JPH04335163A - 交差コイル型アナログ指示計器のための駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交差コイル型アナログ
指示計器に係り、特に、当該アナログ指示計器を駆動す
るに適した駆動装置に関する。

【０００２】

【従来技術】従来、この種の駆動装置においては、例え
ば、特開平２−２２２８４０号公報に示されているよう
に、車速に比例する周波数にてパルス信号を順次発生し
、これら各パルス信号を、これら各パルス信号の周波数
に比例するアナログ電圧に、周波数ー電圧変換器により
変換し、このアナログ電圧から形成される疑似サイン波
及び疑似コサイン波の各駆動電圧に応じ交差コイル型ア
ナログ指示計器の一対の交差コイルを駆動し、この駆動
に応じた振れ角にて車速を指針により指示するようにし
たものがある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
構成においては、上述の周波数ー電圧変換器には、前記
各パルス信号を前記アナログ電圧に変換するにあたり、
周波数ー電圧変換に必要なワンショット波形を形成すべ
く、一定電荷充電用コンデンサが採用され、かつ、周波
数ー電圧変換波形を平滑すべく、平滑用コンデンサが採
用されている。然るに、これら各コンデンサは、周波数
ー電圧変換の安定性のため、その各一端にて接地されて
いるのが通常である。しかしながら、電磁波が、周波数
ー電圧変換器内に前記各コンデンサを貫通して侵入する
と、同周波数ー電圧変換器が、侵入電磁波によるノイズ
としての悪影響を受けて誤動作し、精度のよい周波数ー
電圧変換をなし得ず、その結果、上述の疑似サイン波及
び疑似コサイン波の各駆動波形にも誤差を生じて指示精
度の低下を招くという不具合があった。そこで、本発明
は、以上のようなことに対処すべく、交差コイル型アナ
ログ指示計器の駆動装置において、その周波数ー電圧変
換手段への電磁波ノイズの侵入を確実に阻止して、常に
適正な作動を確保しようとするものである。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記課題の解決にあたり
、本発明の構成上の特徴は、互いに略同心的に交差して
配置されてアナログ入力に対応する各流入電流に応じて
それぞれ電磁力を生じる一対の交差コイルと、前記各電
磁力の合成値に応じた振れ角にて前記アナログ入力を指
示する指針とを備えたアナログ指示計器に適用されて、
前記アナログ入力に比例する周波数にてパルス信号を順
次発生するパルス信号発生手段と、前記各パルス信号を
これら各パルス信号の周波数に比例するアナログ電圧に
変換する周波数−電圧変換手段と、前記アナログ電圧に
応じて、前記各交差コイルを、これら各交差コイルに前
記各流入電流をそれぞれ流入させるように、駆動する駆
動手段とを設けるようにした駆動装置において、前記周
波数ー電圧変換手段が、その電気素子に非接地端子にて
接続した接地コンデンサと前記電気素子との間に抵抗を
直列接続するようにしたことにある。

【０００５】

【作用】このように本発明を構成したことにより、前記
パルス信号発生手段が、アナログ入力に比例する周波数
にてパルス信号を順次発生すると、前記周波数−電圧変
換手段が、前記各パルス信号を、これら各パルス信号の
周波数に比例するアナログ電圧に変換し、前記駆動手段
が、前記アナログ電圧に応じて、前記各交差コイルを、
これら各交差コイルに前記各流入電流をそれぞれ流入さ
せるように、駆動し、これら交差コイルが、同各流入電
流に応じてそれぞれ電磁力を生じ、かつ前記指針が、前
記各電磁力の合成値に応じた振れ角にて前記アナログ入
力を指示する。

【０００６】

【発明の効果】かかる場合、上述のように、前記周波数
ー電圧変換手段が、その電気素子に非接地端子にて接続
した接地コンデンサと前記電気素子との間に直列接続し
た抵抗を有するようにしたので、電磁波が電磁波ノイズ
として前記コンデンサを通して前記周波数ー電圧変換手
段内に侵入しようとしても、この電磁波ノイズの侵入が
前記抵抗により適確に抑制されることとなる。従って、
同電磁波ノイズの前記コンデンサを介する前記周波数ー
電圧変換手段内への侵入が確実に遮断される。その結果
、前記周波数ー電圧変換手段や本発明装置内の各回路の
作動を、外乱としての電磁波に影響されることなく、適
正に維持し得て、前記指針の正しい指示を確保できる。

【０００７】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図面により説明す
ると、図２及び図３は、車両用交差コイル型アナログ指
示計器１０のための駆動装置Ｄに本発明が適用された例
を示している。アナログ指示計器１０は、一対の交差コ
イル１１、１２を有しており、これら各交差コイル１１
、１２は互いに十字状に交差するように巻回されている
。交差コイル１１は、その流入電流に応じ、その軸方向
に電磁力をベクトル量として発生し、一方、交差コイル
１２は、その流入電流に応じ、その軸方向（即ち、交差
コイル１１の軸に直交する方向）に電磁力をベクトル量
として発生する。両交差コイル１１、１２内には、永久
磁石からなる円板１３がその軸１３ａにて両交差コイル
１１、１２の各軸に直交するように回動可能に指示され
ており、この円板１３は、その一直径線上における各外
周部分にて、Ｎ極及びＳ極にそれぞれ着磁されて、その
着磁極性により定まる方向に向かう所定磁力をベクトル
量にて発生する。しかして、当該円板１３は、その所定
磁力のもとに両交差コイル１１、１２からの各電磁力の
ベクトル和に応じ図３にて図示時計方向（又は反時計方
向）に回動する。指針１４は、図３に示すごとく、円板
１３の軸１３ａに直交して軸支されており、この指針１
４の振れ角Ｓは円板１３の回動に応じて変わる。

