JPH0827299B2 - 交差コイル型アナログ指示計器のための駆動装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交差コイル型アナログ
指示計器に係り、特に、当該アナログ指示計器を駆動す
るに適した駆動装置に関する。

【０００２】

【従来技術】従来、この種の駆動装置においては、例え
ば、特開平２−２２２８４０号公報に示されているよう
に、車速に比例する周波数にてパルス信号を順次発生
し、これら各パルス信号を、これら各パルス信号の周波
数に比例するアナログ電圧に、周波数ー電圧変換器によ
り変換し、このアナログ電圧から形成される疑似サイン
波及び疑似コサイン波の各駆動電圧に応じ交差コイル型
アナログ指示計器の一対の交差コイルを駆動し、この駆
動に応じた振れ角にて車速を指針により指示するように
したものがある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
構成においては、上述の周波数ー電圧変換器には、前記
各パルス信号を前記アナログ電圧に変換するにあたり、
周波数ー電圧変換に必要なワンショット波形を形成すべ
く、一定電荷充電用コンデンサが採用され、かつ、周波
数ー電圧変換波形を平滑すべく、平滑用コンデンサが採
用されている。然るに、これら各コンデンサは、周波数
ー電圧変換の安定性のため、その各一端にて接地されて
いるのが通常である。しかしながら、電磁波が、周波数
ー電圧変換器内に前記各コンデンサを貫通して侵入する
と、同周波数ー電圧変換器が、侵入電磁波によるノイズ
としての悪影響を受けて誤動作し、精度のよい周波数ー
電圧変換をなし得ず、その結果、上述の疑似サイン波及
び疑似コサイン波の各駆動波形にも誤差を生じて指示精
度の低下を招くという不具合があった。そこで、本発明
は、以上のようなことに対処すべく、交差コイル型アナ
ログ指示計器の駆動装置において、その周波数ー電圧変
換手段への電磁波ノイズの侵入を確実に阻止して、常に
適正な作動を確保しようとするものである。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記課題の解決にあた
り、本発明は、互いに略同心的に交差してアナログ入力
に対応する各流入電流に応じてそれぞれ電磁力を生じる
一対の交差コイル（１１、１２）と、前記各電磁力の合
成値に応じた振れ角にて前記アナログ入力を指示する指
針（１４）とを備えたアナログ指示計器（１０）に適用
されて、前記アナログ入力に比例する周波数にてパルス
信号を順次発生するパルス信号発生手段（３０、４０）
と、前記各パルス信号をこれら各パルス信号の周波数に
比例するアナログ電圧に変換する周波数ー電圧変換手段
（５０）と、前記アナログ電圧に応じて、前記各交差コ
イルを、これら各交差コイルに前記各流入電流をそれぞ
れ流入させるように、駆動する駆動手段（６０〜１８
０）とを設けるようにした駆動装置において、前記周波
数ー電圧変換手段は、前記パルス信号の入力を受ける入
力端子と、前記アナログ電圧を出力する出力端子と、前
記出力端子とグランドとの間に設けられ前記出力するア
ナログ電圧を平滑化する第１の接地コンデンサ（５９
ａ）と、前記パルス信号が前記入力端子に入力される毎
に前記第１の接地コンデンサへの充電作動を一定時間行
うようにして前記パルス信号の周波数に比例したアナロ
グ電圧を前記出力端子から出力させる回路（５１〜５
５、５７、５８、５９ｂ）と、この回路とグランドとの
間に設けられ前記回路とともに作動して前記一定時間を
作成する第２の接地コンデンサ（５６ａ）とを備え、 さ
らに前記第１の接地コンデンサと前記出力端子との間、
および第２の接地コンデンサと前記回路との間の少なく
とも一方には耐電磁波ノイズ用の抵抗（５６ｂ、５９
ｃ）が直列接続されていることを特徴としている。 な
お、上記した括弧内の符号は、後述する実施例記載の具
体的手段との対応関係を示すためのものである。

【０００５】

【作用】このように本発明を構成したことにより、前記
パルス信号発生手段が、アナログ入力に比例する周波数
にてパルス信号を順次発生すると、前記周波数−電圧変
換手段が、前記各パルス信号を、これら各パルス信号の
周波数に比例するアナログ電圧に変換し、前記駆動手段
が、前記アナログ電圧に応じて、前記各交差コイルを、
これら各交差コイルに前記各流入電流をそれぞれ流入さ
せるように、駆動し、これら交差コイルが、同各流入電
流に応じてそれぞれ電磁力を生じ、かつ前記指針が、前
記各電磁力の合成値に応じた振れ角にて前記アナログ入
力を指示する。

【０００６】また、周波数ー電圧変換手段は、出力する
アナログ電圧を平滑化する第１の接地コンデンサを有
し、前記パルス信号が入力される毎に第１のコンデンサ
への充電作動を第２の接地コンデンサと共働して一定時
間行うようにして、前記パルス信号の周波数に比例した
アナログ電圧を出力端子から出力する。

【発明の効果】かかる場合、第１の接地コンデンサと第
２の接地コンデンサの少なくとも一方に耐電磁波ノイズ
用の抵抗を直列接続するようにしているから、グランド
から接地コンデンサを介して侵入する電磁波ノイズを抑
制し、その電磁波ノイズによる周波数ー電圧変換手段の
誤動作を防止し、アナログ指示計器を適正に駆動するこ
とができる。

【０００７】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図面により説明す
ると、図２及び図３は、車両用交差コイル型アナログ指
示計器１０のための駆動装置Ｄに本発明が適用された例
を示している。アナログ指示計器１０は、一対の交差コ
イル１１、１２を有しており、これら各交差コイル１
１、１２は互いに十字状に交差するように巻回されてい
る。交差コイル１１は、その流入電流に応じ、その軸方
向に電磁力をベクトル量として発生し、一方、交差コイ
ル１２は、その流入電流に応じ、その軸方向（即ち、交
差コイル１１の軸に直交する方向）に電磁力をベクトル
量として発生する。両交差コイル１１、１２内には、永
久磁石からなる円板１３がその軸１３ａにて両交差コイ
ル１１、１２の各軸に直交するように回動可能に指示さ
れており、この円板１３は、その一直径線上における各
外周部分にて、Ｎ極及びＳ極にそれぞれ着磁されて、そ
の着磁極性により定まる方向に向かう所定磁力をベクト
ル量にて発生する。しかして、当該円板１３は、その所
定磁力のもとに両交差コイル１１、１２からの各電磁力
のベクトル和に応じ図３にて図示時計方向（又は反時計
方向）に回動する。指針１４は、図３に示すごとく、円
板１３の軸１３ａに直交して軸支されており、この指針
１４の振れ角Ｓは円板１３の回動に応じて変わる。

