JP2932710B2 - 質量流量計 - Google Patents
質量流量計Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ガスあるいは液体など
の流体の流れに対応したカルマン渦により、渦発生体に
生じる交番力を検出して、これを質量流量信号として取
り出す質量流量計に係り、特に渦信号の信号／ノイズ
（Ｓ／Ｎ）比を低減すると共に調整が簡単になるように
改良した質量流量計に関する。
の流体の流れに対応したカルマン渦により、渦発生体に
生じる交番力を検出して、これを質量流量信号として取
り出す質量流量計に係り、特に渦信号の信号／ノイズ
（Ｓ／Ｎ）比を低減すると共に調整が簡単になるように
改良した質量流量計に関する。
【０００２】
【従来の技術】カルマン渦による信号を用いて質量流量
を測定する従来の技術として、例えば特願平１−２５１
０９５号「発明の名称：質量流量計」に開示された質量
流量計がある。そこでここに開示された質量流量計の基
本的な内容を以下に説明する。
を測定する従来の技術として、例えば特願平１−２５１
０９５号「発明の名称：質量流量計」に開示された質量
流量計がある。そこでここに開示された質量流量計の基
本的な内容を以下に説明する。
【０００３】図４はこの従来の質量流量計の構成を示す
ブロック図である。測定流体により圧電素子１７、２１
に発生した渦電荷Ｑ1 、Ｑ2 は端子Ａ、Ｂを介してそれ
ぞれ電荷増幅器２５、２６により交流電圧ｅ1、ｅ2 に
変換される。交流電圧ｅ2 はボリウム２７を介して交流
電圧ｅ1 と加算回路２８で加算されてその出力端に渦信
号ｅ3 として出力される。
ブロック図である。測定流体により圧電素子１７、２１
に発生した渦電荷Ｑ1 、Ｑ2 は端子Ａ、Ｂを介してそれ
ぞれ電荷増幅器２５、２６により交流電圧ｅ1、ｅ2 に
変換される。交流電圧ｅ2 はボリウム２７を介して交流
電圧ｅ1 と加算回路２８で加算されてその出力端に渦信
号ｅ3 として出力される。
【０００４】この後、渦信号ｅ3 はコ−ナ周波数ｆｃが
測定範囲における渦信号の最低の渦周波数ｆmin 以下に
設定されているロ−パスフイルタ３９に出力され、ここ
で交流の質量流量信号ｅ8 に変換されて出力される。質
量流量信号ｅ8 は増幅器４０で増幅された後、検波整流
回路４１で検波整流されてその出力端に直流の質量流量
信号Ｅ02として出力される。
測定範囲における渦信号の最低の渦周波数ｆmin 以下に
設定されているロ−パスフイルタ３９に出力され、ここ
で交流の質量流量信号ｅ8 に変換されて出力される。質
量流量信号ｅ8 は増幅器４０で増幅された後、検波整流
回路４１で検波整流されてその出力端に直流の質量流量
信号Ｅ02として出力される。
【０００５】この質量流量信号Ｅ02は電圧／周波数変換
回路４２により質量流量に比例したパルス信号Ｐm とし
て出力される。このパルス信号Ｐm を積算すれば容易に
質量流量の積算値が得られる。
回路４２により質量流量に比例したパルス信号Ｐm とし
て出力される。このパルス信号Ｐm を積算すれば容易に
質量流量の積算値が得られる。
【０００６】次に、以上のように構成された質量流量計
の動作について図５および図６を用いて説明する。図５
は横軸に渦周波数ｆを縦軸に渦信号ｅ3 をとったときの
ロ−パスフイルタの特性を示し、図６は横軸に質量信号
ρＶを縦軸に質量流量信号ｅ8 をとったときのロ−パス
