている。出力は、ケーブルを用いてテレビジョン又はビデオカセットレコーダ（VCR）に付属した室内チューナに接続されている。低ノイズブロックは、一般的には、振幅の増大と、フロントエンドノイズの低減を得るための補助回路、追加増幅段、及び、フィルタと共に、印刷回路基板上に実装された周波数ダウンコンバータを含む。直接放送衛星受信器システムの低ノイズブロック用周波数ダウンコンバータは、11乃至12GHzの範囲の周波数のマイクロ波信号を1000 乃至2000MHzの範囲の周波数の中間周波（IF）信号に変換する。砒化ガリウムのモノリシックマイクロ波集積回路技術の急速な進展に伴って、商業的な砒化ガリウムのモノリシックマイクロ波集積回路周波数ダウンコンバータは、低ノイズブロック応用に対し非常に実現し易くなった。

現在、数社が直接放送衛星受信器の大きな消費者市場の開拓に参加するため砒化ガリウム技術により作られたデバイスを提供している。しかし、商業的な砒化ガリウムのモノリシックマイクロ波集積回路周波数ダウンコンバータに関し、コストの低減は重要である。コストの低減は、回路の削減によるダイス領域の縮小と、効果的な回路構成による低コスト表面実装型パッケージでの実装などによって達成される。回路の削減によるダイス領域の縮小の面では、ゲートポンプ式能動電界効果トランジスタ（FET）ミキサーが有利であるため、従来からゲートポンプ式能動電界効果トランジスタ（FET）ミキサーが広く用いられている。ゲートポンプ式ミキサーは原理的に他のタイプのミキサーよりもノイズ指数が小さく、変換利得が大きいことが利点である。このデバイスの低ノイズ性能に基づいて、中間周波増幅回路と組み合わされたゲートポンプ式電界効果トランジスタミキサーを用いると、砒化ガリウムのモノリシックマイクロ波集積回路の周波数ダウンコンバータに集積された前置増幅器及び影像周波数阻止フィルタとを用いること無く、匹敵する利得及びノイズ指数が得られる。効果的な回路構成による低コスト表面実装型パッケージでの実装の面では、従来からシングルバランスミキサーが広く用いられている。シングルバランスミキサーを用いると、平衡されたマイクロ波及び中間周波信号がダイスの表面上に仮想的な電気的接地点を提供するため、低コスト表面実装塑性パッケージで典型的に発生する寄生接地インダクタンスに対し非常に鈍感になる。

図７には、特許文献１に提案されているゲートポンプ式シングルバランスミキサーを有する従来の周波数ダウンコンバータ回路が示されている。

マイクロ波信号及び局部発振器信号が夫々印刷基板上の180度ハイブリッドカップラー100の端子101及び102に入力されると、端子103と104からマイクロ波信号と局部発振器信号の合成信号が出力される。180度ハイブリッドカップラー100の特性により、端子103に出力された第１合成信号の中のマイクロ波信号は、端子104に出力される第２合成信号の中のマイクロ波信号と、振幅が等しく、位相が180度異なり、端子103に出力される第１合成信号の中の局部発振器信号は、端子104に出力された第２合成信号の中の局部発振器信号と、同振幅及び同位相を有する。ゲートポンプ式シングルバランスミキサー200は、端子103から出力される第１合成信号を受ける端子201と、端子104に出力される第２合成信号を受ける端子202と、中間周波信号、即ち、マイクロ波信号と局部発振器信号の差の周波数信号を出力する端子203と204を有し、ドレイン抵抗212と213を有する。電界効果トランジスタのゲートとソースの間のDCバイアスはゲート抵抗214と215とソース抵抗216により調整され、電界効果トランジスタのドレインとソースの間のDCバイアスはドレイン抵抗212と213とソース抵抗216により調整される。前記のマイクロ波信号及び局部発振器信号の信号構成により、端子203から出力される中間周波信号は、端子204から出力される中間周波信号と、振幅が等しく、位相が180度異なる。端子203と端子204でのマイクロ波信号及び局部発振器信号のリークを抑制するため、ゲートポンプ式シングルバランスミキサーの電界効果トランジスタのドレイン205にはインダクタ206とキャパシタ207からなる低域通過フィルタが接続され、ドレイン208にはインダクタ209とキャパシタ210からなる低域通過フィルタが接続される。端子203と204から出力される中間周波信号と反転された中間周波信号は、夫々直流阻止用キャパシタ10000と10001を通ってアクティブバラン300の端子301と端子302に入力される。アクティブバラン300は、中間周波信号と反転された中間周波信号からなる平衡中間周波信号を受け入れ、端子303に不平衡中間周波数信号を出力する。アクティブバラン300は電界効果トランジスタ304のソース305と電界効果トランジスタ306のドレイン307を接続することにより構成される。電界効果トランジスタ304と306のDCバイアスはゲート抵抗309と310と311とソース抵抗312により調整される。ソース抵抗312は高周波でバイパスキャパシタ313により短絡される。高周波で端子303から出力された不平衡中間周波数信号は、直流阻止用キャパシタ10002を通ってソース抵抗401とドレイン抵抗402を有するシングルエンド形の増幅器400とソース抵抗501とドレイン抵抗502を有するシングルエンド形の増幅器500により増幅され、最終的には端子503から出力される。前述したように、シングルエンド形の増幅器400の電界効果トランジスタのゲートとソースの間のDCバイアスはゲート抵抗403とソース抵抗401により調整され、ドレインとソースの間のDCバイアスはドレイン抵抗402とソース抵抗401により調整される。ソース抵抗401は高周波でバイパスキャパシタ404により短絡される。キャパシタ10003は直流阻止用キャパシタである。シングルエンド形の増幅器500の構成はシングルエンド形の増幅器400と同じである。各回路の電界効果トランジスタのドレイン側のDC電源は電源600から供給される。

図７に示すようにゲートポンプ式シングルバランスミキサーを有する周波数ダウンコンバータ回路を用いると、ラジオ周波前置増幅器及び影像阻止フィルタとを用いること無く、匹敵する利得及びノイズ指数が得られる。又高周波信号を処理する場合、周波数ダウンコンバータ回路の性能が低コスト表面実装塑性パッケージで典型的に発生する寄生接地インダクタンスに対し非常に鈍感になる。寄生接地インダクタンスに対する鈍感化に関しては以下のように説明できる。ゲートポンプ式シングルバランスミキサーのゲート入力に該当する端子201と端子202に夫々振幅が同じであり、位相が180度異なるマイクロ波信号（平衡されたマイクロ波信号）を入力することにより、平衡された中間周波信号が夫々端子203と端子204に出力される。平衡されたマイクロ波及び中間周波信号はモノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップの表面、即ち、シングルバランスミキサーの二つの電界効果トランジスタのソース同士の接続点211に仮想的な電気的接地点を提供するため、周波数ダウンコンバータ回路の性能がパッケージで発生する寄生接地インダクタンスに対し非常に鈍感になる。従って、シングルバランスミキサーを有する周波数ダウンコンバータ回路を用いると、直接放送衛星受用周波数ダウンコンバータのように高い周波数を有する信号を処理するモノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップを低コスト表面実装型パッケージに組み込み、許容可能なレベルの性能を得ることができる。又、図７のようにゲートポンプ式ミキサーを用いると、原理的に他のタイプのミキサーよりも、ノイズ指数が小さく、変換利得が大きい利点がある。
特開平9-107243号公報