【０００８】駆動装置Ｄは、図２に示すごとく、定電圧
発生器２０を有しており、この定電圧発生器２０は、直
流電源（図示しない）からの直流電圧Ｖｄに基づき各定
電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２及びＶｃ３　を発生する。また、駆
動装置Ｄは、図２に示すごとく、車速センサ３０と、こ
の車速センサ３０に接続した波形整形器４０と、この波
形整形器４０に接続した本発明の要部を構成する周波数
−電圧変換器５０（以下、Ｆ−Ｖ変換器５０という）と
を備えており、車速センサ３０は、当該車両の現実の車
速Ｖを検出し、これに比例する周波数ｆ（Ｈｚ）にて車
速パルスを順次発生する。波形整形器４０は、車速セン
サ３０からの各車速パルスを波形整形し整形パルス（図
７（Ａ）（Ｂ）参照）を順次発生する。

【０００９】Ｆ−Ｖ変換器５０は、図１に示すごとく、
両ＯＲゲート５１、５１、各トランジスタ５２ａ〜５２
ｃ、各抵抗５３、５４、５４、両出力トランジスタ５５
、５５、Ｆ−Ｖ変換のワンショットに必要な一定電荷を
充電するためのコンデンサ５６ａ、両ダイオード５７、
５７、抵抗５８、Ｆ−Ｖ変換出力の平滑用コンデンサ５
９ａ、このコンデンサ５９ａに並列接続した電流−電圧
変換用可変抵抗５９ｂ、及び定電流源Ｉｃ、並びに耐電
磁波ノイズ用各抵抗５６ｂ、５９ｃにより構成されてい
る。かかる場合、抵抗５６ｂは、その一端にて、トラン
ジスタ５２ａのベースに接続されており、この抵抗５６
ｂの他端は、コンデンサ５６ａを通して接地されている
。また、抵抗５９ｃは、その一端にて、抵抗５８を通し
て両直列ダイオード５７に接続されており、この抵抗５
９ｃの他端は、コンデンサ５９ａ及び可変抵抗５９ｂを
通して接地されている。

【００１０】但し、抵抗５６ｂの抵抗値は、コンデンサ
５６ａを通してＦ−Ｖ変換器５０内に侵入するであろう
電磁波ノイズを適正に阻止し得る値に設定されている。 また、抵抗５９ｃの抵抗値は、コンデンサ５９ａを通し
てＦ−Ｖ変換器５０内に侵入するであろう電磁波ノイズ
を適正に阻止し得る値に設定されている。しかして、Ｆ
−Ｖ変換器５０は、波形整形器４０からの各整形パルス
を、その各周波数ｆ（Ｈｚ）に比例するアナログ電圧Ｖ
ｆ（図７（Ｃ）参照）に変換し、このアナログ電圧Ｖｆ
を両抵抗５８、５９ｃの共通出力端子から発生する。か
かる場合、コンデンサ５９ａが可変抵抗５９ｂと共にア
ナログ電圧Ｖｆの平滑化を行う。

【００１１】基準電圧発生器６０は、図４に示すごとく
、互いに直列接続した各抵抗６１〜６７により定電圧Ｖ
ｃ１を分圧しその各共通端子６１ａ〜６６ａから第１〜
第６の基準電圧を発生する。かかる場合、第１〜第６の
基準電圧は、０．５（ｖ）、０．７５（Ｖ）、１（Ｖ）
、１．２５（Ｖ）、１．５（Ｖ）、１．７５（Ｖ）、２
（Ｖ）にそれぞれ相当する。また、指針１４の振れ角Ｓ
の範囲０゜〜３６０°が０（Ｖ）〜２（Ｖ）に対応し、
また、０．５（Ｖ）、１（Ｖ）、１．５（Ｖ）が９０°
、１８０°、２７０°にそれぞれ対応する。比較回路７
０は、複数のコンパレータ７１〜７５を有しており、コ
ンパレータ７１は、Ｆ−Ｖ変換器５０からのアナログ電
圧Ｖｆを基準電圧発生器６０からの第４基準電圧と比較
する。しかして、アナログ電圧Ｖｆが前記第４基準電圧
より高い（又は低い）ときコンパレータ７１はハイレベ
ル（又はローレベル）にて比較信号を発生する。コンパ
レータ７２は、Ｆ−Ｖ変換器５０からのアナログ電圧Ｖ
ｆを基準電圧発生器６０からの第２基準電圧と比較する
。しかして、アナログ電圧Ｖｆが前記第２基準電圧より
高い（又は低い）とき、コンパレータ７２はハイレベル
（又はローレベル）にて比較信号を発生する。

【００１２】残余のコンパレータ７３、７４、７５はヒ
ステリシス特性を有するもので、コンパレータ７３はＦ
−Ｖ変換器５０からのアナログ電圧Ｖｆを基準電圧発生
器６０からの第３基準電圧と比較する。しかして、アナ
ログ電圧Ｖｆが前記第３基準電圧よりも低い（又は高い
）とき、コンパレータ７３がハイレベル（又はローレベ
ル）にて比較信号を発生する。コンパレータ７４はＦ−
Ｖ変換器５０からのアナログ電圧Ｖｆを基準電圧発生器
６０からの第１基準電圧と比較する。しかして、アナロ
グ電圧Ｖｆが前記第１基準電圧より低い（又は高い）と
き、コンパレータ７４がハイレベル（又はローレベル）
にて比較信号を生じる。コンパレータ７５はＦ−Ｖ変換
器５０からのアナログ電圧Ｖｆを基準電圧発生器６０か
らの第５基準電圧と比較する。しかして、アナログ電圧
Ｖｆが前記第５基準電圧より低い（又は高い）とき、コ
ンパレータ７５はハイレベル（又はローレベル）にて比
較信号を生じる。

