JP2932938B2 - 交差コイル型アナログ指示計器 - Google Patents
交差コイル型アナログ指示計器Info
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- JP2932938B2 JP2932938B2 JP6108187A JP10818794A JP2932938B2 JP 2932938 B2 JP2932938 B2 JP 2932938B2 JP 6108187 A JP6108187 A JP 6108187A JP 10818794 A JP10818794 A JP 10818794A JP 2932938 B2 JP2932938 B2 JP 2932938B2
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R7/00—Instruments capable of converting two or more currents or voltages into a single mechanical displacement
- G01R7/04—Instruments capable of converting two or more currents or voltages into a single mechanical displacement for forming a quotient
- G01R7/06—Instruments capable of converting two or more currents or voltages into a single mechanical displacement for forming a quotient moving-iron type
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、互いに交差して配置さ
れた一対の交差コイルを有し、各交差コイルが発生する
電磁力の合成値に応じた振れ角にて指針を回動させる交
差コイル型アナログ指示計器に関する。
れた一対の交差コイルを有し、各交差コイルが発生する
電磁力の合成値に応じた振れ角にて指針を回動させる交
差コイル型アナログ指示計器に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の装置として、本願出願人は、先
に特開平２ー２２２８４０号公報、特開平４ー３５０５
７０号公報に示す、交差コイル型アナログ指針計器のた
めの駆動装置を出願した。このものは、車速センサから
の車速信号を電圧信号に変換し、この電圧信号を基に図
３（Ａ）（Ｂ）に示す鋸歯状波電流を作成し、この鋸歯
状波電流からＩ−Ｖ変換器にて図４（Ａ）（Ｂ）に示す
三角波電圧を発生させるようにし、この三角波電圧の傾
きを第１、第２の関数発生器により変化させて関数電圧
を作成し、この関数電圧を基に疑似ＳＩＮ波形、疑似Ｃ
ＯＳ波形の電流を交差コイルに供給して指針表示させる
ようにしたものである。
に特開平２ー２２２８４０号公報、特開平４ー３５０５
７０号公報に示す、交差コイル型アナログ指針計器のた
めの駆動装置を出願した。このものは、車速センサから
の車速信号を電圧信号に変換し、この電圧信号を基に図
３（Ａ）（Ｂ）に示す鋸歯状波電流を作成し、この鋸歯
状波電流からＩ−Ｖ変換器にて図４（Ａ）（Ｂ）に示す
三角波電圧を発生させるようにし、この三角波電圧の傾
きを第１、第２の関数発生器により変化させて関数電圧
を作成し、この関数電圧を基に疑似ＳＩＮ波形、疑似Ｃ
ＯＳ波形の電流を交差コイルに供給して指針表示させる
ようにしたものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従って、上記装置にお
いては、三角波電圧からその傾きを変化させた関数電圧
を作成する場合、これから連続性を持たせた疑似ＳＩＮ
波形、疑似ＣＯＳ波形の電流を得るようにするために
は、図４（Ａ）でのＶＤ＝１Ｖ、図４（Ｂ）のＶＤ＝
０．５，１．５Ｖのところでの電圧波形がゼロ点でクロ
スするようにする必要がある。
いては、三角波電圧からその傾きを変化させた関数電圧
を作成する場合、これから連続性を持たせた疑似ＳＩＮ
波形、疑似ＣＯＳ波形の電流を得るようにするために
は、図４（Ａ）でのＶＤ＝１Ｖ、図４（Ｂ）のＶＤ＝
０．５，１．５Ｖのところでの電圧波形がゼロ点でクロ
スするようにする必要がある。
【０００４】しかしながら、上記従来の駆動装置におい
ては、その部分での電圧波形がゼロ点でクロスしないこ
とがあり、このことにより、直線的に連続する疑似ＳＩ
Ｎ波形、疑似ＣＯＳ波形の電流が得られず、その部分で
指針飛びあるいは指針停滞といった現象が生じるといっ
た問題がある。本発明は上記問題に鑑みたもので、上記
指針飛びあるいは指針停滞といった現象をなくすように
することを目的とする。
ては、その部分での電圧波形がゼロ点でクロスしないこ
とがあり、このことにより、直線的に連続する疑似ＳＩ
Ｎ波形、疑似ＣＯＳ波形の電流が得られず、その部分で
指針飛びあるいは指針停滞といった現象が生じるといっ
た問題がある。本発明は上記問題に鑑みたもので、上記
指針飛びあるいは指針停滞といった現象をなくすように
することを目的とする。
【０００５】
【課題を達成するための手段】本発明は上記課題を達成
するため、請求項１に記載の発明においては、互いに交
差して配置され流入電流に応じてそれぞれ電磁力を生じ
る一対の交差コイルと、前記各電磁力の合成値に応じた
振れ角にて回動される指針とを備えた交差コイル型アナ
ログ指示計器であって、前記指針表示するための物理量
を検出する検出手段と、この検出手段にて検出した物理