前記利点があるにも係わらず、ゲートポンプ式ミキサーを有する従来の周波数ダウンコンバータでは次のような解決すべき課題がある。

（1）前述したように、シングルバランスミキサーを有する周波数ダウンコンバータ回路を駆動させるため、平衡された信号を入力する必要がある。従って、図７のようなシングルバランスミキサーに対し、振幅が同じであり、位相が180度異なるマイクロ波信号（平衡されたマイクロ波信号）を夫々ゲート入力に該当する端子201と202に入力する必要がある。又、端子203と204に平衡された中間周波数信号を出力し、アクティブバランの端子301と302に入力するため、前記の二つの平衡されたマイクロ波信号と、振幅と位相が同じである局部発振器信号とを合成して端子201と202に入力する必要がある。即ち、端子201に入力する第１合成信号の中のマイクロ波信号は、端子202に入力する第２合成信号の中のマイクロ波信号と、振幅が等しく、位相が180度異なり、端子201に入力する第１合成信号の中の局部発振器信号は、端子202に入力する第２合成信号の中の局部発振器信号と、同振幅及び同位相を有する必要がある。又、マイクロ波信号を入力する端子101と局部発振器信号を入力する端子102の間にお互いに信号が漏れないように絶縁性が必要である。従って、前記の信号合成及びマイクロ波信号と局部発振器信号の間の絶縁性のため、図７のように印刷基板上に180度ハイブリッドカップラーが必要になる。しかし、このような180度ハイブリッドカップラーは一般的にモノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップに比べ、極めて大きな面積を占めるので、半導体チップ内部に実装することができない。そのため、モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップが実装された印刷回路基板上に実装されるので、多くの場合、印刷回路基板サイズが大きく、印刷回路基板上のレイアウトが複雑になり、作製コストが高くなる。

（2）又、端子203と204には平衡された中間周波数信号が出力されるため、これらの平衡信号を不平衡信号に変換するため、平衡不平衡変換回路が必要になる。平衡不平衡変換回路として良く用いられるのが前述した印刷基板上の180度ハイブリッドカップラーであるが、前述したように印刷回路基板サイズが大きくなり、印刷回路基板上のレイアウトの複雑さの問題が現れる。特に、中間周波帯域のハイブリッドカップラーは、図７のようにシングルバランスミキサーの入力段に位置するマイクロ波帯域のハイブリッドカップラーよりもサイズが極めて大きい。そのため、モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップの内部に集積できる平衡不平衡変換回路、即ち、アクティブバランが必要になる。シングルバランスミキサーの出力段にアクティブバランとして良く用いられるのが図７のように第１の電界効果トランジスタ304のソース305と第２の電界効果トランジスタ306のドレイン307が接続されたアクティブバラン300である。しかし、図７のようなアクティブバラン300は、第１の電界効果トランジスタ304のソース305と第２の電界効果トランジスタ306のドレイン307が接続され、その接続点から出力を取り出すため、利得を持たない。従って、図７のように追加的なシングルエンド形の増幅器400及び500が必要になる。又、図７のような従来のアクティブバラン300は、第１の電界効果トランジスタ304のソース305と第２の電界効果トランジスタ306のドレイン307が接続されるため、外部接地との接続点308には、シングルバランスミキサーの二つの電界効果トランジスタのソース同士の接続点211のような仮想的な電気的接地点が発生しない。従って、従来の回路構成であるアクティブバラン300は寄生接地インダクタンスの影響を受けやすい。つまり、寄生接地インダクタンスに対して敏感になってしまう。

（3）又、直接放送衛星受信のような高周波通信システムでは、システムの性能を決める重要な要素の一つはひずみ特性である。周知のように、ひずみ特性は、周波数ダウンコンバータ回路の最終段の増幅器の電界効果トランジスタのドレインとソース間に流れる電流値と最終段の増幅器の電界効果トランジスタのドレインとソースの間にかかる電圧値に強く依存する。即ち、最終段の増幅器の電界効果トランジスタのドレインとソース間に流れる電流値が大きくなればなるほど、又、最終段の増幅器の電界効果トランジスタのドレインとソースの間にかかる電圧値が大きくなればなるほど、ひずみ特性は良くなる。従来では最終段のシングルエンド形の増幅器500のソース抵抗501の値を小さくし、最終段のシングルエンド形の増幅器500の電界効果トランジスタのドレインとソース間に流れる電流量を大きくすることにより、良いひずみ特性が得られた。しかし、この方法によると、最終段のシングルエンド形の増幅器500に流れる電流値が大きくなり、全体消費電流値が大きくなる問題がある。特に、受信システムでは、電源が常時オンの状態であるため、大きな消費電流は問題になる。（1）乃至（3）の課題を有する従来の回路構成に対する詳細は上記特許文献１に記載されている。

前述した理由（1）により、周波数ダウンコンバータ回路の入力段には、モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップの内部に集積することができ、かつ印刷基板上の180度ハイブリッドカップラーと同じ機能を有する新しい回路構成が要求されている。又、前述した理由（2）により、シングルバランスミキサーとシングルエンド形の増幅器の間には、利得を有し、かつ寄生接地インダクタンスに鈍感である新しい構成のアクティブバランが要求されている。又、前述した理由（3）により、周波数ダウンコンバータ回路の最終段アンプには低消費電流値で良いひずみ特性が得られる新規回路構成が要求されている。

従って、本発明は、周波数ダウンコンバータに属する回路項目として、入力段に印刷回路基板上の180度ハイブリッドカップラーと機能的に同様であり、かつモノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップの内部に集積できる新規回路構成を有するシングルバランスミキサーと、利得を有しかつ寄生接地インダクタンスに鈍感であるアクティブバランと、低消費電流値で良いひずみ特性が得られる最終段の増幅器との実現を目的とする。

