JPH0814587B2 - 交差コイル型アナログ指示計器のための駆動装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は交差コイル型アナログ指示計器に係り、特
に、当該アナログ指示計器を駆動するに適した駆動装置
に関する。

（従来技術） 従来、交差コイル型アナログ指示計器を駆動するにあ
たっては、特開昭60−368号公報に示されているよう
に、互いに電気角で90゜の位相差を有し、かつ下底の上
底に対する比を略2.29とする等脚台形波形特性で変化す
る二相の駆動信号をアナログ指示計器の一対のコイルに
供給するようにしたものがある。

（発明が解決しようとする課題） しかし、このような構成においては、指示値の直線性
の改善が期待できるものの、等脚台形波形特性の屈曲点
で指示誤差が急に大きく変化するため、指針を振らせた
ときは前記屈曲点において指針が息をつくような振れ方
をして、見る者に違和感を与えるという不具合がある。

そこで、本発明は、このようなことに対処すべく、交
差コイル型アナログ指示計器において、上述のような屈
曲点での指示誤差を小さくして上述の違和感を無くする
ようにした駆動装置を提供しようとするものである。

（課題を解決するための手段） かかる課題の解決にあたり、本発明の構成上の第１の
特徴は、互いに略同心的に交差してなる第１および第２
のコイルへの各流入電流に応じた指針の振れ角にてアナ
ログ入力を指示するようにした交差コイル型アナログ指
示計器において、前記振れ角が90゜、270゜のとき点対
称となり、180゜のとき線対称となる第１等脚台形波形
の傾辺部および上底部を複数の屈曲点で屈曲させた第１
屈曲波形信号を発生させる第１屈曲波形信号発生手段
と、前記第１等脚台形波形と位相が90゜だけ異なる第２
等脚台形波形の傾辺部および上底部を複数の屈曲点で屈
曲させた第２屈曲波形信号を発生させる第２屈曲波形信
号発生手段と、前記指針の実際の振れ角を設定する実際
振れ角設定手段と、前記第１屈曲波形信号発生手段によ
り発生された前記第１屈曲波形信号および前記第２屈曲
波形信号発生手段により発生された前記第２屈曲波形信
号に基づいて前記指針の擬似振れ角を算出する擬似振れ
角算出手段と、前記実際振れ角の所定範囲内における前
記擬似振れ角と前記実際振れ角との差の最大値を算出す
る最大値算出手段と、前記屈曲点を変更して行き、前記
擬似振れ角と前記実際振れ角との差の最大値が最小とな
るときの前記複数の屈曲点を特定する屈曲点特定手段
と、前記屈曲点特定手段にて特定された複数の屈曲点で
屈曲させた第１屈曲波形信号および第２屈曲波形信号を
選択する信号選択手段と、前記信号選択手段により選択
されて前記屈曲点特定手段にて特定された複数の屈曲点
で屈曲させた第１屈曲波形信号および前記第２屈曲波形
信号に基づいて前記第１および第２のコイルへの各流入
電流を決定する流入電流決定手段とを備えたことにあ
る。

また、本発明の構成上の第２の特徴は、互いに略同心
的に交差してなる第１および第２のコイルへの各流入電
流に応じた指針の振れ角にてアナログ入力を指示するよ
うにした交差コイル型アナログ指示計器において、前記
振れ角が90゜以下の範囲、180゜以下の範囲および270゜
以下の範囲にそれぞれ相当する第１、第２および第３の
アナログ入力レベルにある間のみ第１、第２および第３
の信号をそれぞれ発生する信号発生手段と、前記第１お
よび第３の信号の発生状態に応じて第１の三角波信号を
形成する第１三角波信号形成手段と、前記第２の信号の
発生状態に応じて前記第１の三角波信号に対し90゜だけ
位相を異にする第２の三角波信号を形成する第２三角波
信号形成手段と、前記第１の三角波信号の波形を屈曲変
形させてサイン関数の波形に近づける第１関数信号を発
生する第１関数信号発生手段と、前記第２の三角波信号
の波形を屈曲変形させてコサイン関数の波形に近づける
第２関数信号を発生する第２関数信号発生手段と、前記
第１および第２関数信号にそれぞれ応答してこれら各関
数信号のレベルに比例する各流入電流を前記第１および
第２のコイルに流入させるようにこれらを駆動する駆動
手段とを設けたことにある。

さらに、本発明の構成上の第３の特徴は、振れ角の90
゜、180゜および270゜にそれぞれ相当する各レベルにて
第１、第２および第３の基準信号を発生する基準信号発
生手段と、前記第１基準信号のレベルを中心として微少
ヒステリシス幅を有する第１ヒステリシスコンパレータ
と、前記第２基準信号のレベルを中心として微少ヒステ
リシス幅を有する第２ヒステリシスコンパレータと、前
記第３基準信号のレベルを中心として微少ヒステリシス
幅を有する第３ヒステリシスコンパレータとから上述の
信号発生手段を構成し、前記微少ヒステリシス幅は、前
記第１、第２、第３ヒステリシスコンパレータの発振を
防止する幅としたことにある。

（作用効果） このように本発明を構成することにより、屈曲点特定
手段により、擬似振れ角と実際振れ角との差の最大値が
最小となるような屈曲点が特定されることとなるので、
第１および第２屈曲波形信号の各波形上の屈曲点におけ
る指示誤差が大幅に軽減され得る。したがって、このよ
うにして屈曲点が特定された第１および第２屈曲波形信
号に基づく第１および第２のコイルへの各流入電流に応
じて、指針は各波形上の屈曲点にあっても、円滑に振れ
るので、見る者に違和感を与えることがない。

また、信号発生手段が第１、第２および第３の信号を
発生し、第１の三角波信号形成手段が第１および第３の
信号の発生状態に応じて第１の三角波信号を形成し、第
２の三角波信号形成手段が第２の信号の発生状態に応じ
て第２の三角波信号を形成し、第１関数信号発生手段が
第１の三角波信号の波形を屈曲変形させてサイン関数の
波形に近づける第１関数信号を発生し、第２関数信号発
生手段が第２の三角波信号の波形を屈曲変形させてコサ
イン関数の波形に近づける第２関数信号を発生し、かつ
駆動手段が第１および第２関数信号の各レベルに比例す
る各流入電流を第１および第２のコイルにそれぞれ流入
させるので、これら第１および第２のコイルがサイン波
形およびコサイン波形にそれぞれ近い各波形をもつ各流
入電流により駆動されることとなる。このため、第１お
よび第２のコイルを台形波形あるいは三角波形の流入電
流で駆動したときに生じがちな台形波形あるいは三角波
形の各屈曲点での指針の振れ具合に対する違和感を確実
に解消しつつ指針を円滑に振れさせ得る。

さらに、振れ角の90゜、180゜および270゜にそれぞれ
相当する各レベルにて第１、第２および第３の基準信号
を発生する基準信号発生手段と、第１基準信号のレベル
を中心として微少ヒステリシス幅を有する第１ヒステリ
シスコンパレータと、第２基準信号のレベルを中心とし
て微少ヒステリシス幅を有する第２ヒステリシスコンパ
レータと、第３基準信号のレベルを中心として微少ヒス
テリシス幅を有する第３ヒステリシスコンパレータとか
ら信号発生手段を構成し、微少ヒステリシス幅を、第
１、第２、第３ヒステリシスコンパレータの発振を防止
する幅とした場合には、第１〜第３のヒステリシスコン
パレータの微少ヒステリシス幅をもつ作用との関連でこ
れら各ヒステリシスコンパレータの出力の発振を確実に
防止できる。従って、第１及び第２の三角波信号並びに
第１及び第２の関数信号に発振を伴うことなく、その結
果、指針を微細な針振れを伴うことなく常に円滑に振れ
させ得る。

（実施例） 以下、本発明の第１実施例を図面により説明すると、
第１図は交差コイル型アナログ指示計器10に本発明に係
る駆動装置20が適用された例を示している。アナログ指
示計器10は、一対のコイル11,12を有しており、これら
各コイル11,12は互いに十字状に交差するように巻回さ
れている。かかる場合、コイル11は、その流入電流に応
じその軸方向に電磁力をベクトル量として発生する。一
方、コイル12は、その流入電流に応じその軸方向（即
ち、コイル11の軸に直交する方向）に電磁力をベクトル
量として発生する。

両コイル11,12内には、永久磁石からなる円板13がそ
の軸13aにて両コイル11,12の各軸に直交するように回動
可能に指示されており、この円板13は、その一直径線上
における各外周部分にて、Ｎ極及びＳ極にそれぞれ着磁
されて、その着磁極性により定まる方向に向かう所定磁
力をベクトル量にて発生する。しかして、当該円板13
は、その所定磁力のもとに両コイル11,12からの各電磁
力のベクトル和に応じ第１図にて図示時計方向（又は反
時計方向）に回動する。指針14は、第１図に示すごと
く、円板13の軸13aに直交して軸支されており、この指
針14の振れ角Ｓは円板13の回動に応じて変わる。