フイルタの出力特性をそれぞれ示している。但し、ρは
密度、Ｖはは速度である。
の動作について図５および図６を用いて説明する。図５
は横軸に渦周波数ｆを縦軸に渦信号ｅ3 をとったときの
ロ−パスフイルタの特性を示し、図６は横軸に質量信号
ρＶを縦軸に質量流量信号ｅ8 をとったときのロ−パス
フイルタの出力特性をそれぞれ示している。但し、ρは
密度、Ｖはは速度である。
【０００７】加算回路２８の出力端には配管ノイズ等が
除去された渦信号ｅ3 が出力される。この渦信号は、 ｅ3 ＝Ｋ3 ρＶ2 （１） で示されているように流速Ｖの２乗に比例した交流信号
である。
除去された渦信号ｅ3 が出力される。この渦信号は、 ｅ3 ＝Ｋ3 ρＶ2 （１） で示されているように流速Ｖの２乗に比例した交流信号
である。
【０００８】ここで、１次のロ−パスフイルタ３９のコ
−ナ周波数ｆｃを図５に示すように渦信号の最低の渦周
波数ｆmin に対して極めて小さく選定すると、交流の質
量流量信号ｅ8 は、Ｋ4 を定数として ｅ8 ＝Ｋ4 ρＶ2 ／ｆ （２） となる。
−ナ周波数ｆｃを図５に示すように渦信号の最低の渦周
波数ｆmin に対して極めて小さく選定すると、交流の質
量流量信号ｅ8 は、Ｋ4 を定数として ｅ8 ＝Ｋ4 ρＶ2 ／ｆ （２） となる。
【０００９】ここで、Ｖはｆと比例関係にあるので
（２）式の関係は、次の（３）式の関係となる。この関
係は図６に示されている。ただし、Ｋ4´は定数であ
る。 ｅ8 ＝Ｋ4´ρＶ （３） 従って、ロ−パスフイルタ３９の出力端には交流の質量
流量信号ｅ8 が得られる。
（２）式の関係は、次の（３）式の関係となる。この関
係は図６に示されている。ただし、Ｋ4´は定数であ
る。 ｅ8 ＝Ｋ4´ρＶ （３） 従って、ロ−パスフイルタ３９の出力端には交流の質量
流量信号ｅ8 が得られる。
【００１０】ここで、例えばｆｃをｆｃ＝ｆmin ／１０
に選定したとするとｆmin におけるノンリニア誤差ｑ
は、ほぼ−０．５％程度となる。これは、仮にスパン流
量のときの渦周波数ｆを１０ｆmin とすれば、−０．０
５％／Ｆ．Ｓに相当する小さい値である。例えば、口径
５０Ａでガスを測定する場合、測定流速を４〜４０ｍ／
ｓとすれば、渦周波数は７０−７００Ｈｚとなり、ｆｃ
はｆｃ＝７Ｈｚと設定すればよい。
に選定したとするとｆmin におけるノンリニア誤差ｑ
は、ほぼ−０．５％程度となる。これは、仮にスパン流
量のときの渦周波数ｆを１０ｆmin とすれば、−０．０
５％／Ｆ．Ｓに相当する小さい値である。例えば、口径
５０Ａでガスを測定する場合、測定流速を４〜４０ｍ／
ｓとすれば、渦周波数は７０−７００Ｈｚとなり、ｆｃ
はｆｃ＝７Ｈｚと設定すればよい。
【００１１】以上の説明で分るようにこの質量流量計
は、渦信号を所定のコ−ナ周波数に選定されたロ−パス
フイルタを介して取り出すようにしたので、大幅に回路
構成を簡単にしながら質量流量を測定することができ、
またロ−パスフイルタの出力は流速に比例する出力であ
るので後段の検波整流回路などの飽和に起因する流量レ
ンジの狭少化を避けることができる。さらに、この質量
流量計によれば渦周波数に相当する入力信号を分母とす
る割算回路を用いないので、或る程度の誤差を許容すれ
ば渦が発生する下限流量まで測定することが可能とな
る。
は、渦信号を所定のコ−ナ周波数に選定されたロ−パス
フイルタを介して取り出すようにしたので、大幅に回路