量に応じ第１、第２のパターンに従って変化する第１、
第２の電流を発生する電流発生手段と、 この電流発生手
段からの第１、第２の電流に対応し電圧変換用の第１、
第２の変換用電流を作成し第１、第２の三角波電圧を発
生する電流電圧変換手段と、 前記第１、第２の変換用電
流を変化させて前記第１、第２の三角波電圧を疑似ＳＩ
Ｎ波、疑似ＣＯＳ波に近づけるように変更する第１、第
２の関数発生手段と、 この第１、第２の関数発生手段に
て変更された電圧を基に、疑似ＳＩＮ波、疑似ＣＯＳ波
の電流を作成して前記一対の交差コイルにそれぞれ供給
する電流供給手段と、 前記第１、第２の変換用電流に対
してバイアス電流を供給し前記第１、第２の関数発生手
段にて変更される電圧をゼロ点でクロスする電圧とする
ゼロクロスポイント補償手段とを備えたことを特徴とし
ている。
するため、請求項１に記載の発明においては、互いに交
差して配置され流入電流に応じてそれぞれ電磁力を生じ
る一対の交差コイルと、前記各電磁力の合成値に応じた
振れ角にて回動される指針とを備えた交差コイル型アナ
ログ指示計器であって、前記指針表示するための物理量
を検出する検出手段と、この検出手段にて検出した物理
量に応じ第１、第２のパターンに従って変化する第１、
第２の電流を発生する電流発生手段と、 この電流発生手
段からの第１、第２の電流に対応し電圧変換用の第１、
第２の変換用電流を作成し第１、第２の三角波電圧を発
生する電流電圧変換手段と、 前記第１、第２の変換用電
流を変化させて前記第１、第２の三角波電圧を疑似ＳＩ
Ｎ波、疑似ＣＯＳ波に近づけるように変更する第１、第
２の関数発生手段と、 この第１、第２の関数発生手段に
て変更された電圧を基に、疑似ＳＩＮ波、疑似ＣＯＳ波
の電流を作成して前記一対の交差コイルにそれぞれ供給
する電流供給手段と、 前記第１、第２の変換用電流に対
してバイアス電流を供給し前記第１、第２の関数発生手
段にて変更される電圧をゼロ点でクロスする電圧とする
ゼロクロスポイント補償手段とを備えたことを特徴とし
ている。
【０００６】
【０００７】
【発明の作用効果】本願発明によれば、検出手段にて検
出した物理量を第１、第２の三角波状信号に変換し、こ
の第１、第２の三角波状信号を基に、疑似ＳＩＮ波、疑
似ＣＯＳ波の電流を作成する。この疑似ＳＩＮ波、疑似
ＣＯＳ波の電流は、互いに交差して配置された一対の交
差コイルに供給され、この各交差コイルが発生する電磁
力の合成値に応じた振れ角にて指針を回動させる。
出した物理量を第１、第２の三角波状信号に変換し、こ
の第１、第２の三角波状信号を基に、疑似ＳＩＮ波、疑
似ＣＯＳ波の電流を作成する。この疑似ＳＩＮ波、疑似
ＣＯＳ波の電流は、互いに交差して配置された一対の交
差コイルに供給され、この各交差コイルが発生する電磁
力の合成値に応じた振れ角にて指針を回動させる。
【０００８】ここで、ゼロクロスポイント補償手段によ
り上記第１、第２の三角波状信号をゼロ点でクロスさせ
ようにしている。従って、そのゼロ点でクロスする信号
波形となる第１、第２の三角波状信号を基に作成される
疑似ＳＩＮ波形、疑似ＣＯＳ波形の電流は、直線的に連
続するものとなり、指針表示において指針飛びあるいは
指針停滞といった現象が生じないという効果を奏する。
り上記第１、第２の三角波状信号をゼロ点でクロスさせ
ようにしている。従って、そのゼロ点でクロスする信号
波形となる第１、第２の三角波状信号を基に作成される
疑似ＳＩＮ波形、疑似ＣＯＳ波形の電流は、直線的に連
続するものとなり、指針表示において指針飛びあるいは
指針停滞といった現象が生じないという効果を奏する。
【０００９】
【実施例】以下、本発明を図に示す実施例について説明
する。図１は図２に示す車両用交差コイル型アナログ指
示計器１０のための駆動装置である。アナログ指示計器
１０は、互いに略同心的に交差して配置された一対の交
差コイル１１、１２および両交差コイル内に支持された
永久磁石からなる円板１３を有している。交差コイル１
１、１２は電流の供給を受けて電磁力を発生する。そし
て、円板１３が発生する所定磁力のもとに交差コイル１
１、１２が発生する電磁力のベクトル和に応じて円板１
３が回動し、円板１３に軸支された指針１４を回動させ
る。また、帰零（電源オフ時、指針１４が０を示すこ
と）のためにヘアスプリング１４ａが設けられている。
する。図１は図２に示す車両用交差コイル型アナログ指
示計器１０のための駆動装置である。アナログ指示計器
１０は、互いに略同心的に交差して配置された一対の交
差コイル１１、１２および両交差コイル内に支持された
永久磁石からなる円板１３を有している。交差コイル１
１、１２は電流の供給を受けて電磁力を発生する。そし
て、円板１３が発生する所定磁力のもとに交差コイル１
１、１２が発生する電磁力のベクトル和に応じて円板１
３が回動し、円板１３に軸支された指針１４を回動させ
る。また、帰零（電源オフ時、指針１４が０を示すこ
と）のためにヘアスプリング１４ａが設けられている。
【００１０】図１に示す駆動装置は、本願出願人が先に
出願し出願公開された特開平４─３５０５７０号公報
（以下先願技術という）の図１に記載のものと対応する
ものである。その詳細についてはその公開公報に詳述さ
れているので、ここではその概要について説明する。図
１に示す駆動装置は、図示しないイグニッションスイッ
チを介し車載バッテリからの電源供給を受けて定電圧Ｖ
Ｃ１、ＶＣ２、ＶＣ３を発生し、各部回路が作動状態と
なる。
出願し出願公開された特開平４─３５０５７０号公報
（以下先願技術という）の図１に記載のものと対応する
ものである。その詳細についてはその公開公報に詳述さ
れているので、ここではその概要について説明する。図