駆動装置20は、車速センサ20aと、この車速センサ20a
に接続した波形整形器20bを備えており、車速センサ20a
は当該車両の現実の車速Ｖを検出しこれに比例する周波
数ｆ（Hz）にて車速パルスを順次発生する。波形整形器
20bは、車速センサ20aからの各車速パルスを順次波形整
形し整形パルスとして発生する。また、駆動装置20は、
波形整形器20bに接続したマイクロコンピュータ21と、
このマイクロコンピュータ21と各コイル11,12との間に
それぞれ接続した各駆動回路22,23とを備えており、マ
イクロコンピュータ21は、第２図〜第４図に示す各フロ
ーチャートに従い主制御プログラム及び割込制御プログ
ラムを実行し、この実行中において両駆動回路22,23の
制御のための演算処理をする。駆動回路22は、マイクロ
コンピュータ21による制御のもとにコイル11への流入電
流を制御し、一方、駆動回路23は、マイクロコンピュー
タ21による制御のもとにコイル12への流入電流を制御す
る。但し、上述の主制御プログラム及び割込制御プログ
ラムはマイクロコンピュータ21のROMに予め記憶されて
いる。また、マイクロコンピュータ21は、バッテリＢへ
の直結時に作動状態におかれる。また、割込制御プログ
ラムの割込はマイクロコンピュータ21への当該車両のイ
グニッションスイッチIGを介するバッテリＢからの給電
で許可される。

ところで、本第１実施例においては、上述の本発明の
解決課題の解決にあたり、コイル11への流入電流に比例
する信号レベルY₁₁を、指針14の振れ角Ｓ（特許請求の
範囲に記載された「実際の振れ角」に相当する）との関
連により、第５図の破線にて示す特性曲線L₁₁でもって
特定し、一方、コイル12への流入電流に比例する信号レ
ベルY₁₂を、振れ角Ｓとの関連により、第５図の実線に
て示す特性曲線L₁₂でもって特定するようにした。かか
る場合、特性曲線L₁₁は０゜≦Ｓ≦90゜において次のよ
うに特定される。

０≦Ｓ≦Xaにて Y₁₁＝１ ・・・（１） また、特性曲線L₁₁の90゜≦Ｓ≦180゜における破線部
分は、同特性曲線L₁₁の０゜≦Ｓ≦90゜における破線部
分に対しY₁₁＝０でのＳ＝90゜を基準に点対称的に変化
する。特に、特性曲線L₁₁の180゜≦Ｓ≦270゜における
破線部分は、同特性曲線L₁₁の90゜≦Ｓ≦180゜における
破線部分に対しＳ＝90゜を基準に線対称的に変化し、ま
た、特性曲線L₁₁の270゜≦Ｓ≦360゜における破線部分
は、同特性曲線L₁₁の180゜≦Ｓ≦270゜における破線部
分に対しY₁₁＝０でのＳ＝270゜を基準に点対称的に変化
する。但し、（S,Y₁₁）＝（Xa,1）が特性曲線L₁₁上の屈
曲点Paを特定し、また、（S,Y₁₁）＝Xb,Ya）が特性曲線
L₁₁上の屈曲点Pbを特定する。

一方、特性曲線L₁₂は０゜≦Ｓ≦90゜において次のよ
うに特定される。

90゜−Xb≦Ｓ≦90゜−Xaにて 90゜−Xa≦Ｓ≦90゜にて Y₁₂＝１ ・・・（６） また、特性曲線L₁₂の90゜≦Ｓ≦180゜における実線部
分は、同特性曲線L₁₂の０゜≦Ｓ≦90゜における実線部
分に対し、Ｓ＝90゜を基準に線対称的に変化する。さら
に、特性曲線L₁₂の180゜≦Ｓ≦270゜における実線部分
は、同特性曲線L₁₂の90゜≦Ｓ≦180゜における実線部分
に対し、Y₁₂＝０でのＳ＝180゜を基準に点対称的に変化
し、また、特性曲線L₁₂の270゜≦Ｓ≦360゜における実
線部分は、同特性曲線L₁₂の180゜≦Ｓ≦270゜における
実線部分に対しY₁₂＝０でのＳ＝270゜を基準に点対称的
に変化する。但し、（S,Y₁₂）＝（90−Xb,Ya）が特性曲
線L₁₂上の屈曲点Pcを特定し、また、（S,Y₁₂）＝（90−
Xa,1）が特性曲線L₁₂上の屈曲点Pdを特定する。

以上のように構成した本実施例において、バッテリＢ
がマイクロコンピュータ21に直結されると、マイクロコ
ンピュータ21が第２図のフローチャートに従いステップ
30aにて主制御プログラムの実行を開始し、次のステッ
プ31にて初期化されて主制御プログラムをステップ32に
進めてＳ＜（90゜−Xb）の成立につき判別する。かかる
場合、振れ角は０≦Ｓ≦45゜の範囲に亘り所定分解能
（例えば、0.1゜）でもってマイクロコンピュータ21のR
OMに予め記憶されている。一方、振れ角Xbは１゜≦Xb≦
89゜の範囲に亘り所定分解能（例えば、0.1゜）でもっ
てマイクロコンピュータ21のROMに予め記憶されてい
る。なお、Ｓ＜（90゜−Xb）なる不等式もマイクロコン
ピュータ21のROMに予め記憶されている。

しかして、Ｓ＝0.1゜及びXb＝1.1゜とすれば、Ｓ＝0.
1゜＜（90゜−Xb）＝88.9゜故、マイクロコンピュータ2
1が、ステップ32にて「YES」と判別する。ついで、Ｓ＝
0.1゜及びXb＝1.1゜に加えてYa＝0.1゜とすれば、マイ
クロコンピュータ21が、そのROMに予め記憶した（４）
式に基づきステップ32aにて信号レベルY₁₂を演算し、ス
テップ33にて、０＜Ｓ＜Xaなる不等式の成立について判
別する。但し、信号レベルYaは、0.10≦Ya≦0.99の範囲
に亘り所定分解能（例えば、0.01）でもってマイクロコ
ンピュータ21のROMに予め記憶されている。また、振れ
角Xaは、０゜≦Xa≦45゜の範囲に亘り所定分解能（例え
ば、0.1゜）でもって、不等式０＜Ｓ＜Xaと共にマイク
ロコンピュータ21のROMに予め記憶されている。ここ
で、Xa＝0.1゜とすればステップ33における判別は「N
O」となる。

また、現段階では、Xa＝Ｓ＝0.1゜及びXb＝1.1゜故、
マイクロコンピュータ21が、そのROMに予め記憶した不
等式Xa≦Ｓ≦Xbの成立に基づきステップ34にて「YES」
と判別する。ついで、Ｓ＝Xa＝0.1゜、Xb＝1.1゜及びYa
＝0.1に基づき、マイクロコンピュータ21が、そのROMに
予め記憶した（２）式に基づき信号レベルY₁₁を演算す
る。然る後、Xb＝1.1゜及びＳ＝0.1゜に基づき、マイク
ロコンピュータ21が、そのROMに予め記憶した不等式Xb
≦Ｓ≦90の不成立によりステップ35にて「NO」と判別
し、かつそのROMに予め記憶した関係式Ｆ＝tan^-1（Y₁₂/
Y₁₁）に基づき各ステップ32a,34aにおける信号レベルY
₁₂,Y₁₁に応じ、ステップ35bにて指針14の疑似振れ角Ｆ
を演算する。

しかして、マイクロコンピュータ21が、そのROMに予
め記憶した関係式FG＝|F−S|に基づきＳ＝0.1゜及びス
テップ35bにおける疑似振れ角Ｆに応じ指示誤差FGをス
テップ35cにて演算し、ステップ35dにて、ステップ35c
における指示誤差FGをその最大値FGmaxと決定し後続指
示誤差F_fとセットする。ついで、初期指示誤差F_p0（マ
イクロコンピュータ21のROMに予め記憶済み）よりもス
テップ35dにおける後続指示誤差F_fの方が小さければ、
マイクロコンピュータ21がステップ36にてF_f＜F_p＝F_p0
の成立に基づき「YES」と判別し、かつステップ36aに
て、ステップ35dでの後続指示誤差F_fを先行指示誤差F_p
と更新し、ステップ37にて、Xa＝0.1゜、Xb＝1.1゜、Ya
＝0.1に基づき「NO」と判別する。