【０００８】駆動装置Ｄは、図２に示すごとく、定電圧
発生器２０を有しており、この定電圧発生器２０は、直
流電源（図示しない）からの直流電圧Ｖｄに基づき各定
電圧Ｖｃ1、Ｖｃ2及びＶｃ3 を発生する。また、駆動装
置Ｄは、図２に示すごとく、車速センサ３０と、この車
速センサ３０に接続した波形整形器４０と、この波形整
形器４０に接続した本発明の要部を構成する周波数−電
圧変換器５０（以下、Ｆ−Ｖ変換器５０という）とを備
えており、車速センサ３０は、当該車両の現実の車速Ｖ
を検出し、これに比例する周波数ｆ（Ｈｚ）にて車速パ
ルスを順次発生する。波形整形器４０は、車速センサ３
０からの各車速パルスを波形整形し整形パルス（図７
（Ａ）（Ｂ）参照）を順次発生する。

【０００９】Ｆ−Ｖ変換器５０は、図１に示すごとく、
両ＮＯＲゲート５１、５１、各トランジスタ５２ａ〜５
２ｃ、各抵抗５３、５４、５４、両出力トランジスタ５
５、５５、Ｆ−Ｖ変換のワンショットに必要な一定電荷
を充電するためのコンデンサ５６ａ、両ダイオード５
７、５７、抵抗５８、Ｆ−Ｖ変換出力の平滑用コンデン
サ５９ａ、このコンデンサ５９ａに並列接続した電流−
電圧変換用可変抵抗５９ｂ、及び定電流源Ｉｃ、並びに
耐電磁波ノイズ用各抵抗５６ｂ、５９ｃにより構成され
ている。かかる場合、抵抗５６ｂは、その一端にて、ト
ランジスタ５２ａのベースに接続されており、この抵抗
５６ｂの他端は、コンデンサ５６ａを通して接地、すな
わちグランドに接続されている。また、抵抗５９ｃは、
その一端にて、抵抗５８を通して両直列ダイオード５７
に接続されており、この抵抗５９ｃの他端は、コンデン
サ５９ａ及び可変抵抗５９ｂを通して接地されている。
そして、この周波数ー電圧変換器５０において、ＮＯＲ
ゲート５１の一方の入力端子から波形整形器４０からの
パルス信号が入力され、また出力端子からＦ−Ｖ変換さ
れたアナログ電圧Ｖｆを出力する。

【００１０】なお、抵抗５６ｂの抵抗値は、コンデンサ
５６ａを通してＦ−Ｖ変換器５０内に侵入するであろう
電磁波ノイズを適正に阻止し得る値に設定されている。
また、抵抗５９ｃの抵抗値は、コンデンサ５９ａを通し
てＦ−Ｖ変換器５０内に侵入するであろう電磁波ノイズ
を適正に阻止し得る値に設定されている。しかして、Ｆ
−Ｖ変換器５０は、波形整形器４０からの各整形パルス
を、その各周波数ｆ（Ｈｚ）に比例するアナログ電圧Ｖ
ｆ（図７（ｃ）参照）に変換し、このアナログ電圧Ｖｆ
を両抵抗５８、５９ｃの共通出力端子から発生する。か
かる場合、コンデンサ５９ａは出力電圧の平滑化のため
に設けられている。この周波数ー電圧変換器５０におけ
るＦ−Ｖ変換の作動は、上記した電磁波ノイズの阻止を
行う点を除き、特開平２−２２２８４０号公報に示すも
のと同様であり、以下簡単に説明する。波形整形器４０
からのパルス信号がＮＯＲゲート５１の一方の入力端子
に入力されると、その出力がローレベルになり、トラン
ジスタ５２ｂはオフする。そして、トランジスタ５２ａ
を介した定電流がコンデンサ５６ａに流れ、コンデンサ
５６ａを充電する。この際、コンデンサ５６ａに電流が
流れている間は、トランジスタ５２ｃはオフの状態であ
る。トランジスタ５２ｃとトランジスタ５２ａはカレン
トミラー回路を構成している。コンデンサ５６ａとトラ
ンジスタ５２ａとの間の電位と抵抗５４間の分圧電位と
において、コンデンサ５６ａへの通電により、コンデン
サ５６ａとトランジスタ５２ａとの間の電位が抵抗５４
間の分圧電位以上となった場合には、トランジスタ５２
ａがオフとなり、トランジスタ５２ｃに定電流が流れ、
コンデンサ５６ａへの充電が終了する。そして、抵抗５
３にバイアスがかかり、トランジスタ５５がオンする。
すると、それまでダイオード５７に流れていた定電流が
トランジスタ５５側に流れ、出力端子側への出力が停止
される。このような動作により、波形整形器４０からの
パルス信号が入力されてからトランジスタ５５がオンす
るまでの時間は一定となる。 その時間内においては、定
電流源Ｉｃからダイオード５７、抵抗５８を介しコンデ
ンサ５９ａに定電流が流れ充電作動を行っている。そし
て、上記したトラン ジスタ５５がオンすると充電作動が
終了する。 なお、波形整形器４０からの信号がローレベ
ルになると、ＮＯＲゲート５１の出力がハイレベルにな
り、図の左側のトランジスタ５５をオンするとともに、
トランジスタ５２ｂがオンする。この時、コンデンサ５
６ａ、５９ｂは放電状態となる。 従って、上記した作動
により、波形整形器４０からパルス信号が入力される毎
に、コンデンサ５９ａへの充電作動が一定時間行われ、
コンデンサ５９ａを用いて平滑される電圧は、入力パル
ス信号の周波数に比例したものとなる。