本発明の高周波は、第１の電界効果トランジスタのソースと第２の電界効果トランジスタのソースとを接続して構成される第１の差動トランジスタ対と、第１のゲートと第２のゲートとを有する第１のデュアルゲート電界効果トランジスタのソースと第３のゲートと第４のゲートとを有する第２のデュアルゲート電界効果トランジスタのソースとを接続して構成される第２の差動トランジスタ対とを有し、前記第１の電界効果トランジスタのドレインは前記第１のデュアルゲート電界効果トランジスタの前記第１のゲートに接続され、前記第２の電界効果トランジスタのドレインは前記第２のデュアルゲート電界効果トランジスタの前記第３のゲートに接続され、前記第１または第２の電界効果トランジスタのゲートに第１の高周波入力信号が入力され、前記第１のデュアルゲート電界効果トランジスタの前記第２のゲートと前記第２のデュアルゲート電界効果トランジスタの前記第４のゲートに第２の高周波入力信号が入力されるものである。

本発明により、印刷回路基板上の180度ハイブリッドカップラーが要らなくなるため、印刷回路基板の面積を大幅に減らすことができ、かつ印刷回路基板のレイアウトが単純になるという利点が得られる。

前記の説明から、本発明によれば、第１の差動トランジスタ対と第２の差動トランジスタ対とを同一の基板上に設け、モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップの内部に全回路を集積することが可能であり、追加的な増幅器の削減により回路規模が小さくなり、寄生接地インダクタンスに対する鈍感化により低コスト表面実装塑性パッケージで組み込むことが可能であり、低消費電流値で良いひずみ特性が得られるという利点を有する周波数ダウンコンバータが実現できる。従って、本発明の新規回路構成の周波数ダウンコンバータを用いると、低ノイズブロックに使用する低コスト砒化ガリウムモノリシックマイクロ波集積回路のシングルバランス形周波数ダウンコンバータに対する直接の要求が満たされることが分かる。本発明の新規回路構成は、直接放送衛星受信器システムだけではなく他の通信システムでも有効に用いられると期待される。

図１には、前記課題（1）乃至（3）を解決するための本発明の一実施形態の周波数ダウンコンバータが示されている。まず前記課題（1）を解決するための3種類のミキサー回路に関して説明し、その後、前記課題（2）を解決するための2種類のアクティブバランと前記課題（3）を解決するための2種類の増幅器に関して詳しく説明する。図１のようにシングルバランスミキサーの前段の差動入力増幅器100aと、ゲートポンプ式のデュアルゲートシングルバランスミキサー200aとからなるミキサー回路を用いると、前記（1）の問題が解決できる。図１の差動入力増幅器100aの第１の電界効果トランジスタ101aのゲート入力に該当する端子102aにマイクロ波信号を入力し、第２の電界効果トランジスタ103aのゲート入力に該当する端子104aを接地点に接続すると、典型的な差動入力増幅器の特性上、第１の電界効果トランジスタ101aのドレインに接続された端子105aと第２の電界効果トランジスタ103aのドレインに接続された端子106aに、夫々、振幅が等しく、位相が180度異なる二つのマイクロ波信号が出力される。第１の電界効果トランジスタ101aと第２の電界効果トランジスタ103aのDCバイアスはドレイン抵抗107aと108aとソース抵抗109aにより調整される。好ましくは、出力信号のバランス度を高めるため、抵抗107aの値は108aの値と同じである必要がある。第１の電界効果トランジスタ101aと第２の電界効果トランジスタ103aのDCバイアスのため、端子102aと104aにゲート抵抗を挿入しても良い。抵抗109aの代わりに電界効果トランジスタ、又は、電界効果トランジスタからなるカレントミラーを用いても良い。前記マイクロ波出力信号の一つは、直流阻止用キャパシタ10000aを通ってデュアルゲートシングルバランスミキサー200aの第１のデュアルゲート電界効果トランジスタ201aの第１のゲート入力に該当する端子202aに入力され、又、前記マイクロ波信号の他の一つは、直流阻止用キャパシタ10001aを通ってデュアルゲートシングルバランスミキサー200aの第２のデュアルゲート電界効果トランジスタ203aの第１のゲート入力に該当する端子204aに入力される。又、振幅と位相が等しい二つの局部発振器信号が、夫々、デュアルゲートシングルバランスミキサー200aの第１のデュアルゲート電界効果トランジスタ201aの第２のゲート入力に該当する端子205aとデュアルゲートシングルバランスミキサー200aの第２のデュアルゲート電界効果トランジスタ203aの第２のゲート入力に該当する端子206aに入力される。第１のデュアルゲート電界効果トランジスタ201aと第２のデュアルゲート電界効果トランジスタ203aのDCバイアスは、ドレイン抵抗215aと216a、ゲート抵抗217aと218a、ソース抵抗219aにより調整される。第１のデュアルゲート電界効果トランジスタ201a及び第２のデュアルゲート電界効果トランジスタ203aは、各自、典型的なデュアルゲートミキサーの原理により動作する。従って、デュアルゲートシングルバランスミキサー200aの第１のデュアルゲート電界効果トランジスタ201aと第２のデュアルゲート電界効果トランジスタ203aは、夫々、典型的なデュアルゲートミキサーの機能により、マイクロ波信号の周波数と局部発振器信号の周波数の差の周波数を有する中間周波信号を端子207aと208aに出力する。キャパシタ10002aと10003aは直流阻止用キャパシタである。デュアルゲートを有する電界効果トランジスタから構成されたミキサーの基本動作原理は、Stephen A. Maasによる"Microwave Mixers"、第2版、Artech House、Inc.、1993年の第9．2節、ページ328−333に記載されている。インダクタ209aとキャパシタ210aと接地211aとからなる回路は、高周波リーク信号遮断用低域通過フィルタである。即ち、第１のデュアルゲート電界効果トランジスタ201aのドレインに漏れるマイクロ波信号及び局部発振器信号は前記低域通過フィルタにより遮断され、中間周波信号だけが端子207aに出力される。印刷回路基板上に低域通過フィルタを作製すると、印刷回路基板の面積が大きくなるため、図１のようにモノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップの内部に集積すべきである。