以下、Xa＝0.1゜、Xb＝0.1゜、Ya＝0.1のもとにＳを
0.1゜ずつ増大させながら上述と同様にコンピュータプ
ログラムの実行を繰返す。しかして、この繰返しの実行
過程では、ステップ32での「YES」との判別、ステップ3
3での「NO」との判別、ステップ34での「YES」との判
別、ステップ35での「NO」との判別、ステップ35bでの
疑似振れ角Ｆの演算、ステップ35cでの指示誤差FGの演
算が行われ、ステップ35dにて、先行する最大値FGmaxと
これに後続する指示誤差FGとのうちの大きい方がFGmax
と新たに決定されるとともにこの決定結果が後続指示誤
差F_fに新たにセットされ、かつ、F_f≧F_pの成立時にはス
テップ36におけるF_pの更新なくステップ37にて「NO」と
判別され、一方、F_f＜F_pの成立時にはステップ36aにて
ステップ35dでの最新の後続指示誤差F_fが先行指示誤差F
_pと更新された上でステップ37での「NO」との判別がな
される。

このような過程において、ステップ32にて「NO」との
判別がなされた場合には、マイクロコンピュータ21が、
そのROMに予め記憶した（５）式に基づき、Xa＝0.1゜、
Xb＝1.1゜、Ya＝0.1及び現段階でのＳに応じ、ステップ
32bにおいて信号レベルY₁₂を演算する。また、ステップ
33にて「YES」との判別がなされた場合には、マイクロ
コンピュータ21が、そのROMに予め記憶した（１）式に
基づきステップ33aにてY₁₁＝１とする。また、ステップ
34にて「NO」と判別がなされた後ステップ35にて「YE
S」との判別がなされた場合には、マイクロコンピュー
タ21が、そのROMに予め記憶した（３）式に基づき、Ya
＝0.1、Xb＝1.1゜及び現段階でのＳに応じ、ステップ35
aにて信号レベルY₁₁を演算する。しかして、以上のよう
にしてXa＝0.1゜、Xb＝1.1゜、Ya＝0.1のもとに０゜〜4
5゜のＳに応じて演算されるY₁₂,Y₁₁に基づきＦ及びFGが
繰返し演算され、Xa＝0.1゜,Xb＝1.1゜,Ya＝0.1及び０
≦Ｓ≦45゜の範囲のFGの最大値FGmaxの更新及びその後
続指示誤差F_fとの更新が繰返えされ、かつF_f＜F_pの成立
の有無の判別及びその成立下でのF_fのF_pとしての更新が
繰返えされる。このことは、Xa＝0.1゜、Xb＝1.1゜及び
Ya＝0.1のもとでの０≦Ｓ≦45゜における最新の先行指
示誤差F_pが決定されたことを意味する。なお、本実施例
において、（Xa,Xb,Ya）を組合せ座標という。

上述のようにして（Xa,Xb,Ya）＝（0.1゜,1.1゜,0.
1）における０≦Ｓ≦45゜に亘り各ステップ32〜37を通
る主制御プログラムの実行が終了した後は、Xa,Xb,Yaの
いずれか一つをその所定分解能に対応する値だけ変化さ
せることにより特定される組合わせ座標（Xa,Xb,Ya）毎
に０≦Ｓ≦45゜に亘り各ステップ32〜37を通って主制御
プログラムの実行を行い、（Xa,Xb,Ya）＝（0.1゜,1.1
゜,0.1）の場合と実質的に同様に最新のF_pを決定する。
しかして、０≦Xa≦45゜、１゜≦Xb≦89゜及び0.1≦Ya
≦0.99の全範囲に亘り各Xa,Xb,Yaのいずれか一つを変え
て特定できる各組合わせ座標について０≦Ｓ≦45゜の全
範囲に亘りステップ32〜37を通る主制御プログラムの実
行を終了すると、マイクロコンピュータ21がステップ37
にて「YES」と判別する。

このようにしてステップ37での判別が「YES」になる
と、マイクロコンピュータ21が、ステップ37aにて、ス
テップ36aにおける最新の先行指示誤差F_pにより特定さ
れる組合わせ座標のXa,Xb及びYa（例えば、Xa＝18.1゜,
Xb＝44゜、Ya＝0.82）でもって（２）式〜（５）式を特
定する。このため、各特性曲線L₁₁及びL₁₂をそれぞれ特
定するY₁₁及びY₁₂についての各式が、（１）式〜（６）
式でもっ各点Pa,Pbにおける指示誤差を最少限に抑制し
た状態にて決定され得る。また、45゜≦Ｓ≦360゜の範
囲については、第５図の各特性曲線L₁₁,L₁₂の０゜≦Ｓ
≦45゜の範囲の各部分を、同第６図に示すように線対称
的或いは点対称的に変化させて形成する。これにより、
０゜≦Ｓ≦360゜においてY₁₁,Y₁₂を特定する各特性曲線
L₁₁,L₁₂が形成されたことになる。しかして、本実施例
においては、０゜≦Ｓ≦90゜で特性曲線L₁₁に基き定め
た第１デューティデータ、及び０゜≦Ｓ≦90゜で特性曲
線L₁₂に基き定めた第２デューティデータがマイクロコ
ンピュータ21によりステップ37bにてそのRAM内に記憶保
持される。

かかる場合、第１デューティデータは、上述のような
特性曲線L₁₁に基き０゜≦Ｓ≦90゜に亘り振れ角Ｓとデ
ューティ比D₁との関係を定めたものであり、一方、第２
デューティデータは、上述のような特性曲線L₁₂に基き
０゜≦Ｓ≦90゜に亘り振れ角Ｓとデューティ比D₂との関
係を定めたものである（第８図参照）。但し、デューテ
ィ比D₁は信号レベルY₁₁を表わし、一方、デューティ比D
₂は信号レベルY₁₂を表わす。また、車速と振れ角Ｓとの
関係は、比例関係により、マイクロコンピュータのROM
にＶ−Ｓデータとして予め記憶されている。かかる場
合、０（Km/h）≦Ｖ＜75（Km/h）,75（Km/h）≦Ｖ＜150
（Km/h）,150（Km/h）≦Ｖ＜225（Km/h），及び225（Km
/h）≦Ｖ＜300（Km/h）が、０゜≦Ｓ＜90゜,90゜≦Ｓ＜
180゜,180゜≦Ｓ＜270゜，及び270゜≦Ｓ＜360゜にそれ
ぞれ対応する。なお、以後、イグニッションスイッチIG
の閉成までステップ38での「NO」の判別が繰返えされ
る。また、θ＝90゜（即ち、Ｖ＝75（km/h））が256ビ
ットに相当する。

然る後、イグニッションスイッチIGの閉成により当該
車両を走行状態におくものとする。また、マイクロコン
ピュータ21が、主制御プログラムのステップ38にて、イ
グニッションスイッチIGを介するバッテリＢからの直流
電圧に基き「YES」と判別し、ステップ38aにて、ステッ
プ37bでの各記憶データをそのまま保持して初期化の処
理をする。また、波形整形器20bから車速センサ20aとの
協働により整形パルスが生じる毎に、マイクロコンピュ
ータ21が、第４図のフローチャートに従い、ステップ50
aにて割込制御プログラムの割込実行を開始する。この
各割込実行中において、マイクロコンピュータ21が、ス
テップ51にて、波形整形器20bからの各整形パルスの周
波数に基き当該車両の車速Ｖを演算し、ステップ52に
て、同車速ＶをRAMに記憶する。かかる場合、車速Ｖは1
0ビットの車速データとしてRAMに記憶される。但し、当
該車速データの上位２ビット（即ち「00」，「01」，
「10」又は「11」）は、指針14の第1,第2,第３又は第４
の象限における車両の範囲を特定する。かかる場合、第
1,第2,第３及び第４の象限は、０≦Ｓ≦90゜,90゜≦Ｓ
＜180゜,180゜≦Ｓ＜270゜及び270゜≦Ｓ＜360゜にそれ
ぞれ対応する。

しかして、主制御プログラムがステップ39に進んだと
き、割込制御プログラムのステップ52にて記憶済みの最
新の車速Ｖが所定車速V₁より低ければ、マイクロコンピ
ュータ21が同ステップ39にて「YES」と判別する。但
し、所定車速V₁は、75（Km/h）に相当してマイクロコン
ピュータ21のROMに予め記憶されている。ついで、車速
Ｖの上位２ビットが「00」であることに基き、マイクロ
コンピュータ21がステップ39aにて指針14の振れ角範囲
を第１象限と決定する。さらに、マイクロコンピュータ
21が、同ステップ39aにて、車速Ｖに応じＶ−Ｓデータ
から振れ角Ｓを決定し、この振れ角Ｓに応じ第１及び第
２のデューティデータ（第８図参照）に基き各デューテ
ィ比D₁及びD₂を決定し、ステップ43において、ステップ
39aにて決定済みの第１象限を象限出力信号として発生
するとともに、同ステップ39aにて決定済みの各デュー
ティ比D₁及びD₂を第１及び第２のデューティ出力信号と
して発生する。このため、各コイル11,12が、マイクロ
コンピュータ21からの象限出力信号及び第１デューティ
出力信号に基く駆動回路22の作用並びにマイクロコンピ
ュータ21からの象限出力信号及び第２デューティ出力信
号に基く駆動回路23の作用のもとにこれら各駆動回路2
2,23から電流を受けて指針14を第１象限内の上述の決定
振れ角Ｓまで振れさせる。