１に示す駆動装置は、図示しないイグニッションスイッ
チを介し車載バッテリからの電源供給を受けて定電圧Ｖ
Ｃ１、ＶＣ２、ＶＣ３を発生し、各部回路が作動状態と
なる。
【００１１】そして、車速センサ３０からの車速パルス
を波形整形器４０ａ、４０ｂにて波形整形し、Ｆ−Ｖ変
換器５０にて車速パルスの周波数に応じた電圧ＶＤを出
力する。このＦ−Ｖ変換器５０からの出力電圧ＶＤを基
に、基準電圧発生器６０、比較回路７０、鋸歯状波発生
器８０、９０にて図３（Ａ）（Ｂ）に示す鋸歯状波電流
Ｉ１、Ｉ２を発生する。この鋸歯状波電流Ｉ１、Ｉ２は
Ｉ−Ｖ変換器１００、１１０にて三角波状電圧に変換さ
れる。このＩ−Ｖ変換器１００、１１０にて変換される
三角波電圧は、関数発生回路Ａにて波形が変形され、関
数電圧として駆動回路１７０、１８０に出力される。そ
して、その関数電圧に基づく交差コイル１１、１２への
供給電流を、疑似ＳＩＮ波形、疑似ＣＯＳ波形のものと
するために、出力方向切換器１６０にて交差コイル１
１、１２への電流供給方向を切換設定するようにしてい
る。
を波形整形器４０ａ、４０ｂにて波形整形し、Ｆ−Ｖ変
換器５０にて車速パルスの周波数に応じた電圧ＶＤを出
力する。このＦ−Ｖ変換器５０からの出力電圧ＶＤを基
に、基準電圧発生器６０、比較回路７０、鋸歯状波発生
器８０、９０にて図３（Ａ）（Ｂ）に示す鋸歯状波電流
Ｉ１、Ｉ２を発生する。この鋸歯状波電流Ｉ１、Ｉ２は
Ｉ−Ｖ変換器１００、１１０にて三角波状電圧に変換さ
れる。このＩ−Ｖ変換器１００、１１０にて変換される
三角波電圧は、関数発生回路Ａにて波形が変形され、関
数電圧として駆動回路１７０、１８０に出力される。そ
して、その関数電圧に基づく交差コイル１１、１２への
供給電流を、疑似ＳＩＮ波形、疑似ＣＯＳ波形のものと
するために、出力方向切換器１６０にて交差コイル１
１、１２への電流供給方向を切換設定するようにしてい
る。
【００１２】ここで、先願技術と本願発明にかかる実施
例とが異なるところは、先願技術においては関数発生器
１２０〜１５０により三角波状電圧を２ポイントにて折
り曲げた関数電圧を発生するようにしていたのに対し、
本願実施例においては関数発生器１９０、２００を新た
に追加し、折り曲げポイントを３点にするようにした点
である。
例とが異なるところは、先願技術においては関数発生器
１２０〜１５０により三角波状電圧を２ポイントにて折
り曲げた関数電圧を発生するようにしていたのに対し、
本願実施例においては関数発生器１９０、２００を新た
に追加し、折り曲げポイントを３点にするようにした点
である。
【００１３】すなわち、関数発生回路Ａを設けない場合
には、Ｉ−Ｖ変換器１００、１１０にて変換される三角
波状電圧は図４（Ａ）（Ｂ）のようになるのに対し、関
数発生器１９０、２００でまず図４（Ｃ）（Ｄ）に示す
ように波形の傾きをＶ９０ーＸｄ、ＶＸｄでそれぞれ変
化させるようにする。さらに、関数発生器１２０、１３
０で図４（Ｅ）（Ｆ）に示すように波形の傾きをＶ９０
ーＸｂ、ＶＸｂでそれぞれ変化させるようにし、さらに
関数発生器１４０、１５０で図４（Ｇ）（Ｈ）に示すよ
うに波形の傾きをＶ９０ーＸｃ、ＶＸｃでそれぞれ変化
させるようにする。従って、図４（Ｇ）（Ｈ）に示すよ
うにＦ−Ｖ変換器５０からの出力電圧ＶＤに応じ、３点
で折れ曲がった関数電圧となる。
には、Ｉ−Ｖ変換器１００、１１０にて変換される三角
波状電圧は図４（Ａ）（Ｂ）のようになるのに対し、関
数発生器１９０、２００でまず図４（Ｃ）（Ｄ）に示す
ように波形の傾きをＶ９０ーＸｄ、ＶＸｄでそれぞれ変
化させるようにする。さらに、関数発生器１２０、１３
０で図４（Ｅ）（Ｆ）に示すように波形の傾きをＶ９０
ーＸｂ、ＶＸｂでそれぞれ変化させるようにし、さらに
関数発生器１４０、１５０で図４（Ｇ）（Ｈ）に示すよ
うに波形の傾きをＶ９０ーＸｃ、ＶＸｃでそれぞれ変化
させるようにする。従って、図４（Ｇ）（Ｈ）に示すよ
うにＦ−Ｖ変換器５０からの出力電圧ＶＤに応じ、３点
で折れ曲がった関数電圧となる。
【００１４】なお、この図１、４において、Ｉ−Ｖ変換
器１００、１１０からの出力電圧、関数発生器１２０〜
１５０、１９０、２００の各出力電圧に対し、Ｖ１、Ｖ
２、Ｖｘ１、Ｖｘ２…のようにそれぞれ異なる記号を付
しているが、これは各関数発生器の作動に応じて電圧が
変わるために示したものであり、実際には図５に示すよ
うにＩ−Ｖ変換器１００、１１０内に流れる電圧変換用
の電流を各関数発生器の作動により変化させ、その結果
として出力電圧を変化させる構成を採っているため、図
５に示すようにＩ−Ｖ変換器１００、１１０からの出力
ラインＬＩ、Ｌ２はそれぞれ１本であり各関数発生器の
出力電圧は同一のものである。
器１００、１１０からの出力電圧、関数発生器１２０〜
１５０、１９０、２００の各出力電圧に対し、Ｖ１、Ｖ
２、Ｖｘ１、Ｖｘ２…のようにそれぞれ異なる記号を付
しているが、これは各関数発生器の作動に応じて電圧が
変わるために示したものであり、実際には図５に示すよ
うにＩ−Ｖ変換器１００、１１０内に流れる電圧変換用
の電流を各関数発生器の作動により変化させ、その結果
として出力電圧を変化させる構成を採っているため、図
５に示すようにＩ−Ｖ変換器１００、１１０からの出力
ラインＬＩ、Ｌ２はそれぞれ１本であり各関数発生器の
出力電圧は同一のものである。
【００１５】図５に、Ｉ−Ｖ変換器１００、１１０、関
数発生器１２０〜１５０、１９０、２００の詳細回路図
を示す。この図において、Ｉ−Ｖ変換器１００、１１
０、関数発生器１２０〜１５０の回路構成は先願技術の
ものと同一であるが、折り曲げポイントを先願技術のも
のから変更すべく関数発生器１２０〜１５０の抵抗値を
変えている。