【００１３】鋸歯状波電流発生器８０は、図４に示すご
とく、一対のアナログスイッチ８１ａ、８１ｂを有して
おり、アナログスイッチ８１ａは、コンパレータ７５か
らのハイレベルの比較信号に応答して導通し、同比較信
号のローレベルへの変化に応答して非導通となる。一方
、アナログスイッチ８１ｂは、コンパレータ７４からの
ハイレベルの比較信号に応答して導通し、同比較信号の
ローレベルへの変化に応答して非導通となる。しかして
、鋸歯状波電流発生器８０は、両アナログスイッチ８１
ａ、８１ｂ、Ｆ−Ｖ変換器５０、基準電圧発生器６０及
び比較回路７０の各作動に応じ鋸歯状波電流Ｉ１（図７
（Ｄ）参照）を発生する。かかる場合、電流発生器８０
は、両アナログスイッチ８１ａ、８１ｂの導通下にて基
準電圧発生器６０から第６及び第３の基準電圧を受けて
電流Ｉ１　をＦ−Ｖ変換器５０からのアナログ電圧Ｖｆ
の上昇に比例してＩ１ｍまで増大させ、アナログスイッ
チ８１ｂの非導通に応答して電流Ｉ１を（−Ｉ１ｍ）ま
で瞬時に減少させ、電流Ｉ１　を（−Ｉ１ｍ）からアナ
ログ電圧Ｖｆの上昇に比例してＩ１ｍ　まで増大させ、
アナログスイッチ８１ａの非導通に応答して電流Ｉ１を
再び（−Ｉ１ｍ　）まで瞬時に減少させ、Ｉ１をＶｆの
上昇に比例してＩ１＝０まで増大させる。

【００１４】鋸歯状波電流発生器９０は、図４に示すご
とく、アナログスイッチ９１を有しており、このアナロ
グスイッチ９１は、コンパレータ７３からのハイレベル
の比較信号に応答して導通し、同比較信号のローレベル
への変化に応答して非導通となる。しかして、電流発生
器９０は、アナログスイッチ９１、基準電圧発生器６０
及びＦ−Ｖ変換器５０の各作動に応じ鋸歯状波電流Ｉ２
　（図７（Ｅ）参照）を発生する。かかる場合、電流発
生器９０は、基準電圧発生器６０から第１基準電圧を受
けるとともにアナログスイッチ９１の導通下にて第５基
準電圧を受けて電流Ｉ１　をＦ−Ｖ変換器５０からのア
ナログ電圧Ｖｆの上昇に比例して（−Ｉ２ｍ）からＩ２
ｍまで増大させ、アナログスイッチ９１の非導通に応答
して電流Ｉ２　を（−Ｉ２ｍ）まで瞬時に減少させ、さ
らに、電圧Ｉ２を（−Ｉ２ｍ）からＩ２ｍ　までアナロ
グ電圧Ｖｆに比例して増大させる。

【００１５】電流−電圧変換器１００（以下、Ｉ−Ｖ変
換器１００という）は、図５に示すごとく、電流発生器
８０から電流Ｉ１を受けて、この電流Ｉ１を三角波状電
圧Ｖ１（図８（Ａ）参照）に変換する。一方、電流−電
圧変換器１１０（以下、Ｉ−Ｖ変換器１１０という）は
、電流発生器９０から電流Ｉ２を受けて、この電流Ｉ２
を三角波状電圧Ｖ２（図８（Ｂ）参照）に変換する。か
かる場合、各電圧Ｖ１、Ｖ２はアナログ電圧Ｖｆの上昇
に応じ三角波状に変化する。関数発生器１２０は、互い
に直列接続した両抵抗１２１、１２２を有しており、こ
れら両抵抗１２１、１２２は定電圧発生器２０からの定
電圧Ｖｃ１　を分圧し分圧電圧として発生する。但し、
この分圧電圧は、振れ角Ｓ＝９０°−Ｘｂ＝４６°に対
応するアナログ電圧Ｖｆ＝Ｖ９０ーｘｂ　に相当する。 しかして、関数発生器１２０は、両抵抗１２１、１２２
からの分圧電圧との関連においてＩ−Ｖ変換器１００か
らの三角波状電圧Ｖ１を変更し関数電圧Ｖｇ１（図８（
Ｃ）にて実線参照）として発生する。

【００１６】かかる場合、Ｖｇ１は、Ｖｆ＝Ｖ９０ーｘ
ｂにて直線的に屈曲し、Ｖｆ＝０．５及び１にてそれぞ
れ線対称となる波形を有する。但し、関数発生器１２０
において、両トランジスタ１２３、１２４の各ベース・
エミッタ電圧をそれぞれＶＢＥ１、ＶＢＥ２とし、抵抗
１２５の抵抗値をＲ１２５　とし、両抵抗１２１、１２
２の分圧電圧をＶＡ　とすれば、トランジスタ１２３を
介し抵抗１２５に流入する電流ｉ１　は次の数１により
特定される。