また、主制御プログラムがステップ39に進んだとき、
ステップ52における車速Ｖが所定車速V₁以上で所定車速
V₂よりも低ければ、マイクロコンピュータ21が、ステッ
プ39にて「NO」と判別した後、ステップ40にて「YES」
と判別する。但し、所定車速V₂は150（Km/h）に相当し
マイクロコンピュータ21のROMに予め記憶されている。
ついで、車速Ｖの上位２ビットが「01」であることに基
き、マイクロコンピュータ21がステップ40aにて指針14
の振れ角範囲を第２象限として決定する。さらに、マイ
クロコンピュータ21が、同ステップ40aにて、車速Ｖに
応じＶ−Ｓデータから振れ角Ｓを決定し、この決定振れ
角Ｓの所定振れ角S₉₀（Ｓ＝90゜に相当する）からの減
算値に応じ、第１及び第２のデューティデータ（第８図
参照）に基き各デューティ比D₁及びD₂を決定し、ステッ
プ43において、ステップ40aでの第２象限を象限出力信
号として発生するとともに、ステップ40aでの各デュー
ティ比D₁及びD₂を第１及び第２のデューティ出力信号と
して発生し、これら信号に応答して指針14が上述と同様
の各駆動回路22,23の作動に応じ第２象限内の決定振れ
角Ｓまで振れる。

また、主制御プログラムがステップ39に進んだとき、
割込制御プログラムのステップ52における車速Ｖが所定
車速V₂以上で所定車速V₃より低ければ、マイクロコンピ
ュータ21が各ステップ39,40にて「NO」と判別した後ス
テップ41にて「YES」と判別する。但し、所定車速V
₃は、225（Km/h）に相当しマイクロコンピュータ21のRO
Mに予め記憶されている。ついで、車速Ｖの上位２ビッ
トが「10」であることに基き、マイクロコンピュータ21
がステップ41aにて指針14の振れ角範囲を第３象限と決
定する。さらに、マイクロコンピュータ21が、同ステッ
プ41aにて、車速Ｖに応じＶ−Ｓデータから振れ角Ｓを
決定し、この決定振れ角Ｓに応じ第１及び第２のデュー
ティデータ（第８図参照）に基き各デューティ比D₁及び
D₂を決定し、ステップ43において、ステップ41aでの第
３象限を象限出力信号として発生するとともに、同ステ
ップ41aでの各デューティ比D₁及びD₂を第１及び第２の
デューティ出力信号として発生し、これら各信号に応答
して指針14が上述と同様の各駆動回路22,23の作動に応
じ第３象限内の決定振れ角Ｓまで振れる。

また、主制御プログラムがステップ39に進んだとき、
ステップ52における車速Ｖが所定車速V₃以上で所定車速
V₄よりも低ければ、マイクロコンピュータ21が、各ステ
ップ39,40,41にて「NO」と順次判別した後、ステップ41
にて「YES」と判別する。但し、所定車速V₄は300（Km/
h）に相当しマイクロコンピュータ21のROMに予め記憶さ
れている。ついで、車速Ｖの上位２ビットが「11」であ
ることに基き、マイクロコンピュータ21がステップ42a
にて指針14の振れ角範囲を第４象限として決定する。さ
らに、マイクロコンピュータ21が、同ステップ42aに
て、車速Ｖに基きＶ−Ｓデータから振れ角Ｓを決定し、
この決定振れ角Ｓの所定振れ角S₂₇₀（Ｓ＝270゜に相当
する）からの減算値に応じ、第１及び第２のデューティ
データ（第８図参照）に基き各デューティ比D₁及びD₂を
決定し、ステップ43において、ステップ42aでの第４象
限を象限出力信号として発生するとともに、ステップ42
aでの各デューティ比D₁及びD₂を第１及び第２のデュー
ティ出力信号として発生し、これら信号に応答して指針
14が上述と同様の各駆動回路22,23の作動に応じ第４象
限内の決定振れ角Ｓまで振れる。

以上説明したように、マイクロコンピュータ21から発
生されるべき第１及び第２のデューティ出力信号の各波
形を特定する各式（１）〜（６）を、各組合わせ座標毎
の|F−S|の最大値FGmaxのうちの最小値に係わるXa,Xb,Y
aを各値でもって特定して第１及び第２のデューティデ
ータ（第８図参照）を作成し、これら各デューティデー
タに基づき発生する前記第１及び第２のデューティ出力
信号に応じて各駆動回路22,23により各コイル11,12への
流入電流を制御するようにしたので、前記第１及び第２
のデューティ出力信号の各波形上の屈曲点（即ち、第５
図の各屈曲点Pa〜Pd等）における指示誤差が大幅に減少
することとなり、その結果、指針14は、前記各屈曲点近
傍にても、見る者に違和感を与えることなく円滑に振れ
得る。

因みに、本発明による場合の指示誤差FG及び従来の等
脚台形波形による場合の指示誤差FGを調べてみたとこ
ろ、前者は第６図に示す曲線として得られ、一方、後者
は第７図に示す曲線として得られた。これによれば、等
脚台形波形の屈曲点近傍に生じる指示誤差の大きさ及び
変化具合に比べ本発明の方が大幅に減少することが分か
る。

また、本発明の実施にあたっては、主制御プログラム
の各ステップ32a、32b、34a、35aにおける演算処理を別
途行なって前記第１及び第２のデューティデータを予め
作成しマイクロコンピュータ21のROM内に記憶しておく
ようにしてもよい。

以下、本発明の第２実施例を第10図、第11図を参照し
て説明する。第10図、第11図において、波形整形器70
は、両ダイオード71,71、充放電用コンデンサ72、定電
流源Ic、両ツェナーダイオード73,73、各抵抗74〜74、
コンパレータ75、両インバータ76a,76b及びトランジス
タ77により構成されて、車速センサ20aからの各車速パ
ルス（第11図（Ａ）参照）を波形整形し整形パルス（第
11図（Ｂ）（Ｂ′）参照）としてインバータ76aから順
次発生する。周波数−電圧変換器80（以下、Ｆ−Ｖ変換
器80という）は、両ORゲート81,81、各トランジスタ82
〜82、各抵抗83,84,84、両トランジスタ85,85、充電用
コンデンサ86、両ダイオード87,87、抵抗88、平滑用コ
ンデンサ89a、電流−電圧変換用抵抗89b及び定電流源Ic
により構成されて、波形整形器70からの各整形パルスの
周波数ｆ（Hz）をこれに比例するアナログ電圧V_fv（第1
1図（Ｃ）参照）に変換し、このアナログ電圧V_fvを抵抗
89bから発生する。

基準電圧発生器90は、互いに直列接続した各抵抗91〜
97により定電圧V_c1を分圧しその各共通端子91a〜96aか
ら第１〜第６の基準電圧を発生する。かかる場合、第１
〜第６の基準電圧は、0.5（Ｖ）、0.75（Ｖ）、１
（Ｖ）、1.25（Ｖ）、1.5（Ｖ）、1.75（Ｖ）、２
（Ｖ）にそれぞれ相当する。また、指針14の振れ角Ｓの
範囲０゜〜360゜が０（Ｖ）〜２（Ｖ）に対応し、ま
た、0.5（Ｖ）、１（Ｖ）、1.5（Ｖ）が90゜,180゜,270
゜にそれぞれ対応する。

比較回路100は、複数のコンパレータ101〜105を有し
ており、コンパレータ101は、Ｆ−Ｖ変換器80からのア
ナログ電圧V_fvを基準電圧発生器90からの第４基準電圧
と比較する。しかして、アナログ電圧V_fvが前記第４基
準電圧より高い（又は低い）ときコンパレータ101はハ
イレベル（又はローレベル）にて比較信号を発生する。
コンパレータ102は、Ｆ−Ｖ変換器80からのアナログ電
圧V_fvを基準電圧発生器90からの第２基準電圧と比較す
る。しかして、アナログ電圧V_fvが前記第２基準電圧よ
り高い（又は低い）ときコンパレータ102はハイレベル
（又はローレベル）にて比較信号を発生する。