数発生器１２０〜１５０、１９０、２００の詳細回路図
を示す。この図において、Ｉ−Ｖ変換器１００、１１
０、関数発生器１２０〜１５０の回路構成は先願技術の
ものと同一であるが、折り曲げポイントを先願技術のも
のから変更すべく関数発生器１２０〜１５０の抵抗値を
変えている。
【００１６】今回新たに追加した関数発生器１９０は、
抵抗１９１、１９１ａ、１９２、１９２ａ、１９２ｂ、
トランジスタ１９３〜１９７、定電流源１９８、１９９
から構成されている。トランジタ１９３、１９４、１９
６、１９７のベースーエミッタ間電圧をＶBE193 ，Ｖ
BE194 ，ＶBE196 ，ＶBE197 とすると、ＶBE193 ＝Ｖ
BE197 、ＶBE194 ＝ＶBE196 であるため、抵抗１９１、
１９１ａで分割された電圧とＩ−Ｖ変換器１００からの
出力ラインＬ１上の電圧Ｖ１とが比較され、その差電圧
を抵抗１９２ａで割った値の電流がトランジタ１９５に
流れる。トランジスタ１９５と１９５ａとはカレントミ
ラー構成となっているため、トランジタ１９５に流れる
電流と同一の電流がトランジスタ１９５ａに流れる。従
って、出力ラインＬ１から電流が引き抜かれ、Ｉ−Ｖ変
換器１００における抵抗１０１に流れる電流が減少す
る。関数発生器１９０は、Ｆ−Ｖ変換器５０からの出力
電圧ＶＤがＶ９０ーＸｄ以上になったときに上記作動を
行うように設定されており、図４（Ｃ）に示すように出
力ラインＬ１上の電圧の傾きを変化させる。
抵抗１９１、１９１ａ、１９２、１９２ａ、１９２ｂ、
トランジスタ１９３〜１９７、定電流源１９８、１９９
から構成されている。トランジタ１９３、１９４、１９
６、１９７のベースーエミッタ間電圧をＶBE193 ，Ｖ
BE194 ，ＶBE196 ，ＶBE197 とすると、ＶBE193 ＝Ｖ
BE197 、ＶBE194 ＝ＶBE196 であるため、抵抗１９１、
１９１ａで分割された電圧とＩ−Ｖ変換器１００からの
出力ラインＬ１上の電圧Ｖ１とが比較され、その差電圧
を抵抗１９２ａで割った値の電流がトランジタ１９５に
流れる。トランジスタ１９５と１９５ａとはカレントミ
ラー構成となっているため、トランジタ１９５に流れる
電流と同一の電流がトランジスタ１９５ａに流れる。従
って、出力ラインＬ１から電流が引き抜かれ、Ｉ−Ｖ変
換器１００における抵抗１０１に流れる電流が減少す
る。関数発生器１９０は、Ｆ−Ｖ変換器５０からの出力
電圧ＶＤがＶ９０ーＸｄ以上になったときに上記作動を
行うように設定されており、図４（Ｃ）に示すように出
力ラインＬ１上の電圧の傾きを変化させる。
【００１７】なお、本実施例のように折り曲げポイント
を３点にした場合には、最初の折り曲げポイントに対し
比較的低いＶＤ電圧で折り曲げる必要があるが、その際
先願技術の関数発生器１２０のようにＮＰＮトランジス
タ構成にすると０．７Ｖ以上の範囲でしか折り曲げポイ
ントを設定することができないため、このものを用いて
の３ポイントの折り曲げが困難であったが、上記関数発
生器１９０のようにＰＮＰトランジスタ構成とすること
により接地レベル付近から折り曲げポイントを設定する
ことが可能になり、３ポイントの折り曲げが可能になっ
た。
を３点にした場合には、最初の折り曲げポイントに対し
比較的低いＶＤ電圧で折り曲げる必要があるが、その際
先願技術の関数発生器１２０のようにＮＰＮトランジス
タ構成にすると０．７Ｖ以上の範囲でしか折り曲げポイ
ントを設定することができないため、このものを用いて
の３ポイントの折り曲げが困難であったが、上記関数発
生器１９０のようにＰＮＰトランジスタ構成とすること
により接地レベル付近から折り曲げポイントを設定する
ことが可能になり、３ポイントの折り曲げが可能になっ
た。
【００１８】この関数発生器１９０に続いて、第２の折
り曲げポイントを作成する関数発生器１２０は、先願技
術にて詳述されているように、抵抗１２５に流れる電流
が数１のようになり、出力ラインＬ１上の電圧の傾き
を、ＶＤ≧Ｖ９０ーＸｄで、図４（Ｅ）に示すように変
化させる。
り曲げポイントを作成する関数発生器１２０は、先願技
術にて詳述されているように、抵抗１２５に流れる電流
が数１のようになり、出力ラインＬ１上の電圧の傾き
を、ＶＤ≧Ｖ９０ーＸｄで、図４（Ｅ）に示すように変
化させる。
【００１９】
【数１】ｉ１＝（１／Ｒ１２５）・（Ｖ１−ＶBE1 −Ｖ
Ａ＋ＶBE2 ） ここで、Ｒ１２５は抵抗１２５の抵抗値、ＶBE1 、Ｖ
BE2 はそれぞれトランジスタ１２３、１２４のベースー
エミッタ間電圧、ＶＡは抵抗１２１、１２２の分圧電圧
である。
Ａ＋ＶBE2 ） ここで、Ｒ１２５は抵抗１２５の抵抗値、ＶBE1 、Ｖ
BE2 はそれぞれトランジスタ１２３、１２４のベースー
エミッタ間電圧、ＶＡは抵抗１２１、１２２の分圧電圧
である。
【００２０】さらに、関数発生器１４０においても先願
技術において詳述されているように、抵抗１４３を通り
抵抗１４５に流れる電流が数２のようになり、出力ライ
ンＬ１上の電圧の傾きを、ＶＤ≧Ｖ９０ーＸｃで、図４
（Ｇ）に示すように変化させる。
技術において詳述されているように、抵抗１４３を通り
抵抗１４５に流れる電流が数２のようになり、出力ライ
ンＬ１上の電圧の傾きを、ＶＤ≧Ｖ９０ーＸｃで、図４
（Ｇ）に示すように変化させる。
【００２１】
【数２】ｉ２＝｛（ＶＢ−ＶBE4 ）／Ｒ１４５｝−ＩS
・ｅｘｐ（ｑ・ＶBE4 ／ＫＴ） ここで、ＶＢは抵抗１４１、１４２の分圧電圧、ＶBE4
はトランジスタ１４４のベースーエミッタ間電圧であ
る。従って、上記のように関数発生器１９０、１２０、
１４０でそれぞれ出力ラインＬ１上の電流を異なる動作
点で作引き抜くようにすることにより、出力ラインＬ１