しかし、寄生接地インダクタによる低域通過フィルタの性能劣化を抑制するため、好ましくは、モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップ上の導体接地パッドとして形成された接地211aは、前記モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップを表面から裏面まで貫通する導体層により前記モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップの裏面に形成された導体接地面と接続すべきである。図２は、接地211aとモノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップの裏面の導体接地面との接続を示す断面図である。図２のようにモノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップ2000上の導体接地パッドとして形成された接地211aをモノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップ2000を貫通する導体層2001により導体接地面2002と電気的に接続すると、高周波での寄生接地インダクタによる低域通過フィルタの性能劣化を抑制することに効果的である。インダクタ212aとキャパシタ213aと接地214aとからなる回路も、前述した高周波リーク信号遮断用低域通過フィルタと同機能を有する低域通過フィルタであリ、好ましくは、接地214aもモノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップ2000を貫通する導体層により導体接地面2002と接続すべきである。アクティブバラン300aは、電界効果トランジスタ301aのソースと電界効果トランジスタ302aのソースを接続点309aで接続することにより構成したアクティブバランであって、電界効果トランジスタ301aのドレインに抵抗303aが接続され、又、抵抗303aと電界効果トランジスタ302aのドレインは電源600aに接続され、電界効果トランジスタ301aのゲートとドレインの間には抵抗304aとキャパシタ305aからなる帰還回路が接続され、端子207aから出力された中間周波信号は電界効果トランジスタ301aのゲート入力に該当する端子306aに入力され、端子208aから出力された中間周波信号は電界効果トランジスタ302aのゲート入力に該当する端子307aに入力され、電界効果トランジスタ301aのドレインに接続されている端子308aから出力信号を取り出すアクティブバランである。アクティブバラン300aの電界効果トランジスタ301aと302aのDCバイアスは、ドレイン抵抗303aとゲート抵抗310aと311aとソース抵抗312aにより調整される。キャパシタ10004aは直流阻止用キャパシタである。前述したように端子207aから出力された中間周波信号と端子208aから出力された中間周波信号は同振幅を有し、180度の位相差を有するため、アクティブバラン300aは平衡された中間周波入力信号により駆動される。増幅器500aは、インダクタ501aと抵抗502aからなるひずみ改善回路が電界効果トランジスタ503aのドレインと電源600aの間に接続され、又、前記ひずみ改善回路と並列接続された抵抗504aが電界効果トランジスタ503aのドレインと電源600aの間に接続され、電界効果トランジスタ503aのソースには抵抗505aが接続され、電界効果トランジスタ503aのドレインに接続されている端子506aから出力を取り出す増幅器である。増幅器500aの電界効果トランジスタ503aのDCバイアスは、ドレイン抵抗504aと502a、ゲート抵抗507aとソース抵抗505aにより調整される。ソース抵抗505aは高周波でバイパスキャパシタ508aにより短絡される。キャパシタ10005aは直流阻止用キャパシタである。

差動入力増幅器100aの機能により、デュアルゲートシングルバランスミキサー200aの第１のデュアルゲート電界効果トランジスタ201aの第１のゲート入力に該当する端子202aに入力されるマイクロ波信号と第２のデュアルゲート電界効果トランジスタ203aの第１のゲート入力に該当する端子204aに入力されるマイクロ波信号は、振幅が等しく、位相が180度異なる。従って、デュアルゲートシングルバランスミキサー200aの端子207aと端子208aに出力される中間周波信号は平衡され、即ち、振幅が等しく、位相が180度異なる。典型的なデュアルゲートミキサーの特性上、デュアルゲートシングルバランスミキサー200aの第１のデュアルゲート電界効果トランジスタ201aの第１のゲート入力に該当する端子202aに入力されるマイクロ波信号と第２のゲート入力に該当する端子205aに入力される局部発振器信号はお互いに絶縁性を有する。又、デュアルゲートシングルバランスミキサー200aの第２のデュアルゲート電界効果トランジスタ203aの第１のゲート入力に該当する端子204aに入力されるマイクロ波信号と第２のゲート入力に該当する端子206aに入力される局部発振器信号は互いに絶縁されている。従って、図１のように、シングルバランスミキサーの前段の差動入力増幅器100aと、ゲートポンプ式のデュアルゲートシングルバランスミキサー200aとからなるミキサー回路を用いると、印刷回路基板上の180度ハイブリッドカップラーを利用すること無く、デュアルゲートシングルバランスミキサー200aのゲート入力端子においてのマイクロ波及び局部発振器入力信号の信号構成に対し、180度ハイブリッドカップラーと同じ信号構成ができ、かつデュアルゲートシングルバランスミキサー200aのマイクロ波入力信号を入力する端子102aと局部発振器を入力する端子205a又は206aの間に絶縁性が保たれる。従って、前記の新規回路構成を用いることにより、印刷回路基板上で大きな面積を占める180度ハイブリッドカップラーが要らなくなり、前記（1）の問題が解決できる。即ち、図７の従来の回路構成に比べ、図１の新規回路構成の魅力的な特徴は、印刷回路基板上の180度ハイブリッドカップラーを利用すること無く、アクティブ回路を用いて同じ機能を有する回路が構成でき、モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップの内部に集積できるという利点である。そのため、前記の新規回路構成を用いると、印刷回路基板の面積を大幅に減らすことができ、かつ印刷回路基板のレイアウトが単純になる。これは、コストの削減と直接つながる。

図３には、前述した課題（1）を解決するための本発明の他の一実施形態のミキサー回路が示されている。図３のように、図１のデュアルゲートシングルバランスミキサー200aのデュアルゲート電界効果トランジスタ201aと203aを、それぞれ、ソースとドレインが接続された二つのシングルゲート電界効果トランジスタに置き換えても、原理的に図１の回路と同じ機能を有し、前記の利点が得られ、前述した課題（1）が解決できる。

前述した差動入力増幅器100bの機能により、振幅が等しく、位相が180度異なる二つのマイクロ波信号の一つはシングルバランスミキサー200bの第１の電界効果トランジスタ201bのゲート入力に該当する端子202bに入力され、他の一つのマイクロ波信号はシングルバランスミキサー200bの第２の電界効果トランジスタ203bのゲート入力に該当する端子204bに入力される。又、振幅と位相が等しい二つの局部発振器信号が、夫々、シングルバランスミキサー200bの第３の電界効果トランジスタ205bのゲート入力に該当する端子206bと第４の電界効果トランジスタ207bのゲート入力に該当する端子208bに入力される。シングルバランスミキサー200bの第１の電界効果トランジスタ201b及び第３の電界効果トランジスタ205bは、図１のデュアルゲートシングルバランスミキサー200aの第１のデュアルゲート電界効果トランジスタ201aと機能的に全く同じであり、又、第２の電界効果トランジスタ203b及び第４の電界効果トランジスタ207bは、図１のデュアルゲートシングルバランスミキサー200aの第２のデュアルゲート電界効果トランジスタ203aと機能的に全く同じである。従って、図１のデュアルゲートシングルバランスミキサーと同じように、マイクロ波信号の周波数と局部発振器信号の周波数の差の周波数を有する中間周波信号が端子209bと210bに出力される。図３のシングルバランスミキサー200bのように一つの電界効果トランジスタのソースと他の一つの電界効果トランジスタのドレインが接続されたミキサーの基本動作原理は、Stephen A. Maasによる"Microwave Mixers"、第2版、Artech House、Inc.、1993年の第9.2節、ページ328−333に記載されている。又、シングルバランスミキサー200bの端子209bと210bに出力される中間周波信号は平衡され、即ち、振幅が等しく、位相が180度異なる。図１のデュアルゲートシングルバランスミキサーと同じように、シングルバランスミキサー200bの第１の電界効果トランジスタ201bのゲート入力に該当する端子202bに入力されるマイクロ波信号と第３の電界効果トランジスタ205bのゲート入力に該当する端子206bに入力される局部発振器信号はお互いに絶縁性を有する。又、シングルバランスミキサー200bの第２の電界効果トランジスタ203bのゲート入力に該当する端子204bに入力されるマイクロ波信号と第４の電界効果トランジスタ207bのゲート入力に該当する端子208bに入力される局部発振器信号はお互いに絶縁性を有する。従って、図３のように、シングルバランスミキサーの前段の差動入力増幅器100bと、シングルバランスミキサー200bとからなるミキサー回路を用いると、印刷回路基板上の180度ハイブリッドカップラーを利用すること無く、シングルバランスミキサー200bのゲート入力端子においてのマイクロ波及び局部発振器入力信号の信号構成に対し、180度ハイブリッドカップラーと同じ信号構成ができ、かつシングルバランスミキサー200bのマイクロ波入力信号を入力する端子102bと局部発振器を入力する端子206b又は208bの間に絶縁性が保たれる。従って、図３の回路構成を用いることにより、印刷回路基板上で大きな面積を占める180度ハイブリッドカップラーが要らなくなり、前記（1）の問題が解決できる。即ち、図７の従来の回路構成に比べ、図３の新規回路構成の魅力的な特徴は、印刷回路基板上の180度ハイブリッドカップラーを利用すること無く、アクティブ回路を用いてそれと同じ機能を有する回路を構成し、モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップの内部に集積できるという利点である。そのため、図３の新規回路構成を用いると、印刷回路基板の面積を大幅に減らすことができ、かつ印刷回路基板のレイアウトが単純になる。これは、コストの削減と直接つながる。