【００１１】基準電圧発生器６０は、図４に示すごと
く、互いに直列接続した各抵抗６１〜６７により定電圧
Ｖc1を分圧しその各共通端子６１ａ〜６６ａから第１〜
第６の基準電圧を発生する。かかる場合、第１〜第６の
基準電圧は、０．５（ｖ）、０．７５（Ｖ）、１
（Ｖ）、１．２５（Ｖ）、１．５（Ｖ）、１．７５
（Ｖ）、２（Ｖ）にそれぞれ相当する。また、指針１４
の振れ角Ｓの範囲０゜〜３６０°が０（Ｖ）〜２（Ｖ）
に対応し、また、０．５（Ｖ）、１（Ｖ）、１．５
（Ｖ）が９０°、１８０°、２７０°にそれぞれ対応す
る。比較回路７０は、複数のコンパレータ７１〜７５を
有しており、コンパレータ７１は、Ｆ−Ｖ変換器５０か
らのアナログ電圧Ｖｆを基準電圧発生器６０からの第４
基準電圧と比較する。しかして、アナログ電圧Ｖｆが前
記第４基準電圧より高い（又は低い）ときコンパレータ
７１はハイレベル（又はローレベル）にて比較信号を発
生する。コンパレータ７２は、Ｆ−Ｖ変換器５０からの
アナログ電圧Ｖｆを基準電圧発生器６０からの第２基準
電圧と比較する。しかして、アナログ電圧Ｖｆが前記第
２基準電圧より高い（又は低い）とき、コンパレータ７
２はハイレベル（又はローレベル）にて比較信号を発生
する。

【００１２】残余のコンパレータ７３、７４、７５はヒ
ステリシス特性を有するもので、コンパレータ７３はＦ
−Ｖ変換器５０からのアナログ電圧Ｖｆを基準電圧発生
器６０からの第３基準電圧と比較する。しかして、アナ
ログ電圧Ｖｆが前記第３基準電圧よりも低い（又は高
い）とき、コンパレータ７３がハイレベル（又はローレ
ベル）にて比較信号を発生する。コンパレータ７４はＦ
−Ｖ変換器５０からのアナログ電圧Ｖｆを基準電圧発生
器６０からの第１基準電圧と比較する。しかして、アナ
ログ電圧Ｖｆが前記第１基準電圧より低い（又は高い）
とき、コンパレータ７４がハイレベル（又はローレベ
ル）にて比較信号を生じる。コンパレータ７５はＦ−Ｖ
変換器５０からのアナログ電圧Ｖｆを基準電圧発生器６
０からの第５基準電圧と比較する。しかして、アナログ
電圧Ｖｆが前記第５基準電圧より低い（又は高い）と
き、コンパレータ７５はハイレベル（又はローレベル）
にて比較信号を生じる。

【００１３】鋸歯状波電流発生器８０は、図４に示すご
とく、一対のアナログスイッチ８１ａ、８１ｂを有して
おり、アナログスイッチ８１ａは、コンパレータ７５か
らのハイレベルの比較信号に応答して導通し、同比較信
号のローレベルへの変化に応答して非導通となる。一
方、アナログスイッチ８１ｂは、コンパレータ７４から
のハイレベルの比較信号に応答して導通し、同比較信号
のローレベルへの変化に応答して非導通となる。しかし
て、鋸歯状波電流発生器８０は、両アナログスイッチ８
１ａ、８１ｂ、Ｆ−Ｖ変換器５０、基準電圧発生器６０
及び比較回路７０の各作動に応じ鋸歯状波電流Ｉ1（図
７（Ｄ）参照）を発生する。かかる場合、電流発生器８
０は、両アナログスイッチ８１ａ、８１ｂの導通下にて
基準電圧発生器６０から第６及び第３の基準電圧を受け
て電流Ｉ1 をＦ−Ｖ変換器５０からのアナログ電圧Ｖｆ
の上昇に比例してＩ1mまで増大させ、アナログスイッチ
８１ｂの非導通に応答して電流Ｉ1を（−Ｉ1m）まで瞬
時に減少させ、電流Ｉ1 を（−Ｉ1ｍ）からアナログ電
圧Ｖｆの上昇に比例してＩ1m まで増大させ、アナログ
スイッチ８１ａの非導通に応答して電流Ｉ1を再び（−
Ｉ1m ）まで瞬時に減少させ、Ｉ1をＶｆの上昇に比例し
てＩ1＝０まで増大させる。

【００１４】鋸歯状波電流発生器９０は、図４に示すご
とく、アナログスイッチ９１を有しており、このアナロ
グスイッチ９１は、コンパレータ７３からのハイレベル
の比較信号に応答して導通し、同比較信号のローレベル
への変化に応答して非導通となる。しかして、電流発生
器９０は、アナログスイッチ９１、基準電圧発生器６０
及びＦ−Ｖ変換器５０の各作動に応じ鋸歯状波電流Ｉ2
（図７（Ｅ）参照）を発生する。かかる場合、電流発生
器９０は、基準電圧発生器６０から第１基準電圧を受け
るとともにアナログスイッチ９１の導通下にて第５基準
電圧を受けて電流Ｉ1 をＦ−Ｖ変換器５０からのアナロ
グ電圧Ｖｆの上昇に比例して（−Ｉ2m）からＩ2mまで増
大させ、アナログスイッチ９１の非導通に応答して電流
Ｉ2 を（−Ｉ2m）まで瞬時に減少させ、さらに、電圧Ｉ
2を（−Ｉ2m）からＩ2m までアナログ電圧Ｖｆに比例し
て増大させる。