構成を簡単にしながら質量流量を測定することができ、
またロ−パスフイルタの出力は流速に比例する出力であ
るので後段の検波整流回路などの飽和に起因する流量レ
ンジの狭少化を避けることができる。さらに、この質量
流量計によれば渦周波数に相当する入力信号を分母とす
る割算回路を用いないので、或る程度の誤差を許容すれ
ば渦が発生する下限流量まで測定することが可能とな
る。
【００１２】このような従来の質量流量計では、簡単な
構成で質量流量を測定することができ、さらに回路の飽
和による流量レンジの狭少化をさけることができ、その
上に測定できる下限流量を下げることができるなどの利
点がある。
構成で質量流量を測定することができ、さらに回路の飽
和による流量レンジの狭少化をさけることができ、その
上に測定できる下限流量を下げることができるなどの利
点がある。
【００１３】しかし、加算回路２８の出力ｅ3 はコ−ナ
周波数がｆｃのロ−パスフイルタ３９を介することによ
り（３）式で示す質量流量信号ｅ8 を得ることになる
が、この場合にこのロ−パスフイルタ３９を介すること
により、図５に示すように渦周波数ｆが大きくなるとこ
の回路のゲインが渦周波数ｆに比例して低下するので、
渦周波数ｆが大きくなったとき、つまり流量が大きくな
ったときに低い周波数のノイズが加わるとＳ／Ｎ比が低
下して信号処理に悪影響を与えることがある。
周波数がｆｃのロ−パスフイルタ３９を介することによ
り（３）式で示す質量流量信号ｅ8 を得ることになる
が、この場合にこのロ−パスフイルタ３９を介すること
により、図５に示すように渦周波数ｆが大きくなるとこ
の回路のゲインが渦周波数ｆに比例して低下するので、
渦周波数ｆが大きくなったとき、つまり流量が大きくな
ったときに低い周波数のノイズが加わるとＳ／Ｎ比が低
下して信号処理に悪影響を与えることがある。
【００１４】そこで、本出願人は、以上の点を解決する
ために、平成２年５月１１日に特願平２−１２１４９０
「発明の名称：質量流量計」を提案している。以下、こ
の出願の内容について説明する。図７はこの出願に係る
質量流量計の構成を示すブロック図である。
ために、平成２年５月１１日に特願平２−１２１４９０
「発明の名称：質量流量計」を提案している。以下、こ
の出願の内容について説明する。図７はこの出願に係る
質量流量計の構成を示すブロック図である。
【００１５】加算回路２８の出力ｅ3 は制御電圧Ｖｃに
よりゲインが制御された可変ゲイン回路４３で質量信号
ｅ9 に変換されて検波整流回路４１に出力される。ま
た、出力ｅ3 は帯域フイルタ４４で不要なノイズが除去
されてシュミットトリガ４５に出力される。
よりゲインが制御された可変ゲイン回路４３で質量信号
ｅ9 に変換されて検波整流回路４１に出力される。ま
た、出力ｅ3 は帯域フイルタ４４で不要なノイズが除去
されてシュミットトリガ４５に出力される。
【００１６】このシュミットトリガ４５で帯域フイルタ
４４の出力をパルス化してパルス信号Ｐ1 として周波数
／電圧変換器４６に出力し、ここで可変ゲイン回路４３
のゲインを制御する制御電圧Ｖｃに変換される。この制
御電圧Ｖｃは渦信号の周波数に比例している。
４４の出力をパルス化してパルス信号Ｐ1 として周波数
／電圧変換器４６に出力し、ここで可変ゲイン回路４３
のゲインを制御する制御電圧Ｖｃに変換される。この制
御電圧Ｖｃは渦信号の周波数に比例している。
【００１７】次に、以上のように構成された質量流量計