図４には、前述した課題（1）を解決するための本発明の他の一実施形態のミキサー回路が示されている。又、図４のような新規回路構成を用いても、前記の利点が得られ、前述した（1）の問題が解決できる。前述した差動入力増幅器100cの機能により、振幅が等しく、位相が180度異なる二つのマイクロ波信号の一つはシングルバランスミキサー200cの第１の電界効果トランジスタ201cのゲート入力に該当する端子202cに入力され、他の一つのマイクロ波信号はシングルバランスミキサー200cの第２の電界効果トランジスタ203cのゲート入力に該当する端子204cに入力される。又、局部発振器信号はシングルバランスミキサー200cの第３の電界効果トランジスタ205cのゲート入力に該当する端子206cに入力される。シングルバランスミキサー200cの第１の電界効果トランジスタ201c及び第３の電界効果トランジスタ205cは、図１のデュアルゲートシングルバランスミキサー200aの第１のデュアルゲート電界効果トランジスタ201aと機能的に等価であり、又、第２の電界効果トランジスタ203c及び第３の電界効果トランジスタ205cは、図１のデュアルゲートシングルバランスミキサー200aの第２のデュアルゲート電界効果トランジスタ203aと機能的に等価である。その差は、図４のシングルバランスミキサー200cでは第３の電界効果トランジスタ205cのゲート入力に該当する端子206cに局部発振器信号が共通に入力され、第１の電界効果トランジスタ201c及び第２の電界効果トランジスタ203cを共通に駆動させることである。シングルバランスミキサー200cの基本動作原理は、Stephen A. Maasによる"Microwave Mixers"、第2版、Artech House、Inc.、1993年の第10.3節、ページ354−367に記載されている。従って、図１のデュアルゲートシングルバランスミキサー200aと同じように、マイクロ波信号の周波数と局部発振器信号の周波数の差の周波数を有する中間周波信号が端子207cと208cに出力される。又、シングルバランスミキサー200cの端子207cと208cに出力される中間周波信号は平衡され、即ち、振幅が等しく、位相が180度異なる。図１のデュアルゲートシングルバランスミキサー200aと同じように、シングルバランスミキサー200cの第１の電界効果トランジスタ201cのゲート入力に該当する端子202cに入力されるマイクロ波信号と第３の電界効果トランジスタ205cのゲート入力に該当する端子206cに入力される局部発振器信号はお互いに絶縁性を有する。又、シングルバランスミキサー200cの第２の電界効果トランジスタ203cのゲート入力に該当する端子204cに入力されるマイクロ波信号と第３の電界効果トランジスタ205cのゲート入力に該当する端子206cに入力される局部発振器信号はお互いに絶縁性を有する。従って、図４のように、シングルバランスミキサー200cの前段の差動入力増幅器100cと、シングルバランスミキサー200cとからなるミキサー回路を用いると、印刷回路基板上の180度ハイブリッドカップラーを利用すること無く、シングルバランスミキサー200cのゲート入力端子においてのマイクロ波及び局部発振器入力信号の信号構成に対し、180度ハイブリッドカップラーと同じ信号構成ができ、かつシングルバランスミキサー200cのマイクロ波入力信号を入力する端子102cと局部発振器を入力する端子206cの間に絶縁性が保たれる。従って、図４の回路構成を用いることにより、印刷回路基板上で大きな面積を占める180度ハイブリッドカップラーが要らなくなり、前記（1）の問題が解決できる。即ち、図７の従来の回路構成に比べ、図４の新規回路構成の魅力的な特徴は、印刷回路基板上の180度ハイブリッドカップラーを利用すること無く、アクティブ回路を用いてそれと同じ機能を有する回路を構成し、モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップの内部に集積できるという利点である。そのため、図４の新規回路構成を用いると、印刷回路基板の面積を大幅に減らすことができ、かつ印刷回路基板のレイアウトが単純になる。これは、コストの削減と直接つながる。