【００１５】電流−電圧変換器１００（以下、Ｉ−Ｖ変
換器１００という）は、図５に示すごとく、電流発生器
８０から電流Ｉ1を受けて、この電流Ｉ1を三角波状電圧
Ｖ1（図８（Ａ）参照）に変換する。一方、電流−電圧
変換器１１０（以下、Ｉ−Ｖ変換器１１０という）は、
電流発生器９０から電流Ｉ2を受けて、この電流Ｉ2を三
角波状電圧Ｖ2（図８（Ｂ）参照）に変換する。かかる
場合、各電圧Ｖ1、Ｖ2はアナログ電圧Ｖｆの上昇に応じ
三角波状に変化する。関数発生器１２０は、互いに直列
接続した両抵抗１２１、１２２を有しており、これら両
抵抗１２１、１２２は定電圧発生器２０からの定電圧Ｖ
ｃ1 を分圧し分圧電圧として発生する。但し、この分圧
電圧は、振れ角Ｓ＝９０°−Ｘｂ＝４６°に対応するア
ナログ電圧Ｖｆ＝Ｖ90-xb に相当する。しかして、関数
発生器１２０は、両抵抗１２１、１２２からの分圧電圧
との関連においてＩ−Ｖ変換器１００からの三角波状電
圧Ｖ1を変更し関数電圧Ｖｇ1（図８（Ｃ）にて実線参
照）として発生する。

【００１６】かかる場合、Ｖｇ1は、Ｖｆ＝Ｖ90-xbにて
直線的に屈曲し、Ｖｆ＝０．５及び１にてそれぞれ線対
称となる波形を有する。但し、関数発生器１２０におい
て、両トランジスタ１２３、１２４の各ベース・エミッ
タ電圧をそれぞれＶBE1、ＶBE2とし、抵抗１２５の抵抗
値をＲ125 とし、両抵抗１２１、１２２の分圧電圧をＶ
A とすれば、トランジスタ１２３を介し抵抗１２５に流
入する電流ｉ1 は次の数１により特定される。

【数１】 ｉ1＝（１／Ｒ125）・（Ｖ1−ＶBE1−ＶA＋ＶBE2） 従って、関数電圧Ｖｇ1 の波形上の屈曲程度は、この数
１により特定されることになる。

【００１７】関数発生器１３０は、図５に示すごとく、
互いに直列接続した両抵抗１３１、１３２を有してお
り、これら両抵抗１３１、１３２は定電圧発生器２０か
らの定電圧Ｖｃ1 を分圧し分圧電圧として発生する。但
し、この分圧電圧は、Ｓ＝Ｘｂ＝４４°に対応するアナ
ログ電圧Ｖｆ＝Ｖｘｂに相当する。しかして、関数発生
器１３０は、両抵抗１３１、１３２からの分圧電圧との
関連においてＩ−Ｖ変換器１１０からの三角波状電圧Ｖ
2を変更し関数電圧Ｖg2 （図８（Ｄ）にて実線参照）と
して発生する。かかる場合、Ｖg2は、Ｖｆ＝Ｖｘｂにて
直線的に屈曲し、Ｖｆ＝０．５及び１にてそれぞれ線対
称となって波形を有する。但し、関数発生器１３０にお
いて、両トランジスタ１３３、１３４の各ベース・エミ
ッタ電圧、抵抗１３５の抵抗値及び両抵抗１３１、１３
２の分圧電圧との関連において、トランジスタ１３３を
介し抵抗１３５に流入する電流は、関数発生器１２０の
場合と実質的に同様に数１で特定される。従って、関数
電圧Ｖg2の波形上の屈曲程度は、同様に、数１で特定さ
れることとなる。

【００１８】関数発生器１４０は、図５に示すごとく、
互いに直列接続した両抵抗１４１、１４２を有してお
り、これら両抵抗１４１、１４２は定電圧発生器２０か
らの定電圧Ｖc1を分圧し分圧電圧として発生する。但
し、この分圧電圧は、振れ角Ｓ＝９０°−Ｘａ＝７１．
９°にて対応するアナログ電圧Ｖｆ＝Ｖ90-xa に相当す
る。しかして、関数発生器１４０は、両抵抗１４１、１
４２からの分圧電圧との関連において関数発生器１２０
からの関数電圧Ｖg1を変更し関数電圧Ｖh1（図８（Ｅ）
にて実線参照）として発生する。かかる場合、Ｖh1は、
Ｖｆ＝Ｖ90-xa にて直線的に屈曲し、Ｖｆ＝０．５及び
１にてそれぞれ線対称となる波形を有する。但し、関数
発生器１４０において、両トランジスタ１４３、１４４
の各ベース・エミッタ電圧をそれぞれＶBE3、ＶBE4 と
し、抵抗１４５の抵抗値をＲ145とし、両抵抗１４１、
１４２の分圧電圧をＶB とすれば、トランジスタ１４３
を通り抵抗１４５に流入する電流ｉ2 は次の数２で特定
される。

【数２】 ｉ2＝｛（ＶB−ＶBE4）／Ｒ155｝−Ｉｓ・ｅｘｐ（ｑ・ＶBE4／ＫＴ） 従って、関数電圧Ｖh1のＶg1とは異なる波形上の屈曲度
合はこの数２で特定されることとなる。

【００１９】関数発生器１５０は、図５に示すごとく、
互いに直列接続した両抵抗１５１、１５２を有してお
り、これら両抵抗１５１、１５２は定電圧発生器２０か
らの定電圧Ｖc1を分圧し分圧電圧として発生する。但
し、この分圧電圧は、振れ角Ｓ＝Ｘａ＝１８．１°に対
応するアナログ電圧Ｖｆ＝Ｖｘａに相当する。しかし
て、関数発生器１５０は、両抵抗１５１、１５２からの
分圧電圧との関連において関数発生器１３０からの関数
電圧Ｖg2を変更し関数電圧Ｖh2（図８（Ｆ）にて実線参
照）として発生する。かかる場合、Ｖh2は、Ｖｆ＝Ｖｘ
ｂにて直線的に屈曲し、Ｖｆ＝０．５及び１にてそれぞ
れ線対称となる波形を有する。但し、関数発生器１５０
において、両トランジスタ１５３、１５４の各ベース・
エミッタ電圧、抵抗１５５の抵抗値、両抵抗１５１、１
５２の分圧電圧との関連において、トランジスタ１５３
を通り抵抗１５５に流入する電流は、関数発生器１４０
の場合と実質的に同様に数２によって特定される。従っ
て、関数電圧Ｖh2のＶg2とは異なる波形上の屈曲度合は
数２で特定されることとなる。