の動作について説明する。加算回路２８の出力ｅ3 の振
幅はρＶ2 に比例している。また、制御信号Ｖｃはシュ
ミットトリガ４５で測定流体の渦周波数ｆに比例した信
号に変換されている。そして、この渦周波数ｆは流速Ｖ
に比例しているので、結局、制御信号Ｖｃは流速Ｖに比
例し、Ｋ5 を定数として Ｖｃ＝Ｋ5 Ｖ （４） となる。
の動作について説明する。加算回路２８の出力ｅ3 の振
幅はρＶ2 に比例している。また、制御信号Ｖｃはシュ
ミットトリガ４５で測定流体の渦周波数ｆに比例した信
号に変換されている。そして、この渦周波数ｆは流速Ｖ
に比例しているので、結局、制御信号Ｖｃは流速Ｖに比
例し、Ｋ5 を定数として Ｖｃ＝Ｋ5 Ｖ （４） となる。
【００１８】可変ゲイン回路４３は渦周波数ｆ、つまり
流速Ｖに反比例するように制御信号Ｖｃによりそのゲイ
ンを制御するので、その出力端には次式に示すような質
量信号ｅ9 を得る。 ｅ9 ＝ｅ3 ／Ｖｃ＝（Ｋ3 ／Ｋ5 ）ρＶ …（５） 従って、この場合の質量信号ｅ9 は全周数帯域に亘って
一様な形でゲイン調節がなされて質量信号として出力さ
れる。このため、低周波ノイズが渦信号に対して相対的
に強調されることがなく、Ｓ／Ｎ比の改善に寄与するこ
ととなる。
流速Ｖに反比例するように制御信号Ｖｃによりそのゲイ
ンを制御するので、その出力端には次式に示すような質
量信号ｅ9 を得る。 ｅ9 ＝ｅ3 ／Ｖｃ＝（Ｋ3 ／Ｋ5 ）ρＶ …（５） 従って、この場合の質量信号ｅ9 は全周数帯域に亘って
一様な形でゲイン調節がなされて質量信号として出力さ
れる。このため、低周波ノイズが渦信号に対して相対的
に強調されることがなく、Ｓ／Ｎ比の改善に寄与するこ
ととなる。
【００１９】次に、この可変ゲイン回路４３について図
８〜図１０を用いてさらに詳しく説明する。図８は可変
ゲイン回路を中心とする回路構成を示すブロック図、図
９は図８におけるアナログ／デジタル変換器の動作状態
を示す動作図、図１０は図８に示す可変ゲイン回路の制
御信号Ｖｃとゲインとの関係を示す特性図である。
８〜図１０を用いてさらに詳しく説明する。図８は可変
ゲイン回路を中心とする回路構成を示すブロック図、図
９は図８におけるアナログ／デジタル変換器の動作状態
を示す動作図、図１０は図８に示す可変ゲイン回路の制
御信号Ｖｃとゲインとの関係を示す特性図である。
【００２０】加算回路２８の出力ｅ3 はバッフア増幅器
４７Ａ、４７Ｂ、……４７Ｎ、抵抗ＲA 、ＲB 、……Ｒ
N 、およびスイッチＳＷA 、ＳＷB 、……ＳＷN がそれ
ぞれ対応する添字ごとに接続された直列回路を介して加
算器４８の（−）入力端に並列に接続されている。加算
器４８はその（−）入力端と出力端が抵抗Ｒ0 で接続さ
れ、（＋）入力端は共通電位点ＣＯＭに接続されてい
る。
４７Ａ、４７Ｂ、……４７Ｎ、抵抗ＲA 、ＲB 、……Ｒ
N 、およびスイッチＳＷA 、ＳＷB 、……ＳＷN がそれ
ぞれ対応する添字ごとに接続された直列回路を介して加
算器４８の（−）入力端に並列に接続されている。加算
器４８はその（−）入力端と出力端が抵抗Ｒ0 で接続さ
れ、（＋）入力端は共通電位点ＣＯＭに接続されてい
る。
【００２１】そして、抵抗ＲA 、ＲB 、……ＲN などと
抵抗Ｒ0 との比率によりゲインが決定される。この場合
に、抵抗ＲA 、ＲB 、……ＲN は、各々１、２、４、
８、……、５１２の比率になるような値に選定され、抵