図１には、前述した課題（2）を解決するための本発明の一実施形態のアクティブバランが示されている。図１のように二つの電界効果トランジスタのソース同士が接続されたアクティブバラン300aを用いると、前記（2）の問題が解決できる。アクティブバラン300aは、電界効果トランジスタ301aのソースと電界効果トランジスタ302aのソースを接続点309aで接続することにより構成したアクティブバランであって、電界効果トランジスタ301aのドレインと電源600aの間に抵抗303aが接続され、又、電界効果トランジスタ302aのドレインは電源600aに接続され、電界効果トランジスタ301aのゲートとドレインの間には抵抗304aとキャパシタ305aからなる帰還回路が接続され、端子207aから出力される中間周波信号は電界効果トランジスタ301aのゲート入力に該当する端子306aに入力され、端子208aから出力される中間周波信号は電界効果トランジスタ302aのゲート入力に該当する端子307aに入力され、電界効果トランジスタ301aのドレインに接続されている端子308aから出力信号を取り出すアクティブバランである。前述したように端子207aから出力される中間周波信号と端子208aから出力される中間周波信号は同振幅を有し、180度の位相差を有するため、アクティブバラン300aは平衡された中間周波入力信号により駆動される。変換利得の周波数特性の改善のため、電界効果トランジスタ301aのゲートとドレインの間に抵抗304aとキャパシタ305aからなる帰還回路が接続された。図１のアクティブバラン300aは、電界効果トランジスタ301aのソースと電界効果トランジスタ302aのソースが接続されている構成であり、その点で図７の従来のアクティブバラン300と明らかに違う。出力を電界効果トランジスタ301aのドレインから取り出すため、電界効果トランジスタ301aのドレイン側にはロードになる抵抗303aが接続されている。しかし、出力を取り出さない電界効果トランジスタ302aのドレイン側に抵抗を接続すると、利得の損失になるため、好ましくは、電界効果トランジスタ302aのドレイン側には抵抗を接続しない。電界効果トランジスタ301aのゲート入力に該当する端子306aにはデュアルゲートシングルバランスミキサー200aの端子207aから出力される中間周波信号が入力され、又、電界効果トランジスタ302aのゲート入力に該当する端子307aにはデュアルゲートシングルバランスミキサー200aの端子208aから出力される中間周波信号が入力される。デュアルゲートシングルバランスミキサー200aの出力207aと208aから出力される二つの中間周波信号は、平衡され、即ち、振幅が等しく、位相が180度異なる。電界効果トランジスタ301aと302aのソース同士が接続点309aで接続され、又、平衡された二つ中間周波数信号がゲート入力に該当する端子306aと307aに入力されるので、アクティブバラン300aは、典型的な差動入力増幅器の原理により動作する。従って、アクティブバラン300aは利得を有し、接続点309aには仮想的な電気的接地点が生じる。図１のアクティブバラン300aは利得を有するため、図７の従来のアクティブバラン300を用いる回路構成に比べ、追加的な増幅器400が要らなくなる。又、図１のアクティブバラン300aの接続点309aに仮想的な電気的接地点が供給されるため、差動入力増幅器100aとデュアルゲートシングルバランスミキサー200aと共に、アクティブバラン300aの性能は寄生接地インダクタンスに対し鈍感になる。従って、図７の従来のアクティブバラン300に比べ、図１の新規回路構成のアクティブバラン300aの魅力的な特徴は、二つの電界効果トランジスタのソース同士が接続され、かつ平衡された入力信号により駆動されることにより、利得を有し、かつ寄生接地インダクタンスに鈍感であるという点である。これにより、図７の従来のアクティブバラン300を用いる回路構成に比べ、追加的な増幅器400が要らなくなり、又、モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップを低コスト表面実装塑性パッケージに組み込み、許容可能なレベルの性能を得ることができ、前述した課題（2）が解決できる。

図５には、前述した課題（2）を解決するための本発明の他の一実施形態のアクティブバランが示されている。図５のアクティブバラン300bを用いることにより、前述した課題（2）が解決され、又図１のアクティブバラン300aに比べ性能が更に向上される。アクティブバラン300bは、電界効果トランジスタ301bのソースと電界効果トランジスタ302bのソースを接続点309bで接続することにより構成したアクティブバランであって、電界効果トランジスタ301bのドレインと電源600bの間に抵抗303bが接続され、又電界効果トランジスタ302bのドレインと電源600bの間には抵抗310bとキャパシタ311bが接続され、電界効果トランジスタ301bのゲートとドレインの間には抵抗304bとキャパシタ305bからなる帰還回路が接続され、図１の端子207aから出力される中間周波信号は電界効果トランジスタ301bのゲート入力に該当する端子306bに入力され、図１の端子208aから出力される中間周波信号は電界効果トランジスタ302bのゲート入力に該当する端子307bに入力され、電界効果トランジスタ301bのドレインに接続されている端子308bから出力信号を取り出すアクティブバランである。前述したように図１の端子207aから出力される中間周波信号と端子208aから出力される中間周波信号は同振幅を有し、180度の位相差を有するため、図５のアクティブバラン300bは平衡された中間周波入力信号により駆動される。図５のように、電界効果トランジスタ302bのドレインに抵抗310bを接続し、又、抵抗310bと並列にキャパシタ311bを接続すると、図１のアクティブバラン300aより平衡度が高まり、寄生接地インダクタンスに対し更に鈍感になる。それは以下のように説明できる。高周波で電界効果トランジスタ301bと電界効果トランジスタ302bが、平衡された中間周波入力信号に対し対称的に動作することにより接続点309bに仮想的な電気的接地点が生じるためには、電界効果トランジスタ301bと電界効果トランジスタ302bの高周波での小信号等価回路が等しくなる必要がある。高周波での電界効果トランジスタ301bの小信号等価回路のパラメータ値、即ち、伝達コンダクタンス（gm）値、ゲートとソースの間のキャパシタ（Cgs）値などが、電界効果トランジスタ302bの小信号等価回路のパラメータ値に接近すればするほど、接続点309bに生じる仮想的な電気的接地点は強くなり、回路の性能が寄生接地インダクタンスに対し更に鈍感になる。周知のように、電界効果トランジスタのAC及び高周波小信号等価回路はDC動作点により決まる。そのため、DC動作点の観点から考えると、電界効果トランジスタ302bのドレインに抵抗303bと同じ値を有する抵抗310bを接続すべきである。そうすると、電界効果トランジスタ301bのDCでのドレインとソースの間の電圧値及び電流値が、電界効果トランジスタ302bのDCでのドレインとソースの間の電圧値及び電流値と等しくなるため、両方の電界効果トランジスタが高周波で等しい小信号等価回路を有する。しかし、出力は電界効果トランジスタ301bのドレインから取り出すので、高周波での利得の損失を抑制するためには、高周波では電界効果トランジスタ302bのドレインに抵抗310bを接続しない方が良い。従って、図５のように電界効果トランジスタ302bのドレインに直列に抵抗303bと等しい値を有する抵抗310bを接続し、又、抵抗310bと並列にキャパシタ311bを接続すると、DCでは電界効果トランジスタ302bのドレイン側には抵抗310bだけが接続され、電界効果トランジスタ301bと電界効果トランジスタ302bの高周波での小信号等価回路が等しくなり、接続点309bには図１のアクティブバラン300aの接続点309aより強い仮想的な電気的接地点309bが生じる。かつ、高周波ではキャパシタ311bの機能により抵抗310bの効果がなくなり、高周波での利得の損失が抑制できる。従って、図５のアクティブバラン300bは、図１のアクティブバラン300aと等しい利得値を有し、かつ寄生接地インダクタンスに対しより鈍感である。