【数１】 ｉ１＝（１／Ｒ１２５）・（Ｖ１−ＶＢＥ１−ＶＡ＋Ｖ
ＢＥ２）従って、関数電圧Ｖｇ１　の波形上の屈曲程度
は、この数１により特定されることになる。

【００１７】関数発生器１３０は、図５に示すごとく、
互いに直列接続した両抵抗１３１、１３２を有しており
、これら両抵抗１３１、１３２は定電圧発生器２０から
の定電圧Ｖｃ１　を分圧し分圧電圧として発生する。但
し、この分圧電圧は、Ｓ＝Ｘｂ＝４４°に対応するアナ
ログ電圧Ｖｆ＝Ｖｘｂに相当する。しかして、関数発生
器１３０は、両抵抗１３１、１３２からの分圧電圧との
関連においてＩ−Ｖ変換器１１０からの三角波状電圧Ｖ
２を変更し関数電圧Ｖｇ２　（図８（Ｄ）にて実線参照
）として発生する。かかる場合、Ｖｇ２は、Ｖｆ＝Ｖｘ
ｂにて直線的に屈曲し、Ｖｆ＝０．５及び１にてそれぞ
れ線対称となって波形を有する。但し、関数発生器１３
０において、両トランジスタ１３３、１３４の各ベース
・エミッタ電圧、抵抗１３５の抵抗値及び両抵抗１３１
、１３２の分圧電圧との関連において、トランジスタ１
３３を介し抵抗１３５に流入する電流は、関数発生器１
２０の場合と実質的に同様に数１で特定される。従って
、関数電圧Ｖｇ２の波形上の屈曲程度は、同様に、数１
で特定されることとなる。

【００１８】関数発生器１４０は、図５に示すごとく、
互いに直列接続した両抵抗１４１、１４２を有しており
、これら両抵抗１４１、１４２は定電圧発生器２０から
の定電圧Ｖｃ１を分圧し分圧電圧として発生する。但し
、この分圧電圧は、振れ角Ｓ＝９０°−Ｘａ＝７１．９
°にて対応するアナログ電圧Ｖｆ＝Ｖ９０−ｘａ　に相
当する。しかして、関数発生器１４０は、両抵抗１４１
、１４２からの分圧電圧との関連において関数発生器１
２０からの関数電圧Ｖｇ１を変更し関数電圧Ｖｈ１（図
８（Ｅ）にて実線参照）として発生する。かかる場合、
Ｖｈ１は、Ｖｆ＝Ｖ９０−ｘａ　にて直線的に屈曲し、
Ｖｆ＝０．５及び１にてそれぞれ線対称となる波形を有
する。但し、関数発生器１４０において、両トランジス
タ１４３、１４４の各ベース・エミッタ電圧をそれぞれ
ＶＢＥ３、ＶＢＥ４　とし、抵抗１４５の抵抗値をＲ１
４５とし、両抵抗１４１、１４２の分圧電圧をＶＢ　と
すれば、トランジスタ１４３を通り抵抗１４５に流入す
る電流ｉ２　は次の数２で特定される。

【数２】 　　　　　　ｉ２＝｛（ＶＢ−ＶＢＥ４）／Ｒ１５５｝
−Ｉｓ・ｅｘｐ（ｑ・ＶＢＥ４／ＫＴ）従って、関数電
圧Ｖｈ１のＶｇ１とは異なる波形上の屈曲度合はこの数
２で特定されることとなる。

【００１９】関数発生器１５０は、図５に示すごとく、
互いに直列接続した両抵抗１５１、１５２を有しており
、これら両抵抗１５１、１５２は定電圧発生器２０から
の定電圧Ｖｃ１を分圧し分圧電圧として発生する。但し
、この分圧電圧は、振れ角Ｓ＝Ｘａ＝１８．１°に対応
するアナログ電圧Ｖｆ＝Ｖｘａに相当する。しかして、
関数発生器１５０は、両抵抗１５１、１５２からの分圧
電圧との関連において関数発生器１３０からの関数電圧
Ｖｇ２を変更し関数電圧Ｖｈ２（図８（Ｆ）にて実線参
照）として発生する。かかる場合、Ｖｈ２は、Ｖｆ＝Ｖ
ｘｂにて直線的に屈曲し、Ｖｆ＝０．５及び１にてそれ
ぞれ線対称となる波形を有する。但し、関数発生器１５
０において、両トランジスタ１５３、１５４の各ベース
・エミッタ電圧、抵抗１５５の抵抗値、両抵抗１５１、
１５２の分圧電圧との関連において、トランジスタ１５
３を通り抵抗１５５に流入する電流は、関数発生器１４
０の場合と実質的に同様に数２によって特定される。従
って、関数電圧Ｖｈ２のＶｇ２とは異なる波形上の屈曲
度合は数２で特定されることとなる。

【００２０】出力方向切換器１６０は、図２及び図５に
示すごとく、電流発生器８０及びＩ−Ｖ変換器１００に
接続した比較回路１６０ａと、電流発生器９０及びＩ−
Ｖ変換器１１０に接続した比較回路１６０ｂと、各比較
回路７０、１６０ａ、１６０ｂに接続した論理回路１６
０ｃとによって構成されている。比較回路１６０ａは、
互いに直列接続した両抵抗１６１、１６２を有しており
、これら両抵抗１６１、１６２は定電圧発生器２０から
の定電圧Ｖｃ２を分圧し分圧電圧として発生する。但し
、この分圧電圧は（Ｖｃ２／２）に相当する。コンパレ
ータ１６３は、電流発生器１２０からの電流Ｉ１　に相
当する電圧が両抵抗１６１、１６２からの分圧電圧によ
り低い（又は高い）とき、ハイレベル（又はローレベル
）にて比較信号を発生する。