【００２０】出力方向切換器１６０は、図２及び図５に
示すごとく、電流発生器８０及びＩ−Ｖ変換器１００に
接続した比較回路１６０ａと、電流発生器９０及びＩ−
Ｖ変換器１１０に接続した比較回路１６０ｂと、各比較
回路７０、１６０ａ、１６０ｂに接続した論理回路１６
０ｃとによって構成されている。比較回路１６０ａは、
互いに直列接続した両抵抗１６１、１６２を有してお
り、これら両抵抗１６１、１６２は定電圧発生器２０か
らの定電圧Ｖc2を分圧し分圧電圧として発生する。但
し、この分圧電圧は（Ｖc2／２）に相当する。コンパレ
ータ１６３は、電流発生器１２０からの電流Ｉ1 に相当
する電圧が両抵抗１６１、１６２からの分圧電圧により
低い（又は高い）とき、ハイレベル（又はローレベル）
にて比較信号を発生する。

【００２１】比較回路１６０ｂは、互いに直列接続した
両抵抗１６４、１６５を有しており、これら両抵抗１６
４、１６５は定電圧発生器２０からの定電圧Ｖc2を分圧
し分圧電圧として発生する。但し、この分圧電圧は、
（Ｖc2／２）に相当する。コンパレータ１６６は、電流
発生器９０からの電流Ｉ2 に相当する電圧が両抵抗１６
５、１６６からの分圧電圧より低い（又は高い）とき、
ハイレベル（又はローレベル）にて比較信号を発生す
る。論理回路１６０ｃは、両コンパレータ７１、１６３
に接続したＮＯＲゲート１６７ａと、両コンパレータ７
１、７２に接続したＮＯＲゲート１６７ｂと、コンパレ
ータ７２及びＮＯＲゲート１６７ａに接続したＮＯＲゲ
ート１６７ｃと、コンパレータ１６６及びＮＯＲゲート
１６７ｃに接続したエクスクルーシブＯＲゲート１６７
ｄと、このエクスクルーシブＯＲゲート１６７ｄ及びＮ
ＯＲゲート１６７ｂに接続したＮＯＲゲート１６７ｅと
により構成されている。しかして、この論理回路１６０
ｃは、各コンパレータ７１、７２、１６３、１６６から
の比較信号のレベルに応じＮＯＲゲート１６７ｃ、１６
７ｅからそれぞれ第１及び第２の出力方向切換信号を発
生する。

【００２２】因みに、ローレベル又はハイレベルをそれ
ぞれ「０」及び「１」で表わし、各コンパレータ７１、
７２、７３、７４、７５、１６３、１６６からの比較信
号をそれぞれＣａ、Ｃｂ、Ｃs1、Ｃs2、Ｃs3、Ｃsin、
Ｃcosで表わし、また、ＮＯＲゲート１６７ｃからの第
１出力方向切換信号及びＮＯＲゲート１６７ｅからの第
２出力方向切換信号をそれぞれＤsin及びＤcosで表わす
ものとすれば、振れ角Ｓとの関係で次の表１が成立す
る。

【表１】

【００２３】駆動回路１７０においては、図６に示すご
とく、論理回路１６０ｃからの第１出力方向切り換え信
号がローレベルのとき、トランジスタ１７１がインバー
タ１７１ａの反転作用を受けて導通するとともにトラン
ジスタ１７２が各インバータ１７２ａ、１７２ｂ、１７
２ｃの反転作用を受けて導通する。このため、（関数電
圧Ｖh1／抵抗１７３の抵抗値）に相当する電流が、トラ
ンジスタ１７１、交差コイル１１及びトランジスタ１７
２を通り抵抗１７３に流入する。一方、論理回路１６０
ｃからの第１出力方向切り換え信号がハイレベルのと
き、トランジスタ１７４が両インバータ１７４ａ、１７
４ｂの各反転作用を受けて導通するとともに、トランジ
スタ１７５が両インバータ１７２ａ、１７５ａの反転作
用を受けて導通する。このため、（関数電圧Ｖh1／抵抗
１７３の抵抗値）に相当する電流が、トランジスタ１７
５、交差コイル１１及びトランジスタ１７４を通り抵抗
１７３に流入する。

【００２４】このことは、交差コイル１１が、その流入
電流に応じ、流入方向で定まるベクトル量にて電磁力を
発生することを意味する。かかる場合、交差コイル１１
の両端子を図６に示すように各符号１１ａ、１１ｂで表
せば、両端子１１ａ、１１ｂ間の端子電圧Ｖ11は、交差
コイル１１への流入電流に比例し、アナログ電圧Ｖfと
の関連において図９（Ａ）に示すごとき波形にて変化す
る。演算増幅器１７６は、関数発生器１４０からの関数
電圧Ｖh1が抵抗１７３の端子に端子電圧として発生する
ように、差動増幅する。各ダイオード１７７、１７８
は、ＮＯＲゲート１６７ｃからの第１出力方向切り換え
信号に応答して導通し、同第１出力方向切り換え信号の
ローレベルへの変化に応答して非道通となる。このこと
は、各トランジスタ１７４、１７２が各ダイオード１７
７、１７８の導通下でのみ導通可能となることを意味す
る。

【００２５】一方、駆動回路１８０においては、論理回
路１６０ｃからの第２出力方向切り換え信号がローレベ
ルのとき、トランジスタ１８１がインバータ１８１ａの
反転作用を受けて導通するとともにトランジスタ１８２
が各インバータ１８２ａ、１８２ｂ、１８２ｃの反転作
用を受けて導通する。このため、（関数電圧Ｖh2／抵抗
１８３の抵抗値）に相当する電流が、トランジスタ１８
１、交差コイル１２及びトランジスタ１８２を通り抵抗
１８３に流入する。一方、論理回路１６０ｃからの第２
出力方向切り換え信号がローレベルのとき、トランジス
タ１８４が両インバータ１８４ａ、１８４ｂの各反転作
用を受けて導通するとともに、トランジスタ１８５が両
インバータ１８２ａ、１８５ａの反転作用を受けて導通
する。このため、（関数電圧Ｖh2／抵抗１８３の抵抗
値）に相当する電流が、トランジスタ１８５、交差コイ
ル１２及びトランジスタ１８４を通り抵抗１８３に流入
する。