抗Ｒ0 ＝ＲN であり、全スイッチＳＷA 、ＳＷB 、……
ＳＷN がオンの場合には、 ｅ9 ／ｅ3 ＝（５１２＋２５６＋…＋１） となる。つまり、スイッチＳＷA 、ＳＷB 、……ＳＷN
を適当に選択することによりゲインは１〜１０００倍ま
で変更することができる。
抵抗Ｒ0 との比率によりゲインが決定される。この場合
に、抵抗ＲA 、ＲB 、……ＲN は、各々１、２、４、
８、……、５１２の比率になるような値に選定され、抵
抗Ｒ0 ＝ＲN であり、全スイッチＳＷA 、ＳＷB 、……
ＳＷN がオンの場合には、 ｅ9 ／ｅ3 ＝（５１２＋２５６＋…＋１） となる。つまり、スイッチＳＷA 、ＳＷB 、……ＳＷN
を適当に選択することによりゲインは１〜１０００倍ま
で変更することができる。
【００２２】この場合に、スイッチＳＷA 、ＳＷB 、…
…ＳＷN を制御する各制御信号ＳA 、ＳB 、……ＳN は
アナログ／デジタ変換器４９の出力端ＱA 、ＱB 、……
ＱN から得る。このアナログ／デジタ変換器４９の出力
端ＱA 、ＱB 、……ＱN は、例えば１０点あるものとす
ると、シュミットトリガ４６の入力端のパルス信号Ｐ1
の渦周波数ｆ1 、ｆ2 、……ｆ1000に対する制御信号Ｓ
A 、ＳB 、……ＳN に対応する制御信号Ｓ1 、Ｓ2 、…
…Ｓ10の状態は、Ｈをハイレベル、Ｌをロ−レベルとす
ると図９に示すようになる。
…ＳＷN を制御する各制御信号ＳA 、ＳB 、……ＳN は
アナログ／デジタ変換器４９の出力端ＱA 、ＱB 、……
ＱN から得る。このアナログ／デジタ変換器４９の出力
端ＱA 、ＱB 、……ＱN は、例えば１０点あるものとす
ると、シュミットトリガ４６の入力端のパルス信号Ｐ1
の渦周波数ｆ1 、ｆ2 、……ｆ1000に対する制御信号Ｓ
A 、ＳB 、……ＳN に対応する制御信号Ｓ1 、Ｓ2 、…
…Ｓ10の状態は、Ｈをハイレベル、Ｌをロ−レベルとす
ると図９に示すようになる。
【００２３】この様にしてスイッチＳＷA 、ＳＷB 、…
…ＳＷN をオン・オフ制御することにより、図１０に示
す形で制御信号Ｖｃに対して可変ゲイン回路４３のゲイ
ンを直線的に変更することができる。
…ＳＷN をオン・オフ制御することにより、図１０に示
す形で制御信号Ｖｃに対して可変ゲイン回路４３のゲイ
ンを直線的に変更することができる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】この質量流量計はρＶ
2 をＶで割算をして質量流量を演算するが、このために
可変ゲイン回路４３とアナログ／デジタル変換器４９と
を必要とする。精度を上げるためにはこのアナログ／デ
ジタル変換器４９の入力電圧の大きい部分で使用する必
要がある。しかし、このためには調整時に使用状態での
最大流速を知らなければならない不便がある。また、精
度を上げるためには、アナログ／デジタル変換器４９の
ビット数を多くすれば良いが、この様にすると入力電圧
の僅かな変化でアナログ／デジタル変換器４９の出力が
変化して耐ノイズ性能が悪化する欠点がある。
2 をＶで割算をして質量流量を演算するが、このために
可変ゲイン回路４３とアナログ／デジタル変換器４９と
を必要とする。精度を上げるためにはこのアナログ／デ
ジタル変換器４９の入力電圧の大きい部分で使用する必
要がある。しかし、このためには調整時に使用状態での
最大流速を知らなければならない不便がある。また、精
度を上げるためには、アナログ／デジタル変換器４９の