【００２１】比較回路１６０ｂは、互いに直列接続した
両抵抗１６４、１６５を有しており、これら両抵抗１６
４、１６５は定電圧発生器２０からの定電圧Ｖｃ２を分
圧し分圧電圧として発生する。但し、この分圧電圧は、
（Ｖｃ２／２）に相当する。コンパレータ１６６は、電
流発生器９０からの電流Ｉ２　に相当する電圧が両抵抗
１６５、１６６からの分圧電圧より低い（又は高い）と
き、ハイレベル（又はローレベル）にて比較信号を発生
する。論理回路１６０ｃは、両コンパレータ７１、１６
３に接続したＮＯＲゲート１６７ａと、両コンパレータ
７１、７２に接続したＮＯＲゲート１６７ｂと、コンパ
レータ７２及びＮＯＲゲート１６７ａに接続したＮＯＲ
ゲート１６７ｃと、コンパレータ１６６及びＮＯＲゲー
ト１６７ｃに接続したエクスクルーシブＯＲゲート１６
７ｄと、このエクスクルーシブＯＲゲート１６７ｄ及び
ＮＯＲゲート１６７ｂに接続したＮＯＲゲート１６７ｅ
とにより構成されている。しかして、この論理回路１６
０ｃは、各コンパレータ７１、７２、１６３、１６６か
らの比較信号のレベルに応じＮＯＲゲート１６７ｃ、１
６７ｅからそれぞれ第１及び第２の出力方向切換信号を
発生する。

【００２２】因みに、ローレベル又はハイレベルをそれ
ぞれ「０」及び「１」で表わし、各コンパレータ７１、
７２、７３、７４、７５、１６３、１６６からの比較信
号をそれぞれＣａ、Ｃｂ、Ｃｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３、Ｃ
ｓｉｎ、Ｃｃｏｓで表わし、また、ＮＯＲゲート１６７
ｃからの第１出力方向切換信号及びＮＯＲゲート１６７
ｅからの第２出力方向切換信号をそれぞれＤｓｉｎ及び
Ｄｃｏｓで表わすものとすれば、振れ角Ｓとの関係で次
の表１が成立する。

【表１】

【００２３】駆動回路１７０においては、図６に示すご
とく、論理回路１６０ｃからの第１出力方向切り換え信
号がローレベルのとき、トランジスタ１７１がインバー
タ１７１ａの反転作用を受けて導通するとともにトラン
ジスタ１７２が各インバータ１７２ａ、１７２ｂ、１７
２ｃの反転作用を受けて導通する。このため、（関数電
圧Ｖｈ１／抵抗１７３の抵抗値）に相当する電流が、ト
ランジスタ１７１、交差コイル１１及びトランジスタ１
７２を通り抵抗１７３に流入する。一方、論理回路１６
０ｃからの第１出力方向切り換え信号がハイレベルのと
き、トランジスタ１７４が両インバータ１７４ａ、１７
４ｂの各反転作用を受けて導通するとともに、トランジ
スタ１７５が両インバータ１７２ａ、１７５ａの反転作
用を受けて導通する。このため、（関数電圧Ｖｈ１／抵
抗１７３の抵抗値）に相当する電流が、トランジスタ１
７５、交差コイル１１及びトランジスタ１７４を通り抵
抗１７３に流入する。

【００２４】このことは、交差コイル１１が、その流入
電流に応じ、流入方向で定まるベクトル量にて電磁力を
発生することを意味する。かかる場合、交差コイル１１
の両端子を図６に示すように各符号１１ａ、１１ｂで表
せば、両端子１１ａ、１１ｂ間の端子電圧Ｖ１１は、交
差コイル１１への流入電流に比例し、アナログ電圧Ｖｆ
との関連において図９（Ａ）に示すごとき波形にて変化
する。演算増幅器１７６は、関数発生器１４０からの関
数電圧Ｖｈ１が抵抗１７３の端子に端子電圧として発生
するように、差動増幅する。各ダイオード１７７、１７
８は、ＮＯＲゲート１６７ｃからの第１出力方向切り換
え信号に応答して導通し、同第１出力方向切り換え信号
のローレベルへの変化に応答して非道通となる。このこ
とは、各トランジスタ１７４、１７２が各ダイオード１
７７、１７８の導通下でのみ導通可能となることを意味
する。

【００２５】一方、駆動回路１８０においては、論理回
路１６０ｃからの第２出力方向切り換え信号がローレベ
ルのとき、トランジスタ１８１がインバータ１８１ａの
反転作用を受けて導通するとともにトランジスタ１８２
が各インバータ１８２ａ、１８２ｂ、１８２ｃの反転作
用を受けて導通する。このため、（関数電圧Ｖｈ２／抵
抗１８３の抵抗値）に相当する電流が、トランジスタ１
８１、交差コイル１２及びトランジスタ１８２を通り抵
抗１８３に流入する。一方、論理回路１６０ｃからの第
２出力方向切り換え信号がローレベルのとき、トランジ
スタ１８４が両インバータ１８４ａ、１８４ｂの各反転
作用を受けて導通するとともに、トランジスタ１８５が
両インバータ１８２ａ、１８５ａの反転作用を受けて導
通する。このため、（関数電圧Ｖｈ２／抵抗１８３の抵
抗値）に相当する電流が、トランジスタ１８５、交差コ
イル１２及びトランジスタ１８４を通り抵抗１８３に流
入する。

【００２６】このことは、交差コイル１２が、その流入
電流に応じ、流入方向で定まるベクトル量にて電磁力を
発生することを意味する。かかる場合、交差コイル１２
の両端子を図６にて示すように各符号１２ａ、１２ｂで
表せば、両端子１２ａ、１２ｂ間の端子電圧Ｖ１２は、
交差コイル１２への流入電流に比例し、アナログ電圧Ｖ
ｆとの関連において図９（Ｂ）に示すごとき波形にて変
化する。演算増幅器１８６は、関数発生器１５０からの
関数電圧Ｖｈ２が抵抗１８３の端子に端子電圧として発
生するように、差動増幅する。各ダイオード１８７、１
８８は、ＮＯＲゲート１６７ｅからの第２出力方向切り
換え信号に応答して導通し、同第２出力方向切り換え信
号のローレベルへの変化に応答して非道通となる。この
ことは、各トランジスタ１８４、１８２が各ダイオード
１８７、１８８の導通下でのみ導通可能となることを意
味する。なお、図１における両交差コイル１１、１２、
各抵抗５６ｂ、５９ｃ、可変抵抗５９ｃ、各コンデンサ
５６ａ、５９ａ及び車速センサ３０を除く回路部分は、
半導体集積回路により形成されている。