【００２６】このことは、交差コイル１２が、その流入
電流に応じ、流入方向で定まるベクトル量にて電磁力を
発生することを意味する。かかる場合、交差コイル１２
の両端子を図６にて示すように各符号１２ａ、１２ｂで
表せば、両端子１２ａ、１２ｂ間の端子電圧Ｖ12は、交
差コイル１２への流入電流に比例し、アナログ電圧Ｖｆ
との関連において図９（Ｂ）に示すごとき波形にて変化
する。演算増幅器１８６は、関数発生器１５０からの関
数電圧Ｖh2が抵抗１８３の端子に端子電圧として発生す
るように、差動増幅する。各ダイオード１８７、１８８
は、ＮＯＲゲート１６７ｅからの第２出力方向切り換え
信号に応答して導通し、同第２出力方向切り換え信号の
ローレベルへの変化に応答して非道通となる。このこと
は、各トランジスタ１８４、１８２が各ダイオード１８
７、１８８の導通下でのみ導通可能となることを意味す
る。なお、図１における両交差コイル１１、１２、各抵
抗５６ｂ、５９ｃ、可変抵抗５９ｃ、各コンデンサ５６
ａ、５９ａ及び車速センサ３０を除く回路部分は、半導
体集積回路により形成されている。

【００２７】以上のように構成した本実施例において、
当該車両を走行状態におけば、車速センサ３０が同車両
の現実の走行速度に応答してパルス信号を順次発生し、
波形整形器４０が車速センサ３０からの各パルス信号を
順次波形整形して整形パルスとして発生しＦ−Ｖ変換器
５０に付与する。すると、Ｆ−Ｖ変換器５０が、波形整
形器４０からの各整形パルスを、その各周波数に比例す
るアナログ電圧Ｖｆに変換する。かかる場合、車速Ｖ
が、Ｖ＝０（Ｋｍ／ｈ）からＶ＝３００（Ｋｍ／ｈ）へ
上昇すれば、アナログ電圧Ｖｆが、Ｖｆ＝０（Ｖ）から
Ｖｆ＝２（Ｖ）まで変化するものとする。

【００２８】また、このようなＦ−Ｖ変換器５０におい
ては、上述のごとく、抵抗５６ｂが、その一端にて、ト
ランジスタ５２ａのベースに接続され、その他端にて、
Ｆ−Ｖ変換のワンショット用コンデンサ５６ａを通して
接地されており、この抵抗５６ｂの抵抗値は、コンデン
サ５６ａを通してＦ−Ｖ変換器５０内に侵入するであろ
う電磁波ノイズを適正に阻止し得る値に設定されてい
る。また、抵抗５９ｃは、その一端にて、抵抗５８を通
して両直列ダイオード５７に接続され、その他端にて、
平滑用コンデンサ５９ａを通して接地されており、この
抵抗５９ｃの抵抗値は、コンデンサ５９ａを通してＦ−
Ｖ変換器５０内に侵入するであろう電磁波ノイズを適正
に阻止し得る値に設定されている。

【００２９】従って、上述のようなＦ−Ｖ変換器５０に
よるＦ−Ｖ変換にあたり、電磁波が各コンデンサ５６
ａ、５９ａを通り電磁波ノイズとしてＦ−Ｖ変換器５０
内に侵入しようとしても、この電磁波ノイズが、各抵抗
５６ｂ、５９ｃにより適確に抑制されてＦ−Ｖ変換器５
０内への侵入を阻止される。このことは、駆動装置Ｄの
残余の各種回路へのＦ−Ｖ変換器５０を介する電磁波ノ
イズの侵入をも適確に阻止し得ることを意味する。その
結果、Ｆ−Ｖ変換器５０のＦーＶ変換作用が、電磁波ノ
イズの影響を受けることなく、精度よく適正になされ得
るのは勿論のこと、その後の駆動装置Ｄ内の残余の各回
路の動作も、電磁波ノイズの影響を受けることなく、精
度よく適正になされ得る。このことは、各コンデンサ５
６ａ、５９ａの接地導線が長くても同様である。

【００３０】上述のようにＦ−Ｖ変換器５０による整形
パルスのアナログ電圧Ｖｆがなされると、各電流発生器
８０、９０が、基準電圧発生器６０及び比較回路７０と
の協動によりそれぞれアナログ電圧Ｖｆの変化に応じ、
各鋸歯状波状電流Ｉ1、Ｉ2（図７（Ｄ）（Ｅ）参照）を
発生する。かかる場合、上述のように各抵抗５６ｂ、５
９ｃが電磁波ノイズの侵入を確実に阻止するので、各鋸
歯状波状電流Ｉ1、Ｉ2が、電磁波ノイズによる誤差の影
響を受けることなく、精度のよい電流波形をもつものと
して得られる。

【００３１】ついで、Ｉ−Ｖ変換器１００、１１０が各
電流発生器８０、９０からの電流Ｉ1、Ｉ2を各三角波状
電圧Ｖ1、Ｖ2（図８（Ａ）（Ｂ）参照）にそれぞれ変換
し、各関数発生器１２０、１３０が各三角波状電圧Ｖ
1、Ｖ2に応じて各関数電圧Ｖg1、Ｖg2（図８（Ｃ）
（Ｄ）参照）をそれぞれ発生し、各関数発生器１４０、
１５０が各関数電圧Ｖg1、Ｖg2に応じて各関数電圧Ｖh
1、Ｖh2（図８（Ｅ）（Ｆ）参照）をそれぞれ発生す
る。かかる場合、上述のように各抵抗５６ｂ、５９ｃが
電磁波ノイズの侵入を確実に阻止するので、各三角波状
電圧Ｖ1、Ｖ2、各関数電圧Ｖg1、Ｖg2及び各関数電圧Ｖ
h1、Ｖh2が、いずれも、電磁波ノイズによる誤差の影響
を受けることなく、精度のよい電圧波形をもつものとし
て得られる。