上の電圧は、Ｆ−Ｖ変換器５０からの出力電圧ＶＤに対
し、図４（Ｇ）のような形の電圧波形となる。
・ｅｘｐ（ｑ・ＶBE4 ／ＫＴ） ここで、ＶＢは抵抗１４１、１４２の分圧電圧、ＶBE4
はトランジスタ１４４のベースーエミッタ間電圧であ
る。従って、上記のように関数発生器１９０、１２０、
１４０でそれぞれ出力ラインＬ１上の電流を異なる動作
点で作引き抜くようにすることにより、出力ラインＬ１
上の電圧は、Ｆ−Ｖ変換器５０からの出力電圧ＶＤに対
し、図４（Ｇ）のような形の電圧波形となる。
【００２２】同様に、関数発生器２００、１３０、１５
０の作動により出力ラインＬ２上の電圧を、それぞれ図
４（Ｄ）（Ｆ）（Ｈ）のような波形に変換する。そし
て、上記のような出力ラインＬ１、Ｌ２上の電圧により
駆動回路１７０、１８０は交差コイル１１、１２の両端
に疑似ＳＩＮ波形、疑似ＣＯＳ波形の電流を発生させ
る。
０の作動により出力ラインＬ２上の電圧を、それぞれ図
４（Ｄ）（Ｆ）（Ｈ）のような波形に変換する。そし
て、上記のような出力ラインＬ１、Ｌ２上の電圧により
駆動回路１７０、１８０は交差コイル１１、１２の両端
に疑似ＳＩＮ波形、疑似ＣＯＳ波形の電流を発生させ
る。
【００２３】図６に本実施例により交差コイル１１、１
２の両端に発生する疑似ＳＩＮ波形、疑似ＣＯＳ波形、
およびその両者による合成ベクトルを示す。また、図７
に先願技術の折り曲げ２ポイントによる同様の波形を示
す。図６、図７から分かるように折り曲げポイントを２
点から３点に増やすことで、合成ベクトルの変動を小さ
くし、指針１４のリニアリティを向上させることができ
る。
２の両端に発生する疑似ＳＩＮ波形、疑似ＣＯＳ波形、
およびその両者による合成ベクトルを示す。また、図７
に先願技術の折り曲げ２ポイントによる同様の波形を示
す。図６、図７から分かるように折り曲げポイントを２
点から３点に増やすことで、合成ベクトルの変動を小さ
くし、指針１４のリニアリティを向上させることができ
る。
【００２４】すなわち、図２に示すように帰零のために
ヘアスプリング１４ａを追加すると、このヘアスプリン
グ１４ａでのトルクが発生する。指針１４は、交差コイ
ル１１、１２より発生する合成磁界および永久磁石１３
の磁界により発生する回路ベクトルとヘアスプリング１
４ａでのトルク（回路ベクトルと直行するベクトルで一
定の大きさ）とにより位置決めされる。従って、合成ベ
クトルの変動が大きいと指針１４もそれにより変動する
が、上記のように合成ベクトルの変動を小さくすること
により、指針１４の変動を小さくし、指針１４のリニア
リティを向上させることができる。
ヘアスプリング１４ａを追加すると、このヘアスプリン
グ１４ａでのトルクが発生する。指針１４は、交差コイ
ル１１、１２より発生する合成磁界および永久磁石１３
の磁界により発生する回路ベクトルとヘアスプリング１
４ａでのトルク（回路ベクトルと直行するベクトルで一
定の大きさ）とにより位置決めされる。従って、合成ベ
クトルの変動が大きいと指針１４もそれにより変動する
が、上記のように合成ベクトルの変動を小さくすること
により、指針１４の変動を小さくし、指針１４のリニア
リティを向上させることができる。
【００２５】また、図４（Ｇ）（Ｈ）に示す電圧波形か
ら図６に示す疑似ＳＩＮ波形、疑似ＣＯＳ波形を形成す
るようにしているが、このような疑似ＳＩＮ波形、疑似
ＣＯＳ波形を得るためには、図４（Ｇ）におけるＶＤ＝
１Ｖ（出力角度＝１８０°）および図４（Ｈ）における
０．５Ｖ（出力角度＝９０°）および１．５Ｖ（出力角
度＝１８０°）において、０点でクロスした電圧波形と
する必要がある。
ら図６に示す疑似ＳＩＮ波形、疑似ＣＯＳ波形を形成す
るようにしているが、このような疑似ＳＩＮ波形、疑似
ＣＯＳ波形を得るためには、図４（Ｇ）におけるＶＤ＝
１Ｖ（出力角度＝１８０°）および図４（Ｈ）における
０．５Ｖ（出力角度＝９０°）および１．５Ｖ（出力角
度＝１８０°）において、０点でクロスした電圧波形と
する必要がある。
【００２６】しかしながら、そのような波形とするため
には、図５のＩ−Ｖ変換回路１００における抵抗１０
１、Ｉ−Ｖ変換回路１１０における抵抗１１１に流れる
電流が入力電流Ｉ１と等しくならなければならない。し
かし、Ｉ−Ｖ変換回路１００、１１０の回路構成上その
入力電流Ｉ１、Ｉ２と抵抗１０１、１１１に流れる電流
が同じにならず、その結果、出力ラインＬ１、Ｌ２上の
電圧波形が、図８に示す理想波形のように０点でクロス
した波形とならず、このものを基に作成される疑似ＳＩ
Ｎ波形、疑似ＣＯＳ波形が理想直線からずれたものとな
るという問題が発生する。
には、図５のＩ−Ｖ変換回路１００における抵抗１０
１、Ｉ−Ｖ変換回路１１０における抵抗１１１に流れる
電流が入力電流Ｉ１と等しくならなければならない。し
かし、Ｉ−Ｖ変換回路１００、１１０の回路構成上その
入力電流Ｉ１、Ｉ２と抵抗１０１、１１１に流れる電流
が同じにならず、その結果、出力ラインＬ１、Ｌ２上の
電圧波形が、図８に示す理想波形のように０点でクロス
した波形とならず、このものを基に作成される疑似ＳＩ
Ｎ波形、疑似ＣＯＳ波形が理想直線からずれたものとな
るという問題が発生する。
【００２７】そこで、本実施例においては、関数発生器
１９０において、定電流源１９９とトランジスタ１９７
とでゼロクロスポイント補償回路（あるいはバイアス電
流キャンセル回路）を構成し、出力ラインＬ１上の電圧
波形が０点でクロスする波形とするようにしている。な
お、上記したように入力電流Ｉ１と抵抗１０１、１１１
に流れる電流とが等しくならない原因としては、Ｉ−Ｖ
変換回路１００においてカレントミラーを構成するトラ
ンジタ１０２、１０３のうちトランジタ１０２のコレク