残余のコンパレータ103,104,105はヒステリシス特性
を有するもので、コンパレータ103はＦ−Ｖ変換器80か
らのアナログ電圧V_fvを基準電圧発生器90からの第３基
準電圧と比較する。しかして、アナログ電圧V_fvが前記
第３基準電圧よりも低い（又は高い）ときコンパレータ
103がハイレベル（又はローレベル）にて比較信号を発
生する。コンパレータ104はＦ−Ｖ変換器80からのアナ
ログ電圧V_fvを基準電圧発生器90からの第１基準電圧と
して比較する。しかして、アナログ電圧V_fvが前記第１
基準電圧より低い（又は高い）ときコンパレータ104が
ハイレベル（又はローレベル）にて比較信号を生じる。
コンパレータ105はＦ−Ｖ変換器80からのアナログ電圧V
_fvを基準電圧発生器90からの第５基準電圧と比較する。
しかして、アナログ電圧V_fvが前記第５基準電圧より低
い（又は高い）ときコンパレータ105はハイレベル（又
はローレベル）にて比較信号を生じる。

鋸歯状波電流発生器110は、一対のアナログスイッチ1
11a,111bを有しており、アナログスイッチ111aはコンパ
レータ105からのハイレベルの比較信号に応答して導通
し同比較信号のローレベルへの変化に応答して非導通と
なる。一方、アナログスイッチ111bはコンパレータ104
からのハイレベルの比較信号に応答して導通し同比較信
号のローレベルへの変化に応答し５非導通となる。しか
して、鋸歯状波電流発生器110は、両アナログスイッチ1
11a,111b、Ｆ−Ｖ変換器80、基準電圧発生器90及び比較
回路100の各作動に応じ鋸歯状波電流I₁（第11図（Ｄ）
参照）を発生する。かかる場合、電流発生器110は、両
アナログスイッチ111a,111bの導通下にて基準電圧発生
器90から第６及び第３の基準電圧を受けて電流I₁をＦ−
Ｖ変換器80からのアナログ電圧V_fvの上昇に比例してI_1m
まで増大させ、アナログスイッチ111bの非導通に応答し
て電流I₁を（−I_1m）まで瞬時に減少させ、電流I₁を
（−I_1m）からアナログ電圧V_fvの上昇に比例してI_1mま
で増大させ、アナログスイッチ111aの非導通に応答して
I₁を再び（−I_1m）まで瞬時に減少させ、I₁をV_fvの上昇
に比例してI₁＝０まで増大させる。

鋸歯状波電流発生器120は、アナログスイッチ121を有
しており、このアナログスイッチ121は、コンパレータ1
03からのハイレベルの比較信号に応答して導通し同比較
信号のローレベルへの変化に応答して非導通となる。し
かして、電流発生器120は、アナログスイッチ121、基準
電圧発生器90及びＦ−Ｖ変換器80の各作動に応じ鋸歯状
波電流I₂（第11図（Ｅ）参照）を発生する。かかる場
合、電流発生器120は、基準電圧発生器90から第１基準
電圧を受けるとともにアナログスイッチ121の導通下に
て第５基準電圧を受けて電流I₂をＦ−Ｖ変換器80からの
アナログ電圧V_fvの上昇に比例して（−I_2m）からI_2mま
で増大させ、アナログスイッチ121の非導通に応答して
電流I₂を（−I_2m）まで瞬時に減少させ、さらに、電流I
₂を（−I_2m）からI_2mまでアナログ電圧V_fvに比例して増
大させる。

電流−電圧変換器130（以下、Ｉ−Ｖ変換器130とい
う）は、電流発生器110から電流I₁を受けて、この電流I
₁を三角波状電圧V₁（第12図（Ａ）参照）に変換する。
一方、電流−電圧変換器140（以下、Ｉ−Ｖ変換器140と
いう）は、電流発生器120から電流I₂を受けて、この電
流I₂を三角波状電圧V₂（第12図（Ｂ）参照）に変換す
る。かかる場合、各電圧V₁,V₂はアナログ電圧V_fvの上昇
に応じ三角波状に変化する。

関数発生器150は、互いに直列接続した両抵抗151,152
を有しており、これら両抵抗151,152は定電圧発生器60
からの定電圧V_c1を分圧し分圧電圧として発生する。但
し、この分圧電圧は、振れ角Ｓ＝90゜−Xb＝46゜にて前
記第１実施例にいう信号レベルＹ＝Ya＝0.82に対応する
アナログ電圧V_fv＝V_90-xbに相当する。しかして、関数
発生器150は、両抵抗151,152からの分圧電圧との関連に
おいてＩ−Ｖ変換器130からの三角波状電圧V₁を変更し
関数電圧V_g1（第12図（Ｃ）にて実線参照）として発生
する。かかる場合、V_g1は、V_fv＝V_90-xbにて直線的に屈
曲し、V_fv＝0.5及び１にてそれぞれ線対称となる波形を
有する。但し、関数発生器150において、両トランジス
タ153,154の各ベース・エミッタ電圧をそれぞれV_BE1,V
_BE2とし、抵抗155の抵抗値をR₁とし、両抵抗151,152の
分圧電圧をV_Aとすれば、トランジスタ153を介し抵抗155
に流入する電流i₁は次の式（７）により特定される。

従って、関数電圧V_g1の波形上の屈曲程度はこの式
（７）で特定されることになる。

関数発生器160は、互いに直列接続した両抵抗161,162
を有しており、これら両抵抗161,162は定電圧発生器60
からの定電圧V_c1を分圧し分圧電圧として発生する。但
し、この分圧電圧は、Ｓ＝Xb＝44゜にてＹ＝0.82に対応
するアナログ電圧V_fv＝V_xbに相当する。しかして、関数
発生器160は、両抵抗161,162からの分圧電圧との関連に
おいてＩ−Ｖ変換器140からの三角波状電圧V₂を変更し
関数電圧V_g2（第12図（Ｄ）にて実線参照）として発生
する。かかる場合、V_g2は、V_fv＝V_xbにて直線的に屈曲
し、V_fv＝0.5及び１にてそれぞれ線対称となって波形を
有する。但し、関数発生器160において、両トランジス
タ163,164の各ベース・エミッタ電圧、抵抗165の抵抗値
及び両抵抗161,162の分圧電圧との関連において、トラ
ンジスタ163を介し抵抗165に流入する電流は、関数発生
器150の場合と実質的に同様に式（７）で特定される。
従って、関数電圧V_g2の波形上の屈曲程度は、同様に、
式（７）で特定されることとなる。

関数発生器170は、互いに直列接続した両抵抗171,172
を有しており、これら両抵抗171,172は定電圧発生器60
からの定電圧V_c1を分圧し分圧電圧として発生する。但
し、この分圧電圧は、振れ角Ｓ＝90゜−Xa＝71.9゜にて
Ｙ＝１に対応するアナログ電圧V_fv＝V_90-xaに相当す
る。しかして、関数発生器170は、両抵抗171,172からの
分圧電圧との関連において関数発生器150からの関数電
圧V_g1を変更し関数電圧V_h1（第12図（Ｅ）にて実線参
照）として発生する。かかる場合、V_h1は、V_fv＝V_90-xa
にて直線的に屈曲し、V_fv＝0.5及び１にてそれぞれ線対
称となる波形を有する。但し、関数発生器170におい
て、両トランジスタ173,174の各ベース・エミッタ電圧
をそれぞれV_BE3,V_BE4とし、抵抗175の抵抗値をR₂とし、
両抵抗171,172の分圧電圧をV_Bとすれば、トランジスタ1
73を通り抵抗175に流入する電流i₂は次の式（８）で特
定される。

従って、関数電圧V_h1のV_g1とは異なる波形上屈曲度合
はこの式（８）で特定されることとなる。

関数発生器180は、互いに直列接続した両抵抗181,182
を有しており、これら両抵抗181,182は定電圧発生器60
からの定電圧V_c1を分圧し分圧電圧として発生する。但
し、この分圧電圧は、振れ角Ｓ＝Xa＝18.1゜にてＹ＝Ya
＝１に対応するアナログ電圧V_fv＝V_xaに相当する。しか
して、関数発生器180は、両抵抗181,182からの分圧電圧
との関連において関数発生器160からの関数電圧V_g2を変
更し関数電圧V_h2（第12図（Ｆ）にて実線参照）として
発生する。かかる場合、V_h2は、V_fv＝V_xbにて直線的に
屈曲し、V_fv＝0.5及び１にてそれぞれ線対称となる波形
を有する。但し、関数発生器180において、両トランジ
スタ183,184の各ベース・エミッタ電圧、抵抗185の抵抗
値、両抵抗181,182の分圧電圧との関連において、トラ
ンジスタ183を通り抵抗185に流入する電流は、関数発生
器170の場合と実質的に同様に式（８）によって特定さ
れる。従って、関数電流V_h2のV_g2とは異なる波形上の屈
曲度合は式（８）で特定されることとなる。