【００２７】以上のように構成した本実施例において、
当該車両を走行状態におけば、車速センサ３０が同車両
の現実の走行速度に応答してパルス信号を順次発生し、
波形整形器４０が車速センサ３０からの各パルス信号を
順次波形整形して整形パルスとして発生しＦ−Ｖ変換器
５０に付与する。すると、Ｆ−Ｖ変換器５０が、波形整
形器４０からの各整形パルスを、その各周波数に比例す
るアナログ電圧Ｖｆに変換する。かかる場合、車速Ｖが
、Ｖ＝０（Ｋｍ／ｈ）からＶ＝３００（Ｋｍ／ｈ）へ上
昇すれば、アナログ電圧Ｖｆが、Ｖｆ＝０（Ｖ）からＶ
ｆ＝２（Ｖ）まで変化するものとする。

【００２８】また、このようなＦ−Ｖ変換器５０におい
ては、上述のごとく、抵抗５６ｂが、その一端にて、ト
ランジスタ５２ａのベースに接続され、その他端にて、
Ｆ−Ｖ変換のワンショット用コンデンサ５６ａを通して
接地されており、この抵抗５６ｂの抵抗値は、コンデン
サ５６ａを通してＦ−Ｖ変換器５０内に侵入するであろ
う電磁波ノイズを適正に阻止し得る値に設定されている
。また、抵抗５９ｃは、その一端にて、抵抗５８を通し
て両直列ダイオード５７に接続され、その他端にて、平
滑用コンデンサ５９ａを通して接地されており、この抵
抗５９ｃの抵抗値は、コンデンサ５９ａを通してＦ−Ｖ
変換器５０内に侵入するであろう電磁波ノイズを適正に
阻止し得る値に設定されている。

【００２９】従って、上述のようなＦ−Ｖ変換器５０に
よるＦ−Ｖ変換にあたり、電磁波が各コンデンサ５６ａ
、５９ａを通り電磁波ノイズとしてＦ−Ｖ変換器５０内
に侵入しようとしても、この電磁波ノイズが、各抵抗５
６ｂ、５９ｃにより適確に抑制されてＦ−Ｖ変換器５０
内への侵入を阻止される。このことは、駆動装置Ｄの残
余の各種回路へのＦ−Ｖ変換器５０を介する電磁波ノイ
ズの侵入をも適確に阻止し得ることを意味する。その結
果、Ｆ−Ｖ変換器５０のＦーＶ変換作用が、電磁波ノイ
ズの影響を受けることなく、精度よく適正になされ得る
のは勿論のこと、その後の駆動装置Ｄ内の残余の各回路
の動作も、電磁波ノイズの影響を受けることなく、精度
よく適正になされ得る。このことは、各コンデンサ５６
ａ、５９ａの接地導線が長くても同様である。

【００３０】上述のようにＦ−Ｖ変換器５０による整形
パルスのアナログ電圧Ｖｆがなされると、各電流発生器
８０、９０が、基準電圧発生器６０及び比較回路７０と
の協動によりそれぞれアナログ電圧Ｖｆの変化に応じ、
各鋸歯状波状電流Ｉ１、Ｉ２（図７（Ｄ）（Ｅ）参照）
を発生する。かかる場合、上述のように各抵抗５６ｂ、
５９ｃが電磁波ノイズの侵入を確実に阻止するので、各
鋸歯状波状電流Ｉ１、Ｉ２が、電磁波ノイズによる誤差
の影響を受けることなく、精度のよい電流波形をもつも
のとして得られる。

【００３１】ついで、Ｉ−Ｖ変換器１００、１１０が各
電流発生器８０、９０からの電流Ｉ１、Ｉ２を各三角波
状電圧Ｖ１、Ｖ２（図８（Ａ）（Ｂ）参照）にそれぞれ
変換し、各関数発生器１２０、１３０が各三角波状電圧
Ｖ１、Ｖ２に応じて各関数電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２（図８（
Ｃ）（Ｄ）参照）をそれぞれ発生し、各関数発生器１４
０、１５０が各関数電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２に応じて各関数
電圧Ｖｈ１、Ｖｈ２（図８（Ｅ）（Ｆ）参照）をそれぞ
れ発生する。かかる場合、上述のように各抵抗５６ｂ、
５９ｃが電磁波ノイズの侵入を確実に阻止するので、各
三角波状電圧Ｖ１、Ｖ２、各関数電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２及
び各関数電圧Ｖｈ１、Ｖｈ２が、いずれも、電磁波ノイ
ズによる誤差の影響を受けることなく、精度のよい電圧
波形をもつものとして得られる。

【００３２】また、出力方向切換器１６０が、比較回路
７０との協働により各電流発生器８０、９０からの各電
流Ｉ１、Ｉ２に相当する各電圧に応じて選択的に第１及
び第２の出力方向切換信号を発生すると、駆動回路１７
０においては、出力方向切換器１６０からの第１出力方
向切換信号がローレベルのとき、両トランジスタ１７１
、１７２が、両トランジスタ１７４、１７５の非導通の
もとに導通する。このため、演算増幅器１７６による関
数発生器１４０及び抵抗１７３との協働のもとに、（関
数電圧Ｖｈ１／抵抗１７３の抵抗値）に相当する電流が
、前記直流電源からトランジスタ１７１、交差コイル１
１及びトランジスタ１７２を通り抵抗１７３に流入する
。一方、出力方向切換器６０からの第１出力方向切換信
号がハイレベルのとき、両トランジスタ１７４、１７５
が、両トランジスタ１７１、１７２の非導通のもとに導
通する。このため、演算増幅器１７６による関数発生器
１４０及び抵抗１７３との協働のもとに、（関数電圧Ｖ
ｈ１／抵抗１７３の抵抗値）に相当する電流が、前記直
流電源からトランジスタ１７５、交差コイル１１及びト
ランジスタ１７４を通り抵抗１７３に流入する。かかる
場合、上述のように各抵抗５６ｂ、５９ｃが電磁波ノイ
ズの侵入を確実に阻止するので、抵抗１７３への流入電
流が電磁波ノイズの影響による誤差を生ずることはない
。