タにはトランジスタ１０２、１０３のベース電流が流
れ、これによりトランジスタ１０２、１０３のコレクタ
電流がアンバランスになっていることが一例として上げ
られる。その他このＩ−Ｖ変換回路１００における各種
のトランジスタ構成によっても何らかの理由で上記電流
の相違が生じる。
１９０において、定電流源１９９とトランジスタ１９７
とでゼロクロスポイント補償回路（あるいはバイアス電
流キャンセル回路）を構成し、出力ラインＬ１上の電圧
波形が０点でクロスする波形とするようにしている。な
お、上記したように入力電流Ｉ１と抵抗１０１、１１１
に流れる電流とが等しくならない原因としては、Ｉ−Ｖ
変換回路１００においてカレントミラーを構成するトラ
ンジタ１０２、１０３のうちトランジタ１０２のコレク
タにはトランジスタ１０２、１０３のベース電流が流
れ、これによりトランジスタ１０２、１０３のコレクタ
電流がアンバランスになっていることが一例として上げ
られる。その他このＩ−Ｖ変換回路１００における各種
のトランジスタ構成によっても何らかの理由で上記電流
の相違が生じる。
【００２８】そこで、定電流源１９９とトランジスタ１
９７により出力ラインＬ１上にバイアス電流ＩＢを流す
ようにし、このバイアス電流ＩＢを最適化して上記電流
のアンバランスを補償するようにしている。すなわち、
定電流源１９９からの定電流をトランジタ１９７の１／
ｈFE倍した電流を上記バイアス電流ＩＢとし、このバイ
アス電流ＩＢを出力ラインＬ１に流すことにより、図８
に示す電圧波形を持ち上げその波形が０点でクロスする
ようにしている。
９７により出力ラインＬ１上にバイアス電流ＩＢを流す
ようにし、このバイアス電流ＩＢを最適化して上記電流
のアンバランスを補償するようにしている。すなわち、
定電流源１９９からの定電流をトランジタ１９７の１／
ｈFE倍した電流を上記バイアス電流ＩＢとし、このバイ
アス電流ＩＢを出力ラインＬ１に流すことにより、図８
に示す電圧波形を持ち上げその波形が０点でクロスする
ようにしている。
【００２９】同様に、関数発生器２００においても、定
電流源２０９とトランジスタ２０７とでゼロクロスポイ
ント補償回路を構成し、出力ラインＬ１の電圧波形を０
点でクロスさせるようにしている。このことをＣＯＳコ
イル出力波形の２７０°のポイントを例にとり、バイア
ス電流ＩＢの大きさを変化させた場合のシュミレーショ
ン結果について、図９に従い説明する。この図９におい
て、Ｘ方向は出力角度、Ｙ方向は交差コイル１２の両端
の電位差を示している。図９の（Ｂ）〜（Ｄ）は（Ａ）
の２７０°付近の拡大図である。
電流源２０９とトランジスタ２０７とでゼロクロスポイ
ント補償回路を構成し、出力ラインＬ１の電圧波形を０
点でクロスさせるようにしている。このことをＣＯＳコ
イル出力波形の２７０°のポイントを例にとり、バイア
ス電流ＩＢの大きさを変化させた場合のシュミレーショ
ン結果について、図９に従い説明する。この図９におい
て、Ｘ方向は出力角度、Ｙ方向は交差コイル１２の両端
の電位差を示している。図９の（Ｂ）〜（Ｄ）は（Ａ）
の２７０°付近の拡大図である。
【００３０】図９（Ｂ）はバイアス電流ＩＢを最適な値
にした場合の波形である。２７０°の前後ΔＡｎｇｌｅ
の間で誤差が生じているが他の領域は誤差が小さく、Ｃ
ＯＳコイル出力波形は０点でクロスする波形となり理想
直線と一致する。図９（Ｃ）はバイアス電流ＩＢを最適
な値より大きくした場合の波形である。２７０°ポイン
トで急激に波形が変化するのでアナログ指示計器１０に
おいて指針飛びの要因となる。しかもΔＡｎｇｌｅの
間、他の領域で理想直線との誤差が大きい。
にした場合の波形である。２７０°の前後ΔＡｎｇｌｅ
の間で誤差が生じているが他の領域は誤差が小さく、Ｃ
ＯＳコイル出力波形は０点でクロスする波形となり理想
直線と一致する。図９（Ｃ）はバイアス電流ＩＢを最適
な値より大きくした場合の波形である。２７０°ポイン
トで急激に波形が変化するのでアナログ指示計器１０に
おいて指針飛びの要因となる。しかもΔＡｎｇｌｅの
間、他の領域で理想直線との誤差が大きい。
【００３１】図９（Ｄ）はバイアス電流ＩＢを０とした
場合、すなわち本実施例におけるゼロクロスポイント補
償回路を用いなかった場合の波形である。２７０°の前
後のΔＡｎｇｌｅの間で誤差がマイナスからプラスに変
化している。この場合、ゆるやかな誤差なので指針飛び
にはならないが指針が停滞した状態になる。従って、図
９（Ｂ）のようにバイアス電流ＩＢを最適な値に設定す
ることにより、指針飛びあるいは指針停滞のない、指針
駆動を行うことができる。
場合、すなわち本実施例におけるゼロクロスポイント補
償回路を用いなかった場合の波形である。２７０°の前
後のΔＡｎｇｌｅの間で誤差がマイナスからプラスに変
化している。この場合、ゆるやかな誤差なので指針飛び
にはならないが指針が停滞した状態になる。従って、図
９（Ｂ）のようにバイアス電流ＩＢを最適な値に設定す
ることにより、指針飛びあるいは指針停滞のない、指針
駆動を行うことができる。
【００３２】なお、出力ラインＬ１に供給するバイアス
電流ＩＢとしては、定電流源１９９およびトランジタ１
９７を用いなくても、定電圧ＶＣ２から抵抗１９２、ト
ランジスタ１９６を介したバイアス電流にて行うことも
可能であるが、その場合には抵抗１９２を流れる電流の
１／ｈFE倍した電流がバイアス電流ＩＢとなるため、最
適なバイアス電流に設定することが難しい。そこで、上
記実施例に示したように、定電流源１９９とトランジタ
１９７を用い、定電流源１９９の電流値を設定すること
により所望のバイアス電流を得るようにしている。この
場合、抵抗１９２に流れる電流によるバイアス電流成分