出力方向切換器190は、第９図及び第10図に示すごと
く、電流発生器110及びＩ−Ｖ変換器130に接続した比較
回路190aと、電流発生器120及びＩ−Ｖ変換器140に接続
した比較回路190bと、各比較回路100,190a,190bに接続
した論理回路190cによって構成されている。比較回路19
0aは、互いに直列接続した両抵抗191,192を有してお
り、これら両抵抗191,192は定電圧発生器60からの定電
圧V_c2を分圧し分圧電圧として発生する。但し、この分
圧電圧はV_c2/2に相当する。コンパレータ193は、電流発
生器110からの電流I₁に相当する電圧が両抵抗191,192か
らの分圧電圧より低い（又は高い）とき、ハイレベル
（又はローレベル）にて比較信号を発生する。

比較回路190bは、互いに直列接続した両抵抗194,195
を有しており、これら両抵抗194,195は定電圧発生器60
からの定電圧V_c2を分圧し分圧電圧として発生する。但
し、この分圧電圧は、V_c2/2に相当する。コンパレータ1
96は、電流発生器120からの電流I₂に相当する電圧が両
抵抗195,196からの分圧電圧より低い（又は高い）と
き、ハイレベル（又はローレベル）にて比較信号を発生
する。論理回路190cは、両コンパレータ101,193に接続
したNORゲート197aと、両コンパレータ101,102に接続し
たNORゲート197bと、コンパレータ102及びNORゲート197
aに接続したNORゲート197cと、コンパレータ196及びNOR
ゲート197cに接続したエクスクルーシブORゲート197d
と、このエクスクルーシブORゲート197d及びNORゲート1
97bに接続したNORゲート197eとにより構成されている。
しかして、この論理回路190cは、各コンパレータ101,10
2,193,196からの比較信号のレベルに応じ各NORゲート19
7c,197eからそれぞれ第１及び第２の出力方向切替信号
を発生する。

因みに、ローレベル又はハイレベルをそれぞれ「０」
及び「１」で表わし、各コンパレータ101,102,103,104,
105,193,196からの比較信号をそれぞれCa,Cb,C_s1,C_s2,C
_s3,C_sin,C_cosで表わし、また、NORゲート197cからの第
１出力方向切替信号及びNORゲート197eからの第２出力
方向切換替信号をそれぞれD_sin及びD_cosで表わすものと
すれば、振れ角Ｓとの関係で次の（論理表−１）が成立
する。

駆動回路200においては、論理回路190cからの第１出
力方向切替信号がローレベルのとき、トランジスタ201
がインバータ201aの作用を受けて導通するとともにトラ
ンジスタ202が三つのインバータ202a,202b,202cの作用
を受けて導通する。このため、（関数電圧V_h1/抵抗203
の抵抗値）に相当する電流が、トランジスタ201、コイ
ル11及びトランジスタ202を通り抵抗203に流入する。一
方、論理回路190cからの第１出力方向切替信号がハイレ
ベルのとき、トランジスタ204が両インバータ204a,204b
の作用を受けて導通するとともに、トランジスタ205が
両インバータ202a,205aの作用を受けて導通する。この
ため、（関数電圧V_h1/抵抗203の抵抗値）に相当する電
流が、トランジスタ205、コイル11及びトランジスタ204
を通り抵抗203に流入する。このことは、その流入電流
に応じ、流入方向で定まるベクトル量にて電磁力を発生
することを意味する。かかる場合、コイル11の両端子を
第10図に示すように各符号11a,11bで表わせば、両端子1
1a,11b間の端子電圧V₁₁は、コイル11への流入電流に比
例し、アナログ電圧V_fvとの関係において第13図（Ａ）
に示すごとき波形にて変化する。

演算増幅器206は、関数発生器170からの関数電圧V_h1
が抵抗203の端子に端子電圧として発生するように作用
する。各ダイオード207,208は、NORゲート197cからの第
１出力方向切替信号に応答して導通し、同第１出力方向
切替信号のローレベルへの変化に応答して非導通とな
る。このことは、各トランジスタ204,202が各ダイオー
ド207,208の導通下でのみそれぞれ導通可能となること
を意味する。

一方、駆動回路210においては、論理回路190cからの
第２出力方向切替信号がローレベルのとき、トランジス
タ211がインバータ211aの作用を受けて導通するととも
にトランジスタ212が三つのインバータ212a,212b,212c
の作用を受けて導通する。このため、（関数電圧V_h2/抵
抗213の抵抗値）に相当する電流が、トランジスタ211、
コイル12及びトランジスタ212を通り抵抗213に流入す
る。一方、論理回路190cからの第２出力方向切替信号が
ローレベルのとき、トランジスタ214が両インバータ214
a,214bの作用を受けて導通するとともにトランジスタ21
5が両インバータ212a,215aの作用を受けて導通する。こ
のため、（関数電圧V_h2/抵抗213の抵抗値）定電圧発生
器60からの定電圧Vdに相当する電流が、トランジスタ21
5、コイル12及びトランジスタ214を通り抵抗213に流入
する。このことは、コイル12が、その流入電流に応じ、
その流入方向で定まるベクトル量にて電磁力を発生する
ことを意味する。かかる場合、コイル12の両端子を第10
図に示すように各符号12a,12bで表わせば、両端子12a,1
2b間の端子電圧V₁₂は、コイル12への流入電流に比例
し、アナログ電圧V_fvとの関係において第13図（Ｂ）に
示すごとき波形にて変化する。なお、本第２実施例にお
いては、第10図にて破線ｌにより包囲された各回路がIC
により形成されている。

以上のように構成した本第２実施例において、前記第
１実施例と同様に当該車両を走行状態におけば、波形整
形器70から車速センサ20aとの協働により生じる各整形
パルスの周波数がＦ−Ｖ変換器80によりアナログ電圧V
_fvに変換される。しかして、このアナログ電圧が車速Ｖ
＝０（Km/h）からＶ＝300（Km/h）への上昇に応じV_fv＝
０（ｖ）からV_fv＝２（Ｖ）まで変化するものとすれ
ば、各電流発生器110,120が基準電圧発生器90及び比較
回路100との協働によりそれぞれV_fvの変化に応じ各鋸歯
状波状電流I₁,I₂（第11図（Ｄ）（Ｅ）参照）を発生す
る。

すると、Ｉ−Ｖ変換器130,140が各電流発生器110,120
からの電流I₁,I₂を各三角波状電圧V₁,V₂（第12図（Ａ）
（Ｂ）参照）にそれぞれ変換し、各関数発生器150,160
が各三角波状電圧V₁,V₂に応じて各関数電圧V_g1,V_g2（第
12図（Ｃ）（Ｄ）参照）をそれぞれ発生し、各関数発生
器170,180が各関数電圧V_g1,V_g2に応じて各関数電圧V_h1,
V_h2（第12図（Ｅ）（Ｆ）参照）をそれぞれ発生し、出
力方向切換器190が比較回路100との協働により各電流発
生器110,120からの各電流I₁,I₂に相当する各電圧に応じ
て選択的に第１及び第２の出力方向切替信号を発生す
る。

しかして、駆動回路200が、演算増幅器206が抵抗203
に関数電圧V_h1を発生させている状態にて、出力方向切
替器190からの第１出力方向切替信号のレベルに応じた
極性にてコイル11に電流を流入させる一方、駆動回路21
0が、演算増幅器216が抵抗213に関数電圧V_h2を発生させ
ている状態にて、出力方向切替器190からの第２出力方
向切替信号のレベルに応じた極性にてコイル12に電流を
流入させる。このことは、各コイル11,12の端子電圧
V₁₁,V₁₂がアナログ電圧V_fvに応じて第12図（Ｅ）（Ｆ）
に示すごとくそれぞれ変化することを意味する。

換言すれば、アナログ電圧V_fvが０（Ｖ）から２
（Ｖ）まで変化する過程において、各電流I₁,I₂が、互
いに90゜（V_fv＝0.5（Ｖ）に相当）だけ位相を異にして
第11図（Ｄ）（Ｅ）に示すごとく鋸歯状波状に変化し、
各電圧V₁,V₂が、互いに90゜だけ位相を異にして三角波
状に変化し、関数電圧V_g1が、第12図（Ｃ）に示すごと
く、V_fv＝0.5（Ｖ）を中心としV_90-xb≦V_fv≦（0.5＋V
_90-xb）にて電圧V₁の波形の頂角を大きくするように電
圧V₁を変更するとともにV_fv＝1.5（Ｖ）を中心とし（１
＋V_90-xb）≦V_fv≦（1.5＋V_90-xb）にて電圧v₁の波形の
頂角を大きくするように電圧V₁を変更し形成される一
方、関数電圧V_g2が、第12図（Ｄ）に示すごとく、０≦V
_fv≦V_xbにて電圧V₂の波形の頂角を大きくするように電
圧V₂を変更し、V_fv＝１（Ｖ）を中心とし（0.5＋V_xb）
≦V_fv≦（１＋V_xb）にて電圧v₂の波形の頂角を大きくす
るように電圧V₂を変更し、かつ（1.5＋V_xb）≦V_fv≦２
（Ｖ）にて電圧V₂の波形の頂角を大きくするように電圧
V₂を変更して形成され、さらに、関数電圧V_h1が、第12
図（Ｅ）に示すごとく、V_fv＝0.5（Ｖ）を中心としV
_90-xa≦V_fv≦（0.5＋V_90-xa）にて関数電圧V_g1の波形を
ほぼ平坦にするように関数電圧V_g1を変更するととも
に、V_fv＝1.5（Ｖ）を中心とし（１＋V_90-xa）≦V_fv≦
（0.5＋V_90-xa）にて関数電圧V_g1の波形をほぼ平坦にす
るように関数電圧を変更して形成される一方、関数電圧
V_h2が、第12図（Ｆ）に示すごとく、０≦V_fv≦V_xa,（１
−V_xa）≦V_fv≦（１＋V_xa），及び（２−V_xa）≦V_fv≦
２（Ｖ）の各範囲にて関数電圧V_g2の波形をほぼ平坦に
するように関数電圧V_g2を変更して形成される。このた
め、コイル11の端子電圧V₁₁は第13図（Ｅ）に示すごと
く擬似サイン波形となり、一方、コイル12の端子電圧V
₁₂は第13図（Ｆ）に示すごとく擬似コサイン波形とな
る。かかる場合、各端子電圧V₁₁,V₁₂は、上述のような
アナログ回路構成に起因して前記第１実施例にて述べた
ような各屈曲点での波形の屈曲状変化を一層緩やかにす
るように変化する。