【００３３】一方、駆動回路１８０においては、出力方
向切換器１６０からの第２出力方向切換信号がローレベ
ルのとき、両トランジスタ１８１、１８２が、両トラン
ジスタ１８４、１８５の非導通のもとに導通する。この
ため、演算増幅器１８６による関数発生器１５０及び抵
抗１８３との協働のもとに、（関数電圧Ｖｈ２／抵抗１
８３の抵抗値）に相当する電流が、前記直流電源からト
ランジスタ１８１、交差コイル１２及びトランジスタ１
８２を通り抵抗１８３に流入する。一方、出力方向切換
器１６０からの第２出力方向切換信号がハイレベルのと
き、両トランジスタ１８４、１８５が両トランジスタ１
８１、１８２の非導通のもとに導通する。このため、演
算増幅器１８６による関数発生器１５０及び抵抗１８３
との協働のもとに、（関数電圧Ｖｈ２／抵抗１８３の抵
抗値）に相当する電流が、前記直流電源からトランジス
タ１８５、交差コイル１２及びトランジスタ１８４を通
り抵抗１８３に流入する。このことは、両交差コイル１
１、１２の各端子電圧Ｖ１１、Ｖ１２がアナログ電圧Ｖ
ｆに応じて図９（Ａ）（Ｂ）に示すごとき波形にて変化
することを意味する。かかる場合、上述のように各抵抗
５６ｂ、５９ｃが、電磁波ノイズの侵入を確実に阻止す
るので、抵抗１８３への流入電流や各端子電圧Ｖ１１、
Ｖ１２の波形が、電磁波ノイズの影響による誤差を生ず
ることはない。

【００３４】換言すれば、アナログ電圧Ｖｆが０（Ｖ）
から２（Ｖ）まで変化する過程において、各電流Ｉ１、
Ｉ２が、互いに９０°（Ｖｆ＝０．５（Ｖ）に相当）だ
け位相を異にして図７（Ｄ）（Ｅ）に示すごとく鋸歯状
波状に変化し、各電圧Ｖ１、Ｖ２が、図８（Ａ）（Ｂ）
に示すごとく、互いに９０°だけ位相を異にして三角波
状に変化する。ついで、関数電圧Ｖｇ１が、図８（Ｃ）
に示すごとく、Ｖｆ＝０．５（Ｖ）を中心としＶ９０−
ｘｂ　≦Ｖｆ≦（０．５＋Ｖ９０−ｘｂ）にて電圧Ｖ１
の波形の頂角を大きくするように電圧Ｖ１　を変更する
とともにＶｆ＝１．５（Ｖ）を中心とし（１＋Ｖ９０−
ｘｂ）≦Ｖｆ≦（１．５＋Ｖ９０−ｘｂ）にて電圧Ｖ１
　の波形の頂角を大きくするように電圧Ｖ１を変更して
形成される。一方、関数電圧Ｖｇ２　が、図８（Ｄ）に
示すごとく、０≦Ｖｆ≦Ｖｘｂにて電圧Ｖ２の波形の頂
角を大きくするように電圧Ｖ２を変更し、Ｖｆ＝１（Ｖ
）を中心とし（０．５＋Ｖｘｂ）≦Ｖｆ≦（１＋Ｖｘｂ
）にて電圧Ｖ２　の波形の頂角を大きくするように電圧
Ｖ２　を変更し、かつ（１．５＋Ｖｘｂ）≦　Ｖｆ≦２
（Ｖ）にて電圧Ｖ２の波形の頂角を大きくするように電
圧Ｖ２を変更して形成される。

【００３５】さらに、関数電圧Ｖｈ１が、図８（Ｅ）に
示すごとく、Ｖｆ＝０．５（Ｖ）を中心としＶ９０−ｘ
ａ≦Ｖｆ≦（０．５＋Ｖ９０−ｘａ）にて関数電圧Ｖｇ
１の波形をほぼ平坦にするように関数電圧Ｖｇ１を変更
するとともに、Ｖｆ＝１．５（Ｖ）を中心とし（１＋Ｖ
９０−ｘａ）≦Ｖｆ≦（０．５＋Ｖ９０−ｘａ）にて関
数電圧Ｖｇ１の波形をほぼ平坦にするように関数電圧Ｖ
ｇ１を変更して形成される。 一方、関数電圧Ｖｈ２が、図８（Ｆ）に示すごとく、０
≦Ｖｆ≦Ｖｘａ、（１−Ｖｘａ）≦Ｖｆ≦（１＋Ｖｘａ
）、及び（２−Ｖｘａ）≦Ｖｆ≦２（Ｖ）の各範囲にて
関数電圧Ｖｇ２の波形をほぼ平坦にするように関数電圧
Ｖｇ２を変更して形成される。このため、交差コイル１
１の端子電圧Ｖ１１は図９（Ａ）に示すごとく疑似サイ
ン波形となり、一方、交差コイル１２の端子電圧Ｖ１２
は図９（Ｂ）に示すごとく疑似コサイン波形となる。か
かる場合、各端子電圧Ｖ１１、Ｖ１２は、上述のような
アナログ回路構成に起因して緩やかに変化する。