も含まれるが、トランジスタ１９６と１９７の２段構成
によりその電流成分は抵抗１９２を流れる電流の（１／
ｈFE）2となり、その電流の影響を小さくすることがで
きるため、定電流源１９９による最適なバイアス電流の
設定が可能になる。
電流ＩＢとしては、定電流源１９９およびトランジタ１
９７を用いなくても、定電圧ＶＣ２から抵抗１９２、ト
ランジスタ１９６を介したバイアス電流にて行うことも
可能であるが、その場合には抵抗１９２を流れる電流の
１／ｈFE倍した電流がバイアス電流ＩＢとなるため、最
適なバイアス電流に設定することが難しい。そこで、上
記実施例に示したように、定電流源１９９とトランジタ
１９７を用い、定電流源１９９の電流値を設定すること
により所望のバイアス電流を得るようにしている。この
場合、抵抗１９２に流れる電流によるバイアス電流成分
も含まれるが、トランジスタ１９６と１９７の２段構成
によりその電流成分は抵抗１９２を流れる電流の（１／
ｈFE）2となり、その電流の影響を小さくすることがで
きるため、定電流源１９９による最適なバイアス電流の
設定が可能になる。
【００３３】なお、Ｉ−Ｖ変換回路１００においてカレ
ントミラーを構成するトランジタ１０２、１０３のコレ
クタ電流がアンバランスになっていることが、入力電流
Ｉ１と抵抗１０１に流れる電流が同じになっていない大
きな原因となっているため、図１０に示すようにトラン
ジタ１０２、１０３にさらにベース電流補償用のトラン
ジスタ１０２ａ、１０３ｂを追加し、左右対称の回路構
成とするようにしてもよい。
ントミラーを構成するトランジタ１０２、１０３のコレ
クタ電流がアンバランスになっていることが、入力電流
Ｉ１と抵抗１０１に流れる電流が同じになっていない大
きな原因となっているため、図１０に示すようにトラン
ジタ１０２、１０３にさらにベース電流補償用のトラン
ジスタ１０２ａ、１０３ｂを追加し、左右対称の回路構
成とするようにしてもよい。
【００３４】なお、上記実施例と特許請求の範囲に記載
の構成との関係について説明すると、検出手段は、車速
センサ３０からＦ−Ｖ変換器５０に至るまでの回路部分
が相当し、電流発生手段は、鋸歯状波電流発生回路８
０、９０等の回路部分が相当し、電流電圧変換手段は、
Ｉ−Ｖ変換器１００、１１０が相当し、第１、第２の関
数発生手段は、関数発生器１２０〜１５０、１９０、２
００が相当し、電流供給手段は、出力方向切換器１６
０、駆動回路１７０、１８０の回路部分が相当し、ゼロ
クロスポイント補償手段は、関数発生器１９０、２００
における定電流源１９９、１９９、２０９、トランジス
タ１９７、２０７の部分が相当する。
の構成との関係について説明すると、検出手段は、車速
センサ３０からＦ−Ｖ変換器５０に至るまでの回路部分
が相当し、電流発生手段は、鋸歯状波電流発生回路８
０、９０等の回路部分が相当し、電流電圧変換手段は、
Ｉ−Ｖ変換器１００、１１０が相当し、第１、第２の関
数発生手段は、関数発生器１２０〜１５０、１９０、２
００が相当し、電流供給手段は、出力方向切換器１６
０、駆動回路１７０、１８０の回路部分が相当し、ゼロ
クロスポイント補償手段は、関数発生器１９０、２００
における定電流源１９９、１９９、２０９、トランジス
タ１９７、２０７の部分が相当する。
【００３５】
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】交差コイル型アナログ指示計器の概略構成図で
ある。
ある。
【図３】図１の鋸歯状波電流発生器８０、９０の出力波
形図である。
形図である。
【図４】図１のＩ−Ｖ変換器１００、１１０および関数
発生器１２０〜１５０、１９０、２００により作成され
る電圧波形図である。
発生器１２０〜１５０、１９０、２００により作成され
る電圧波形図である。
【図５】図１のＩ−Ｖ変換器１００、１１０および関数
発生器１２０〜１５０、１９０、２００の詳細回路図で
ある。
発生器１２０〜１５０、１９０、２００の詳細回路図で
ある。
【図６】本実施例おいて作成される疑似ＳＩＮ波形、疑
似ＣＯＳ波形、およびその両者による合成ベクトルを示
す特性図である。
似ＣＯＳ波形、およびその両者による合成ベクトルを示
す特性図である。
【図７】先願技術において作成される疑似ＳＩＮ波形、
疑似ＣＯＳ波形、およびその両者による合成ベクトルを
示す特性図である。
疑似ＣＯＳ波形、およびその両者による合成ベクトルを
示す特性図である。
【図８】Ｉ−Ｖ変換器１００および各関数発生器にて作
成される電圧波形がゼロ点でクロスしないことを示す説
明図である。
成される電圧波形がゼロ点でクロスしないことを示す説
明図である。
【図９】バイアス電流の大きさを変化させた場合のＣＯ
Ｓコイル出力波形を示す波形図である。
Ｓコイル出力波形を示す波形図である。
【図１０】Ｉ−Ｖ変換器１００の他の実施例を示す部分
回路図である。
回路図である。
１０ アナログ指示計器 １１、１２ 交差コイル １４ 指針 ３０ 車速センサ １００、１１０ Ｉ−Ｖ変換器 １２０〜１５０、１９０、２００ 関数発生器 １６０ 出力回路切換器 １７９、１８０ 駆動回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−144075（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−350570（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01R 5/16
Claims (1)
- 【請求項１】 互いに交差して配置され流入電流に応じ
てそれぞれ電磁力を生じる一対の交差コイルと、前記各
電磁力の合成値に応じた振れ角にて回動される指針とを