【００３２】また、出力方向切換器１６０が、比較回路
７０との協働により各電流発生器８０、９０からの各電
流Ｉ1、Ｉ2に相当する各電圧に応じて選択的に第１及び
第２の出力方向切換信号を発生すると、駆動回路１７０
においては、出力方向切換器１６０からの第１出力方向
切換信号がローレベルのとき、両トランジスタ１７１、
１７２が、両トランジスタ１７４、１７５の非導通のも
とに導通する。このため、演算増幅器１７６による関数
発生器１４０及び抵抗１７３との協働のもとに、（関数
電圧Ｖh1／抵抗１７３の抵抗値）に相当する電流が、前
記直流電源からトランジスタ１７１、交差コイル１１及
びトランジスタ１７２を通り抵抗１７３に流入する。一
方、出力方向切換器６０からの第１出力方向切換信号が
ハイレベルのとき、両トランジスタ１７４、１７５が、
両トランジスタ１７１、１７２の非導通のもとに導通す
る。このため、演算増幅器１７６による関数発生器１４
０及び抵抗１７３との協働のもとに、（関数電圧Ｖh1／
抵抗１７３の抵抗値）に相当する電流が、前記直流電源
からトランジスタ１７５、交差コイル１１及びトランジ
スタ１７４を通り抵抗１７３に流入する。かかる場合、
上述のように各抵抗５６ｂ、５９ｃが電磁波ノイズの侵
入を確実に阻止するので、抵抗１７３への流入電流が電
磁波ノイズの影響による誤差を生ずることはない。

【００３３】一方、駆動回路１８０においては、出力方
向切換器１６０からの第２出力方向切換信号がローレベ
ルのとき、両トランジスタ１８１、１８２が、両トラン
ジスタ１８４、１８５の非導通のもとに導通する。この
ため、演算増幅器１８６による関数発生器１５０及び抵
抗１８３との協働のもとに、（関数電圧Ｖh2／抵抗１８
３の抵抗値）に相当する電流が、前記直流電源からトラ
ンジスタ１８１、交差コイル１２及びトランジスタ１８
２を通り抵抗１８３に流入する。一方、出力方向切換器
１６０からの第２出力方向切換信号がハイレベルのと
き、両トランジスタ１８４、１８５が両トランジスタ１
８１、１８２の非導通のもとに導通する。このため、演
算増幅器１８６による関数発生器１５０及び抵抗１８３
との協働のもとに、（関数電圧Ｖh2／抵抗１８３の抵抗
値）に相当する電流が、前記直流電源からトランジスタ
１８５、交差コイル１２及びトランジスタ１８４を通り
抵抗１８３に流入する。このことは、両交差コイル１
１、１２の各端子電圧Ｖ11、Ｖ12がアナログ電圧Ｖｆに
応じて図９（Ａ）（Ｂ）に示すごとき波形にて変化する
ことを意味する。かかる場合、上述のように各抵抗５６
ｂ、５９ｃが、電磁波ノイズの侵入を確実に阻止するの
で、抵抗１８３への流入電流や各端子電圧Ｖ11、Ｖ12の
波形が、電磁波ノイズの影響による誤差を生ずることは
ない。

【００３４】換言すれば、アナログ電圧Ｖｆが０（Ｖ）
から２（Ｖ）まで変化する過程において、各電流Ｉ1、
Ｉ2が、互いに９０°（Ｖｆ＝０．５（Ｖ）に相当）だ
け位相を異にして図７（Ｄ）（Ｅ）に示すごとく鋸歯状
波状に変化し、各電圧Ｖ1、Ｖ2が、図８（Ａ）（Ｂ）に
示すごとく、互いに９０°だけ位相を異にして三角波状
に変化する。ついで、関数電圧Ｖg1が、図８（Ｃ）に示
すごとく、Ｖｆ＝０．５（Ｖ）を中心としＶ90-xb ≦Ｖ
ｆ≦（０．５＋Ｖ90-xb）にて電圧Ｖ1の波形の頂角を大
きくするように電圧Ｖ1 を変更するとともにＶｆ＝１．
５（Ｖ）を中心とし（１＋Ｖ90-xb）≦Ｖｆ≦（１．５
＋Ｖ90-xb）にて電圧Ｖ1 の波形の頂角を大きくするよ
うに電圧Ｖ1を変更して形成される。一方、関数電圧Ｖg
2 が、図８（Ｄ）に示すごとく、０≦Ｖｆ≦Ｖｘｂにて
電圧Ｖ2の波形の頂角を大きくするように電圧Ｖ2を変更
し、Ｖｆ＝１（Ｖ）を中心とし（０．５＋Ｖｘｂ）≦Ｖ
ｆ≦（１＋Ｖｘｂ）にて電圧Ｖ2 の波形の頂角を大きく
するように電圧Ｖ2 を変更し、かつ（１．５＋Ｖｘｂ）
≦ Ｖｆ≦２（Ｖ）にて電圧Ｖ2の波形の頂角を大きくす
るように電圧Ｖ2を変更して形成される。

【００３５】さらに、関数電圧Ｖh1が、図８（Ｅ）に示
すごとく、Ｖｆ＝０．５（Ｖ）を中心としＶ90-xa≦Ｖ
ｆ≦（０．５＋Ｖ90-xa）にて関数電圧Ｖg1の波形をほ
ぼ平坦にするように関数電圧Ｖg1を変更するとともに、
Ｖｆ＝１．５（Ｖ）を中心とし（１＋Ｖ90-xa）≦Ｖｆ
≦（０．５＋Ｖ90-xa）にて関数電圧Ｖg1の波形をほぼ
平坦にするように関数電圧Ｖg1を変更して形成される。
一方、関数電圧Ｖh2が、図８（Ｆ）に示すごとく、０≦
Ｖｆ≦Ｖｘａ、（１−Ｖｘａ）≦Ｖｆ≦（１＋Ｖｘ
ａ）、及び（２−Ｖｘａ）≦Ｖｆ≦２（Ｖ）の各範囲に
て関数電圧Ｖg2の波形をほぼ平坦にするように関数電圧
Ｖg2を変更して形成される。このため、交差コイル１１
の端子電圧Ｖ11は図９（Ａ）に示すごとく疑似サイン波
形となり、一方、交差コイル１２の端子電圧Ｖ12は図９
（Ｂ）に示すごとく疑似コサイン波形となる。かかる場
合、各端子電圧Ｖ11、Ｖ12は、上述のようなアナログ回
路構成に起因して緩やかに変化する。