図１には、前述した課題（3）を解決するための本発明の一実施形態の増幅器が示されている。増幅器500aは、インダクタ501aと抵抗502aからなるひずみ改善回路が電界効果トランジスタ503aのドレインと電源600aの間に接続され、又前記ひずみ改善回路と並列接続された抵抗504aが電界効果トランジスタ503aのドレインと電源600aの間に接続され、電界効果トランジスタ503aのソースには抵抗505aが接続され、電界効果トランジスタ503aのドレインに接続されている端子506aから出力を取り出す増幅器である。図１のように最終段の増幅器500aの電界効果トランジスタ503aのドレインと電源600aの間に接続された抵抗504aと並列に低い抵抗値を有する抵抗502aとインダクタ501aを接続すると、低消費電流で良いひずみ特性が得られ、前記（3）の問題が解決できる。好ましくは、高利得のため、抵抗504aは数百乃至数千Ωである。歪み特性の改善のため、抵抗502aは無くても良いが、DCで過渡な電圧が電界効果トランジスタ503aのソースとドレインにかかるのを防ぐため、抵抗502aを入れた方が良い。この場合、好ましくは、抵抗502aは数乃至数十Ωである。高周波で抵抗502aの影響を抑制するため、好ましくは、インダクタ501aは数nH以上である。周知のように、典型的にひずみ特性は図１の周波数ダウンコンバータ回路の最終段の増幅器500aの電界効果トランジスタ503aのドレインとソースの間に流れる電流値、又は、最終段の増幅器500aの電界効果トランジスタ503aのドレインとソースの間にかかる電圧値に強く依存する。即ち、最終段の増幅器500aの電界効果トランジスタ503aのドレインとソース間に流れる電流値が大きくなればなるほど、又は、最終段の増幅器500aの電界効果トランジスタ503aのドレインとソースの間の電圧値が大きくなればなるほど、ひずみ特性は良くなる。従来の方法では図１の増幅器500aのソース抵抗505aを小さくし、ドレインとソース間に流れる電流値を大きくすることによりひずみ特性を改善したが、この方法によると消費電流が大きくなるため、常時オンの状態の受信システムでは問題になる。低消費電流でひずみ特性を改善する方法の一つは電界効果トランジスタ503aのドレインとソースの間の電圧値を大きくすることによりひずみ特性を改善することである。電界効果トランジスタ503aのドレインとソースの間の電圧値とひずみ特性の前述した関係を考慮すると、電界効果トランジスタ503aのドレインと電源600aの間に低い抵抗値を有する抵抗を接続し、電界効果トランジスタ503aのドレインとソースの間の電圧値を大きくすべきである。しかし、この方法は次のような問題がある。電界効果トランジスタ503aのドレインに接続されている端子506aから出力を取り出す場合、高周波での利得のためには、電界効果トランジスタ503aのドレインと電源600aの間には高抵抗値を有する抵抗504aを接続すべきである。従って、ひずみ特性の改善のため、電界効果トランジスタ503aと電源600aの間に低い抵抗値を有する抵抗を接続すると、高周波での利得が低下する。そのため、高周波での利得が低下すること無く、低消費電流でひずみ特性を改善する方法が必要である。それは以下のように提案される。図１の最終段の増幅器500aのように、電界効果トランジスタ503aのドレインと電源600aの間に利得をかせぐための抵抗504aを接続し、それと並列に低い抵抗値を有する抵抗502aと高いインダクタンス値を有するインダクタ501aを接続すると、高周波で利得を低下すること無く、低消費電流で良いひずみ特性が得られる。好ましくは、高利得のため、抵抗504aは数百乃至数千Ωである。歪み特性の改善のため、抵抗502aは無くても良いが、DCで過渡な電圧が電界効果トランジスタ503aのドレインとソースの間にかかることを防ぐため、抵抗502aを入れた方が良い。この場合、好ましくは、抵抗502aは数乃至数十Ωである。高周波で抵抗502aの影響を抑制するため、好ましくは、インダクタ501aは数nH以上である。この回路構成の有効性は以下のように説明できる。図１の増幅器500aの電界効果トランジスタ503aのドレインと電源600aの間に接続された抵抗504aに並列に抵抗502aとインダクタ501aを接続すると、抵抗502aが抵抗504aより十分低い抵抗値を有するため、DCでは電源600aから電界効果トランジスタ503aのドレインに向け、抵抗502aだけに電流が流れ、抵抗504aには電流がほとんど流れない。典型的に、増幅器500aは電界効果トランジスタ503aのDCドレインとソース間の電流値の飽和領域の近傍で動作するので、電界効果トランジスタ503aのゲートとソースの間の電圧値が一定であれば、DCでのドレインとソースの間の電流値は、電界効果トランジスタ503aのドレインに接続された抵抗値に依存しなく一定になる。従って、抵抗502aが抵抗504aより十分低い抵抗値を有する場合、電界効果トランジスタ503aのドレインとソースの間は一定な電流値と抵抗502aの積に該当する電圧値がかかるので、抵抗502aを小さくすると、電界効果トランジスタ503aのドレインと電源600aの間の電圧値は小さくなり、電界効果トランジスタ503aのドレインとソースの間の電圧値は高くなる。電界効果トランジスタ503aのドレインとソースの間の電圧値を高くするため、抵抗502aは無くても良いが、DCで過渡な電圧が電界効果トランジスタ503aのソースとドレインにかかることを防ぐため、数乃至数十Ωの抵抗値を有する抵抗502aを入れた方が良い。前記の理由により、電界効果トランジスタ503aのドレインとソースの間にかかる電圧値が高くなり、ひずみ特性を改善できる。又、高いインダクタンス値を有するインダクタ501aを接続すると、高周波ではインダクタ501aの作用により、電界効果トランジスタ503aのドレインと電源600aの間には抵抗504aだけが接続され、抵抗502aによる高周波での利得の損失は抑制される。従って、図１の増幅器500aのように電界効果トランジスタ503aのドレインと電源600aの間の利得をかせぐための抵抗504aに並列に低い抵抗値を有する抵抗502aとインダクタ501aを接続すると、DCでは抵抗502aの作用により、電流値を増やすこと無くひずみ特性が改善され、かつ高周波ではインダクタ501aの作用により、抵抗502aによる利得の損失は抑制される。従来のひずみ改善方法に比べ、図１の新規回路構成の増幅器500aの魅力的な特徴は、従来の方法では最終段の増幅器500aの電界効果トランジスタ503aのソースに接続された抵抗505aの値を低くし、ドレインとソースの間の電流値を増やすことによりひずみ特性を改善したが、新規回路構成の増幅器500aでは電流値を増やすこと無く、電界効果トランジスタ503aのドレインとソースの間の電圧値を高くすることによりひずみ特性が改善できることである。