備えた交差コイル型アナログ指示計器であって、 前記指針表示するための物理量を検出する検出手段と、 この検出手段にて検出した物理量に応じ第１、第２のパ
ターンに従って変化する第１、第２の電流を発生する電
流発生手段と、 この電流発生手段からの第１、第２の電流に対応し電圧
変換用の第１、第２の変換用電流を作成し第１、第２の
三角波電圧を発生する電流電圧変換手段と、 前記第１、第２の変換用電流を変化させて前記第１、第
２の三角波電圧を疑似ＳＩＮ波、疑似ＣＯＳ波に近づけ
るように変更する第１、第２の関数発生手段と、 この第１、第２の関数発生手段にて変更された電圧を基
に、疑似ＳＩＮ波、疑似ＣＯＳ波の電流を作成して前記
一対の交差コイルにそれぞれ供給する電流供給手段と、 前記第１、第２の変換用電流に対してバイアス電流を供
給し前記第１、第２の関数発生手段にて変更される電圧
をゼロ点でクロスする電圧とするゼロクロスポイント補
償手段とを備えたことを特徴とする交差コイル型アナロ
グ指示計器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6108187A JP2932938B2 (ja) | 1994-05-23 | 1994-05-23 | 交差コイル型アナログ指示計器 |
| US08/442,340 US5550465A (en) | 1994-05-23 | 1995-05-16 | Driving apparatus for cross-coil type analog indicating instrument |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6108187A JP2932938B2 (ja) | 1994-05-23 | 1994-05-23 | 交差コイル型アナログ指示計器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07318588A JPH07318588A (ja) | 1995-12-08 |
| JP2932938B2 true JP2932938B2 (ja) | 1999-08-09 |
Family
ID=14478217
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6108187A Expired - Fee Related JP2932938B2 (ja) | 1994-05-23 | 1994-05-23 | 交差コイル型アナログ指示計器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5550465A (ja) |
| JP (1) | JP2932938B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6294907B1 (en) | 1998-04-10 | 2001-09-25 | Denso Corporation | Cross-coil type indicating instrument |
| US8013570B2 (en) | 2009-07-23 | 2011-09-06 | Coulomb Technologies, Inc. | Electrical circuit sharing for electric vehicle charging stations |
| US9878629B2 (en) | 2009-12-17 | 2018-01-30 | Chargepoint, Inc. | Method and apparatus for electric vehicle charging station load management in a residence |
| US10150380B2 (en) | 2016-03-23 | 2018-12-11 | Chargepoint, Inc. | Dynamic allocation of power modules for charging electric vehicles |
| EP4137351A1 (en) | 2016-05-25 | 2023-02-22 | Chargepoint, Inc. | Dynamic allocation of power modules for charging electric vehicles |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU614677B2 (en) * | 1988-11-01 | 1991-09-05 | Nippondenso Co. Ltd. | Apparatus for driving air core gauge |
| JP3038994B2 (ja) * | 1991-05-27 | 2000-05-08 | 株式会社デンソー | 交差コイル型アナログ指示計器のための駆動装置 |
-
1994
- 1994-05-23 JP JP6108187A patent/JP2932938B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-05-16 US US08/442,340 patent/US5550465A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07318588A (ja) | 1995-12-08 |
| US5550465A (en) | 1996-08-27 |
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