従って、上述のような各端子電圧V₁₁,V₁₂に応じ各コ
イル11,12にそれぞれ生じる各電磁力との関連で、指針1
4が車速Ｖの変化に応じて振れることとなり、その結
果、前記第１実施例で述べた各屈曲点での指針14の振れ
具合に対する違和感の解消をより一層促進させ得る。ま
た、各関数発生器150〜180の採用により上述のように擬
似サイン波及び擬似コサイン波の端子電圧V₁₁,V₁₂を作
りだすようにしたので、台形波或いは三角波の各端子電
圧を各コイル11,12の端子電圧として採用した場合に生
じがちな屈曲点での指針14の停止或いは針飛等の発生
を、余剰のコンデンサ等の採用によるリップル信号の各
端子電圧への重畳なくして、確実に防止できる。因み
に、本第２実施例による場合の指示誤差FGを調べてみた
ところ、この指示誤差FGは、第14図にて破線により示す
曲線として得られた。これによれば、本実施例での指示
誤差FGは、前記第１実施例における指示誤差FG（第14図
にて実線により示す曲線参照）よりも、さらに小さくな
っていることが認められる。

なお、前記第２実施例においては、各関数発生器150,
160をそれぞれ一段にて構成するようにしたが、これに
代えて、各関数発生器150,160を、例えば、それぞれ２
段或いは３段にて構成するようにしてもよい。しかし
て、各関数発生器150,160をそれぞれ２段で構成した場
合には、各関数発生器170,180との各協働により各電圧V
₁,V₂を第15図に示すような関数電圧として構成できる。
また、各関数発生器150,160をそれぞれ３段で構成した
場合には、第16図に示すような関数電圧として構成でき
る。これらにより、上述の各端子電圧V₁₁,V₁₂を、それ
ぞれ、より一層、サイン波形及びコサイン波形に近ずけ
ることができる。

また、前記第２実施例においては、各駆動回路190,20
0をそれぞれブリッジ回路構成としたが、このようなブ
リッジ回路構成としない場合には出力方向切替器190は
省略してよい。

次に、前記第２実施例の第１変形例について説明する
と、この第１変形例においては、前記第２実施例におけ
る各一対の関数発生器150,170及び160,180に代えて、第
17図に示すような関数発生器220がそれぞれ採用されて
いることにその構成上の特徴がある。しかして、この関
数発生器220は、互いに直列接続した一対の抵抗221,222
を有しており、これら各抵抗221,222はバッテリＢから
の直流電圧Vdを分圧して分圧電圧Vrを発生する。但し、
この分圧電圧Vrは各Ｉ−Ｖ変換器130,140からの三角波
状電圧V₁,V₂の波形上の頂部の変化を緩やかにするため
の値に相当する。

また、関数発生器220は抵抗223を有しており、この抵
抗223は、Ｉ−Ｖ変換器130又は140からの電圧V₁又はV₂
に相当する三角波電流I₀を流入されて電圧V₀を生じる。
かかる場合、抵抗223の抵抗値をR₃とすると、V₀＝（I₀
−i₃）R₃が成立する。但し、符号i₃はトランジスタ224
に流入する電流を表わす。トランジスタ224は、そのベ
ース・エミッタ電圧V_BE5に応じて電流i₃を定電流として
流す電流発生器としての役割を果す。一方、トランジス
タ225は、そのコレクタに保護抵抗226を通り流入する電
流i₄の変化に対し、抵抗227及び両トランジスタ224,225
の各エミッタの共通端子に生じる電圧V_Tを一定に保つた
めの電流増幅器としての役割を果す。また、抵抗227
は、電流I₀の最大値時に、トランジスタ224のベース・
エミッタ電圧V_BE5とトランジスタ225のベース・エミッ
タ電圧V_BE6とを互いに等しくするように電流i₅（第17図
参照）を決める役割を果す。但し、i₅＝（I₀−V₀/R₃）
×２が成立するものとする。その他の構成は前記第２実
施例と同様である。

このように構成した本第１変形例において、前記第２
実施例にて述べたと同様に各Ｉ−Ｖ変換器130,140から
アナログ電圧V_fvの変化に応じ各電圧V₁,V₂が生じるもの
とする。今、抵抗223から生じる電圧V₀が０（Ｖ）から
上昇してゆくと、V₀＞V_Tとなったとき以後において電流
i₃がV_BE5＝V₀−V_Tを充足するように流れ始める。しかし
て、V₀＝V_rの成立時にi₃＝i₄が成立するように抵抗227
の抵抗値を定めれば、V₀≦V_r（第18図参照）が成立する
とともにV_oの最大値の設定が可能となる。一方、V_oが低
下してゆく場合にも、V_oの上昇過程と同様の作用がなさ
れる。このため、各電圧V₁,V₂の各頂部は、第18図に示
すごとく、V_rとの関連で緩やかに変化するように制限さ
れる。このように制限されるのは、トランジスタ225
が、V_r近傍では電流制限機能を発揮し、V₀＞Vrでは非導
通となるため、V₀,V_BE5及び抵抗227の抵抗値で決まる電
流i₃が引かれてV₀＝V₁（V₂）の波形の傾きの変化をもた
らすからである（第19図にて実線参照）。なお、i₃＝I_s
exp｛ｑ（V₀−V_T）/KT｝である。

しかして、各関数発生器220から上述のような作用に
応じ関数電圧がそれぞれ生じると、これら各関数電圧
が、上述と同様に、擬似サイン波形状の端子電圧V₁₁及
び擬似コサイン波形状の端子電圧V₁₂として形成され
る。従って、前記第２実施例と同様にアナログ電圧V_fv
の変化に伴う指針14の円滑な振れ具合を常に確保するこ
とができるとともに、上述のような各屈曲点での指針14
の振れ具合に対する違和感の解消を促進させ得る。ま
た、各関数発生器220の採用により、台形波或いは三角
波の各端子電圧を各コイル11,12に印加した場合に生じ
がちな屈曲点での指針14の停止、針飛等の発生を、余剰
のコンデンサ等の採用によるリップル信号の各端子電圧
への重畳なくして、確実に防止できる。その他の作用効
果は前記第２実施例と同様である。

次に、前記第２実施例の第２変形例について第20図を
参照して説明すると、この第２変形例においては、比較
回路100の各コンパレータ103,104,105として、微少ヒス
テリシス幅をもつコンパレータ230を採用したことにそ
の構成上の特徴がある。このコンパレータ230において
は、基準電圧発生器90の共通端子91a,93a又は95aからの
第1,第３又は第５の基準電圧（以下、基準電圧V_inとい
う）が差動入力用トランジスタ231のベースに印加さ
れ、一方、Ｆ−Ｖ変換器80からのアナログ電圧V_fvが差
動入力用トランジスタ232のベースに印加される場合、V
_fvの０（Ｖ）からの上昇過程においてV_fv＜V_inではトラ
ンジススタ232及び電流増幅用両トランジスタ233,234が
共に導通状態にあり、一方、トランジスタ231及び差動
増幅用トランジスタ235が非導通状態にある。このと
き、微少ヒステリシス幅用抵抗236には、トランジスタ2
35のコレクタから両トランジスタ233,234の各ベースに
流入すべき電流が流れている。かかる場合、この電流
は、｛（出力電圧V_out−トランジスタ234のベース電
位）／抵抗236の抵抗値R_h｝でもって特定される。