図６には、前述した課題（3）を解決するための本発明の他の一実施形態の増幅器が示されている。増幅器500bは、中心周波数に対して4分の1波長の長さを有する導体線路501bと低い抵抗値を有する抵抗502bが電界効果トランジスタ503bのドレインと電源600cの間に接続され、導体線路501bと抵抗502bの接続点と接地点の間にキャパシタ507bが接続され、又電界効果トランジスタ503bのドレインと電源600cの間に抵抗504bが接続され、電界効果トランジスタ503bのソースには抵抗505bが接続され、導体線路501bと抵抗502bはモノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップ、又は印刷回路基板上に形成され、電界効果トランジスタ503bのドレインに接続されている端子506bから出力を取り出す増幅器である。好ましくは、高利得のため、抵抗504bは数百乃至数千Ωである。歪み特性の改善のため、抵抗502bは無くても良いが、DCで過渡な電圧が電界効果トランジスタ503bのドレインとソースの間にかかることを防ぐため、抵抗502bを入れた方が良い。この場合、好ましくは、抵抗502bは数乃至数十Ωである。この増幅器500bでは、前述した図１の増幅器500aの回路構成に対し、インダクタ501aとしてはキャパシタ507bと接続された中心周波数に対して4分の1波長の長さを有する導体線路501bを接続した。従って、キャパシタ507bと中心周波数に対して4分の1波長の長さを有する導体線路501bは図１のインダクタ501aと機能的に同じである。即ち、高周波では中心周波数に対して4分の1波長の長さを有する導体線路501bは接続点508bで開放になり、電界効果トランジスタ503bのドレインと電源600cの間には抵抗504bだけが接続されるので、低い抵抗値を有する抵抗502bによる利得の損失は抑制される。又、DCでは電界効果トランジスタ503bのドレインと電源600cの間に低い抵抗値を有する抵抗502bだけに電流が流れる。そのため、前述した理由により、図６の回路構成でも電流値を増やすこと無く、電界効果トランジスタ503bのドレインとソースの間の電圧値を高くすることによりひずみ特性が改善できる。

本発明の高周波回路は、放送衛星受信器システム等の通信システムに有用である。

本発明の実施の形態における高周波回路を示す図 同実施の形態における低域通過フィルタの断面図 同実施の形態における他のミキサーを示す回路図 同実施の形態における他のミキサーを示す回路図 同実施の形態におけるアクティブバランの回路図 同実施の形態における増幅器を示す回路図 従来の高周波回路を示す図

符号の説明

100 180度ハイブリッドカップラー
100a、100b、100c 差動入力増幅器
101、102、103、104、201、202、203、204、301、302、303、503、102a、104a、105a、106a、202a、204a、205a、206a、207a、208a、306a、307a、308a、506a、102b、202b、204b、206b、208b、209b、210b、102c、202c、204c、206c、207c、208c、306b、307b、308b、506b 端子
107a、108a、109a、212、213、214、215、216、215a、216a、217a、218a、219a、309、310、311、312、303a、310a、311a、312a、304a、303b、304b、310b、401、402、403、501、502、502a、504a、505a、507a、502b、504b、505b 抵抗
200、200b、200c シングルバランスミキサー
200a デュアルゲートシングルバランスミキサー
201a、203a デュアルゲート電界効果トランジスタ
205、208、307 ドレイン
206、209、209a、212a、501a インダクタ
207、210、210a、213a、305a、305b、311b、313、404、508a、507b、10000、10001、10002、10003、10000a、10001a、10002a、10003a、10004a、10005a キャパシタ
211、308、309a、309b、508b 接続点
211a、214a 接地
300、300a、300b アクティブバラン
304、306、101a、103a、301a、302a、503a、201b、203b、205b、207b、201c、203c、205c、301b、302b、503b 電界効果トランジスタ
305 ソース
400、500、500a、500b 増幅器
501b 導体線路
600、600a、600b、600c 電源
2000 モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップ
2001 導体層
2002 導体接地面

Claims (6)

1. インダクタと前記インダクタと直列接続された第１の抵抗を有するひずみ改善回路と、電界効果トランジスタとを有し、前記ひずみ改善回路は前記電界効果トランジスタのドレインと電圧供給手段の間に接続され、前記ひずみ改善回路と並列接続された第２の抵抗が前記電界効果トランジスタの前記ドレインと前記電圧供給手段の間に接続されることを特徴とする高周波回路。
2. 電界効果トランジスタのドレインと電圧供給手段の間にインダクタが接続され、前記インダクタと並列接続された抵抗が前記電界効果トランジスタのドレインと前記電圧供給手段の間に接続されていることを特徴とする高周波回路。
3. 4分の1波長の長さを有する導体線路と、前記導体線路に直列に接続された第１の抵抗と、一端が前記導体線路と前記第１の抵抗との間に接続され他端が接地されたキャパシタとを有するひずみ改善回路を備え、前記導体線路は電界効果トランジスタのドレインに接続され、前記第１の抵抗は電圧供給手段に接続され、前記電界効果トランジスタのドレインと前記電圧供給手段の間に第２の抵抗が接続されていることを特徴とする高周波回路。
4. 中心周波数に対して4分の1波長の長さを有する導体線路が電界効果トランジスタのドレインと電源の間に接続され、又前記電界効果トランジスタの前記ドレインと前記電源の間に前記導体線路と並列接続された抵抗が接続され、前記導体線路と前記電源の接続点と接地の間にキャパシタが接続され、前記導体線路はモノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップ、又は印刷回路基板上に形成され、前記電界効果トランジスタの前記ドレインから出力を取り出すことを特徴とする高周波回路。
5. モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップ上のインダクタとキャパシタと導体接地パッドとからなる低域通過フィルタを有し、前記低域通過フィルタは入力端子と出力端子を有し、前記入力端子と前記出力端子の間に前記インダクタが接続され、前記入力端子と前記導体接地パッドの間に前記キャパシタが接続され、前記モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップ上の前記導体接地パッドは前記モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップを貫通する導体層により前記モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップの裏面に形成された導体接地面に接続されたことを特徴とする高周波回路。
6. モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップ上の電界効果トランジスタと低域通過フィルタとからなるミキサー回路を有し、前記低域通過フィルタはモノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップ上のインダクタとキャパシタと導体接地パッドとからなり、前記低域通過フィルタは入力端子と出力端子を有し、前記入力と出力端子の間に前記インダクタが接続され、前記入力端子と前記導体接地パッドの間に前記キャパシタが接続され、前記モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップ上の前記導体接地パッドは前記モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップを貫通する導体層により前記モノリシックマイクロ波集積回路用半導体チップの裏面に形成された導体膜と電気的に接続された低域通過フィルタを有し、前記低域通過フィルタの前記入力端子は前記電界効果トランジスタのドレインに接続され、前記低域通過フィルタの前記出力端子は電源を含むバイアス回路に接続され、前記低域通過フィルタの前記出力端子から出力信号を取り出すことを特徴とする高周波回路。

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