【００３６】従って、上述のような各端子電圧Ｖ11、Ｖ
12に応じ各交差コイル１１、１２にそれぞれ生じる各電
磁力との関連で、指針１４が車速Ｖの変化に応じて振れ
ることとなり、その結果、指針１４の振れ具合に対する
違和感の解消を促進させ得る。また、Ｆ−Ｖ変換器５０
においては、上述のような各抵抗５６ｂ、５９ｃの採用
による電磁波ノイズの侵入阻止が確保されるので、Ｆ−
Ｖ変換器５０のＦ−Ｖ変換及び残余の各回路の作用に誤
差を伴うことがなく、その結果、指針１４の振れ具合に
上述の電磁波ノイズの影響による誤差が混入することが
ない。

【００３７】因みに、各抵抗５６ｂ、５９ｃをＦ−Ｖ変
換器５０に採用しない場合と採用した場合において、１
００（Ｖ／ｍ）以下の高周波の電界を本発明装置に印加
したときの電磁波の影響（例えば、指示値の急落等の指
示誤差の発生）を調べたところ、図１０に示す結果を得
た。但し、図１０において、図示曲線Ｌ１が、各抵抗５
６ｂ、５９ｃを採用しない場合のグラフを示し、また、
図示曲線Ｌ２が、各抵抗５６ｂ、５９ｃを採用した場合
のグラフを示す。これによれば、各抵抗５６ｂ、５９ｃ
を採用しない場合には、前記印加電界の入力周波数が１
２０（ＭＨｚ）〜１７０（ＭＨｚ）の範囲にあるとき、
曲線Ｌ１に示すごとく、低い電界強度から本装置に影響
が現れ、各抵抗５６ｂ、５９ｃを採用した場合には、曲
線Ｌ２に示すごとく、１００（Ｖ／ｍ）以下において電
界の影響を殆ど受けなかった。なお、各抵抗５６ｂ、５
９ｃを採用しない場合に電界の影響を受ける周波数は、
一定ではなく、実験に用いる装置によって異なるもので
ある。

【００３８】また、本発明の実施にあたっては、車速Ｖ
に限ることなく、各種のアナログ入力を指示する交差コ
イル型アナログ指示計器のための駆動装置に本発明を適
用して実施してもよい。また、本発明の実施にあたって
は、鋸歯状波電流からの疑似サイン波及び疑似コサイン
波の形成に代えて、例えば三角波或いは台形波から疑似
サイン波及び疑似コサイン波を形成するにあたり本発明
を適用して実施してもよい。また、本発明の実施にあた
っては、各抵抗５６ｂ、５９ｃの抵抗値は、必要に応じ
て、適宜変更して実施してもよい。また、両抵抗５６
ｂ、５９ｃの一方を、必要に応じ、省略して実施しても
よい。また、前記実施例においては、各駆動回路１７
０、１８０をそれぞれブりッジ回路構成としたが、この
ようなブリッジ回路構成としない場合には、出力方向切
換器１６０は省略して実施してもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】図２に示すＦ−Ｖ変換器の詳細回路図である。

【図２】本発明の一実施例を示すブロック図である。

【図３】交差コイル型アナログ指示計器の概略構成図で
ある。

【図４】図２の基準電圧発生器、比較回路、及び両電流
発生器の詳細回路図である。

【図５】図２の両Ｉ−Ｖ変換器、各関数発生器及び出力
方向切り換え器の詳細回路図である。

【図６】図２の両駆動回路の詳細回路図である。

【図７】図２の波形整形器、Ｆ−Ｖ変換器及び各電流発
生器の出力波形図である。

【図８】図２の各Ｉ−Ｖ変換器及び各関数発生器の出力
波形図である。

【図９】図２の各交差コイルの端子電圧波形図である。

【図１０】高周波電界強度の印加周波数との関係を示す
グラフである。

【符号の説明】

１０…アナログ指示計器、１１、１２…交差コイル、１
４…指針、３０…車速センサ、５０…Ｆ−Ｖ変換器、５
６ａ、５９ａ…コンデンサ、５６ｂ、５９ｃ…抵抗、６
０…基準電圧発生器、７０…比較回路、８０、９０…電
流発生器、１００、１１０…Ｉ−Ｖ変換器、１２０〜１
５０…関数発生器、１６０…出力方向切換器、１７０、
１８０…駆動回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 互いに略同心的に交差してアナログ入力
   に対応する各流入電流に応じてそれぞれ電磁力を生じる
   一対の交差コイルと、前記各電磁力の合成値に応じた振
   れ角にて前記アナログ入力を指示する指針とを備えたア
   ナログ指示計器に適用されて、前記アナログ入力に比例
   する周波数にてパルス信号を順次発生するパルス信号発
   生手段と、前記各パルス信号をこれら各パルス信号の周
   波数に比例するアナログ電圧に変換する周波数ー電圧変
   換手段と、前記アナログ電圧に応じて、前記各交差コイ
   ルを、これら各交差コイルに前記各流入電流をそれぞれ
   流入させるように、駆動する駆動手段とを設けるように
   した駆動装置において、前記周波数ー電圧変換手段は、前記パルス信号の入力を
   受ける入力端子と、前記アナログ電圧を出力する出力端
   子と、前記出力端子とグランドとの間に設けられ前記出
   力するアナログ電圧を平滑化する第１の接地コンデンサ
   と、前記パルス信号が前記入力端子に入力される毎に前
   記第１の接地コンデンサへの充電作動を一定時間行うよ
   うにして前記パルス信号の周波数に比例したアナログ電
   圧を前記出力端子から出力させる回路と、この回路とグ
   ランドとの間に設けられ前記回路とともに作動して前記
   一定時間を作成する第２の接地コンデンサとを備え、 さらに前記第１の接地コンデンサと前記出力端子との
   間、および第２の接地コンデンサと前記回路との間の少
   なくとも一方には耐電磁波ノイズ用の抵抗が直列接続さ
   れていること を特徴とするアナログ指示計器のための駆
   動装置。