ついで、V_fv＞V_inになると、トランジスタ232が非導
通となり、両トランジスタ233,234のベース電位が変化
し、トランジスタ233のコレクタ電流がトランジスタ231
のコレクタ電流よりも減少し、トランジスタ235が導通
し、両トランジスタ233,234のベース電流が、〔｛（両
トランジスタ233,234のベース電位）−（トランジスタ2
35のコレクタ電位）｝／抵抗値R_h〕で定まる値の電流で
もって引抜かれ、かつ両トランジスタ233,234のベース
電位が急速に０（Ｖ）に低下する。一方、アナログ電圧
V_fvが徐々に低下してゆく場合には、上述の作用とは逆
の作用を経てトランジスタ235の導通状態から非導通状
態への変化が生じる。

以上のような作用に基き、抵抗236がない場合におい
て両トランジスタ233,234のベース電位が０（Ｖ）にな
る前にV_fvが、ノイズ等に起因して、V_fv＜V_inとなりト
ランジスタ235の出力を発振させるという不具合が解消
され得る。これは、抵抗236の採用によって両トランジ
スタ233,234の非導通時間が短縮されてトランジスタ235
の非導通及び導通間の変化が発振を伴うことなく行なわ
れることによる。因みに、Rh＝300（ＫΩ）とすると、
両トランジスタ233,234のベースから抵抗236に向け引か
れる電流は、｛0.68（Ｖ）/300（ｋΩ）｝＝2.3（μ
Ａ）である。このことは、V_fvがゆっくり上昇し或いは
低下しても、コンパレータ230の出力V_outは急変化でき
ることを意味する。即ち、ヒステリシス幅を微少にでき
る。第21図は、コンパレータ230のヒステリシス幅が微
少であることを示している。

このようにヒステリシス幅が微少なために、コンパレ
ータ230に相当する各コンパレータ103,104,105の各出力
は発振しない。その結果、電流発生器110及び論理回路1
90cの各出力、即ち、各コイル11,12の端子電圧に発振が
伴うことがないので、指針14の針振れを確実に防止でき
る。また、かかる作用効果の達成にあたり、コンパレー
タ230を、通常の差動増幅器に抵抗236を付加した構成と
するのみで、容易に実現できる。

なお、前記第２変形例においては、抵抗236により微
少ヒステリシス幅を設けるようにしたが、これに代え
て、第22図に示すごとく、各トランジスタ237,238,239
からなる微少定電流回路を採用し、この回路によって両
トランジスタ233,234のベース電流を抜くようにして
も、前記第２変形例と同様の微少ヒステリシス幅のコン
パレータを提供できる。なお、トランジスタ235aはトラ
ンジスタ235と同様の機能をもつ。

また、前記第２変形例においては、各トランジスタ23
2,231としてPNP型のものを採用したが、これに代えて、
第23図に示すごとく、NPN型トランジスタ232A,231Aを採
用してもよく、或いは第24図に示すごとく各ダーリント
ン回路232B,231Bを採用してもよい。

また、本発明の実施にあたっては、車速Ｖに限ること
なく、各種の各アナログ入力用交差コイル型アナログ指
示計器のための駆動装置に本発明を適用して実施しても
よい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例を示すブロック図、第２〜
第４図は第１図のマイクロコンピュータの作用を示すフ
ローチャート、第５図は各信号レベルY₁₁,Y₁₂の振れ角
Ｓとの関係を示すグラフ、第６図は前記第１実施例によ
る場合の指示誤差FGと振れ角Ｓとの関係を示すグラフ、
第７図は従来の等脚台形波形による場合の指示誤差FGと
振れ角Ｓとの関係を示すグラフ、第８図は第１及び第２
のデューティデータを表すグラフ、第９図は本発明の第
２実施例の要部を示すブロック図、第10図は同詳細回路
図、第11図〜第13図は同詳細回路における各主要な点の
信号波形図、第14図は前記第２実施例による場合の指示
誤差FGと振れ角Ｓとの関係を示すグラフ、第15及び16図
は、第10図の各関数発生器（前段側）の変形例における
関数波形形成図、第17図は第10図の各関数発生器の波形
例を示す回路図、第18図及び第19図は同回路の作用説明
図、第20図は第10図の比較回路の変形例を示す要部回路
図、第21図は同要部回路の作用説明図、並びに第22図〜
第24図は第20図の変形例についての各変形例を示す回路
図である。 符号の説明 10……アナログ指示計器、11,12……コイル、21……マ
イクロコンピュータ、22,23,200,210……駆動回路、80
……Ｆ−Ｖ変換器、90……基準電圧発生器、100……比
較回路、101〜105,230……コンパレータ、110,120……
電流発生器、130,140……Ｉ−Ｖ変換器、150〜180,220
……関数発生器。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】互いに略同心的に交差してなる第１および
   第２のコイルへの各流入電流に応じた指針の振れ角にて
   アナログ入力を指示するようにした交差コイル型アナロ
   グ指示計器において、 前記振れ角が90゜、270゜のとき点対称となり、180゜の
   とき線対称となる第１等脚台形波形の傾辺部および上底
   部を複数の屈曲点で屈曲させた第１屈曲波形信号を発生
   させる第１屈曲波形信号発生手段と、 前記第１等脚台形波形と位相が90゜だけ異なる第２等脚
   台形波形の傾辺部および上底部を複数の屈曲点で屈曲さ
   せた第２屈曲波形信号を発生させる第２屈曲波形信号発
   生手段と、 前記指針の実際の振れ角を設定する実際振れ角設定手段
   と、 前記第１屈曲波形信号発生手段により発生された前記第
   １屈曲波形信号および前記第２屈曲波形信号発生手段に
   より発生された前記第２屈曲波形信号に基づいて前記指
   針の擬似振れ角を算出する擬似振れ角算出手段と、 前記実際振れ角の所定範囲内における前記擬似振れ角と
   前記実際振れ角との差の最大値を算出する最大値算出手
   段と、 前記屈曲点を変更して行き、前記擬似振れ角と前記実際
   振れ角との差の最大値が最小となるときの前記複数の屈
   曲点を特定する屈曲点特定手段と、 前記屈曲点特定手段にて特定された複数の屈曲点で屈曲
   させた第１屈曲波形信号および第２屈曲波形信号を選択
   する信号選択手段と、 前記信号選択手段により選択されて前記屈曲点特定手段
   にて特定された複数の屈曲点で屈曲させた第１屈曲波形
   信号および前記第２屈曲波形信号に基づいて前記第１お
   よび第２のコイルへの各流入電流を決定する流入電流決
   定手段と、 を備えたことを特徴とする交差コイル型アナログ指示計
   器のための駆動装置。
2. 【請求項２】互いに略同心的に交差してなる第１および
   第２のコイルへの各流入電流に応じた指針の振れ角にて
   アナログ入力を指示するようにした交差コイル型アナロ
   グ指示計器において、 前記振れ角が90゜以下の範囲、180゜以下の範囲および2
   70゜以下の範囲にそれぞれ相当する第１、第２および第
   ３のアナログ入力レベルにある間のみ第１、第２および
   第３の信号をそれぞれ発生する信号発生手段と、 前記第１および第３の信号の発生状態に応じて第１の三
   角波信号を形成する第１三角波信号形成手段と、 前記第２の信号の発生状態に応じて前記第１の三角波信
   号に対し90゜だけ位相を異にする第２の三角波信号を形
   成する第２三角波信号形成手段と、 前記第１の三角波信号の波形を屈曲変形させてサイン関
   数の波形に近づける第１関数信号を発生する第１関数信
   号発生手段と、 前記第２の三角波信号の波形を屈曲変形させてコサイン
   関数の波形に近づける第２関数信号を発生する第２関数
   信号発生手段と、 前記第１および第２関数信号にそれぞれ応答してこれら
   各関数信号のレベルに比例する各流入電流を前記第１お
   よび第２のコイルに流入させるようにこれらを駆動する
   駆動手段と、 を設けたことを特徴とする交差コイル型アナログ指示計
   器のための駆動装置。
3. 【請求項３】前記請求項２に記載の交差コイル型アナロ
   グ指示計器のための駆動装置において、 前記振れ角の90゜、180゜および270゜にそれぞれ相当す
   る各レベルにて第１、第２および第３の基準信号を発生
   する基準信号発生手段と、 前記第１基準信号のレベルを中心として微少ヒステリシ
   ス幅を有する第１ヒステリシスコンパレータと、 前記第２基準信号のレベルを中心として微少ヒステリシ
   ス幅を有する第２ヒステリシスコンパレータと、 前記第３基準信号のレベルを中心として微少ヒステリシ
   ス幅を有する第３ヒステリシスコンパレータとから前記
   信号発生手段を構成し、 前記微少ヒステリシス幅は、前記第１、第２、第３ヒス
   テリシスコンパレータの発振を防止する幅であることを
   特徴とする交差コイル型アナログ指示計器のための駆動
   装置。