【００３６】従って、上述のような各端子電圧Ｖ１１、
Ｖ１２に応じ各交差コイル１１、１２にそれぞれ生じる
各電磁力との関連で、指針１４が車速Ｖの変化に応じて
振れることとなり、その結果、指針１４の振れ具合に対
する違和感の解消を促進させ得る。また、Ｆ−Ｖ変換器
５０においては、上述のような各抵抗５６ｂ、５９ｃの
採用による電磁波ノイズの侵入阻止が確保されるので、
Ｆ−Ｖ変換器５０のＦ−Ｖ変換及び残余の各回路の作用
に誤差を伴うことがなく、その結果、指針１４の振れ具
合に上述の電磁波ノイズの影響による誤差が混入するこ
とがない。

【００３７】因みに、各抵抗５６ｂ、５９ｃをＦ−Ｖ変
換器５０に採用しない場合と採用した場合において１０
０（Ｖ／ｍ）以下の高周波の電界を本発明装置に印加し
たときの電磁波としての影響を調べたところ、図１０に
示す結果を得た。但し、図１０において、図示曲線Ｌ１
　が、各抵抗５６ｂ、５９ｃを採用しない場合のグラフ
を示し、また、図示曲線Ｌ２　が、各抵抗５６ｂ、５９
ｃを採用した場合のグラフを示す。これによれば、前記
印加電界の入力周波数が１２０（ＭＨｚ）〜１７０（Ｍ
Ｈｚ）の範囲にあるとき、各抵抗５６ｂ、５９ｃを採用
しない場合には、電界強度が、曲線Ｌ１　により示すご
とく、著しく減少するのに対し、各抵抗５６ｂ、５９ｃ
を採用した場合には、電界強度が、曲線Ｌ２　により示
すごとく、殆ど減少しないことが認められる。このこと
は、各抵抗５６ｂ、５９ｃの採用によって、Ｆ−Ｖ変換
器５０や駆動装置Ｄの残余の回路への電磁波ノイズの影
響を大幅に減少させ得ることを意味する。なお、１２０
（ＭＨｚ）〜１７０（ＭＨｚ）外の入力周波数の範囲に
おいては、曲線Ｌ２は曲線Ｌ１にほぼ一致している。

【００３８】また、本発明の実施にあたっては、車速Ｖ
に限ることなく、各種のアナログ入力を指示する交差コ
イル型アナログ指示計器のための駆動装置に本発明を適
用して実施してもよい。また、本発明の実施にあたって
は、鋸歯状波電流からの疑似サイン波及び疑似コサイン
波の形成に代えて、例えば三角波或いは台形波から疑似
サイン波及び疑似コサイン波を形成するにあたり本発明
を適用して実施してもよい。また、本発明の実施にあた
っては、各抵抗５６ｂ、５９ｃの抵抗値は、必要に応じ
て、適宜変更して実施してもよい。また、両抵抗５６ｂ
、５９ｃの一方を、必要に応じ、省略して実施してもよ
い。また、前記実施例においては、各駆動回路１７０、
１８０をそれぞれブりッジ回路構成としたが、このよう
なブリッジ回路構成としない場合には、出力方向切換器
１６０は省略して実施してもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】図２に示すＦ−Ｖ変換器の詳細回路図である。

【図２】本発明の一実施例を示すブロック図である。

【図３】交差コイル型アナログ指示計器の概略構成図で
ある。

【図４】図２の基準電圧発生器、比較回路、及び両電流
発生器の詳細回路図である。

【図５】図２の両Ｉ−Ｖ変換器、各関数発生器及び出力
方向切り換え器の詳細回路図である。

【図６】図２の両駆動回路の詳細回路図である。

【図７】図２の波形整形器、Ｆ−Ｖ変換器及び各電流発
生器の出力波形図である。

【図８】図２の各Ｉ−Ｖ変換器及び各関数発生器の出力
波形図である。

【図９】図２の各交差コイルの端子電圧波形図である。

【図１０】高周波電界強度の印加周波数との関係を示す
グラフである。

【符号の説明】

１０…アナログ指示計器、１１、１２…交差コイル、１
４…指針、３０…車速センサ、５０…Ｆ−Ｖ変換器、５
６ａ、５９ａ…コンデンサ、５６ｂ、５９ｃ…抵抗、６
０…基準電圧発生器、７０…比較回路、８０、９０…電
流発生器、１００、１１０…Ｉ−Ｖ変換器、１２０〜１
５０…関数発生器、１６０…出力方向切換器、１７０、
１８０…駆動回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】互いに略同心的に交差して配置されてアナ
   ログ入力に対応する各流入電流に応じてそれぞれ電磁力
   を生じる一対の交差コイルと、前記各電磁力の合成値に
   応じた振れ角にて前記アナログ入力を指示する指針とを
   備えたアナログ指示計器に適用されて、前記アナログ入
   力に比例する周波数にてパルス信号を順次発生するパル
   ス信号発生手段と、前記各パルス信号をこれら各パルス
   信号の周波数に比例するアナログ電圧に変換する周波数
   −電圧変換手段と、前記アナログ電圧に応じて、前記各
   交差コイルを、これら各交差コイルに前記各流入電流を
   それぞれ流入させるように、駆動する駆動手段とを設け
   るようにした駆動装置において、前記周波数ー電圧変換
   手段が、その電気素子に非接地端子にて接続した接地コ
   ンデンサと前記電気素子との間に抵抗を直列接続するよ
   うにしたことを特徴とするアナログ指示計器のための駆
   動装置。