ビット数を多くすれば良いが、この様にすると入力電圧
の僅かな変化でアナログ／デジタル変換器４９の出力が
変化して耐ノイズ性能が悪化する欠点がある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するために、測定流量を渦信号に変換して出力する
信号変換手段と、この信号変換手段の出力が入力され第
１制御信号により回路ゲインが渦信号の周波数に反比例
して変化する可変ゲイン手段と、渦信号が入力されこの
渦信号の周波数に比例する第２制御信号に変換する周波
数／電圧変換手段と、この第２制御信号と所定の基準電
圧を分割した複数の分割電圧とを比較して対応する複数
の比較信号を出力する比較手段と、第２制御信号が入力
され複数の先の比較信号により渦信号の周波数に段階的
に反比例するようにゲインが切り換えられこのゲインで
増幅する第１ゲイン切換手段と、この第１ゲイン切換手
段の出力をデジタル信号に変換して第１制御信号として
出力するアナログ／デジタル変換手段と、可変ゲイン手
段の出力が入力され先の比較信号により第１ゲイン切換
手段のゲインと同じゲインに切り換えられこのゲインで
増幅されて出力される第２ゲイン切換手段と、この第２
ゲイン切換手段の出力を検波整流して測定流量に対応し
た質量流量信号を出力する検波整流手段とを具備するよ
うにしたものである。
解決するために、測定流量を渦信号に変換して出力する
信号変換手段と、この信号変換手段の出力が入力され第
１制御信号により回路ゲインが渦信号の周波数に反比例
して変化する可変ゲイン手段と、渦信号が入力されこの
渦信号の周波数に比例する第２制御信号に変換する周波
数／電圧変換手段と、この第２制御信号と所定の基準電
圧を分割した複数の分割電圧とを比較して対応する複数
の比較信号を出力する比較手段と、第２制御信号が入力
され複数の先の比較信号により渦信号の周波数に段階的
に反比例するようにゲインが切り換えられこのゲインで
増幅する第１ゲイン切換手段と、この第１ゲイン切換手
段の出力をデジタル信号に変換して第１制御信号として
出力するアナログ／デジタル変換手段と、可変ゲイン手
段の出力が入力され先の比較信号により第１ゲイン切換
手段のゲインと同じゲインに切り換えられこのゲインで
増幅されて出力される第２ゲイン切換手段と、この第２
ゲイン切換手段の出力を検波整流して測定流量に対応し
た質量流量信号を出力する検波整流手段とを具備するよ
うにしたものである。
【００２６】
【作用】信号変換手段により測定流量を渦信号に変換し
て出力し、可変ゲイン手段は第１制御信号を受けて回路
ゲインを渦信号の周波数に反比例して変化させる。周波
数／電圧変換手段はこの渦信号をその周波数に比例する
第２制御信号に変換し、比較手段でこの第２制御信号と
所定の基準電圧を分割した複数の分割電圧とを比較して
対応する複数の比較信号を出力する。また、第１ゲイン
切換手段は、複数の先の比較信号により第２制御信号の
周波数に段階的に反比例するようにゲインが切り換えら
れこのゲインで第２制御信号を増幅し、さらにこれをア
ナログ／デジタル変換手段によりデジタル信号に変換し
て先の第１制御信号として出力する。さらに、第２ゲイ
ン切換手段は先の比較信号により第１ゲイン切換手段の
ゲインと同じゲインに切り換えられこのゲインで可変ゲ
イン手段の出力を増幅して出力する。検波整流手段は、
この第２ゲイン切換手段の出力を検波整流して測定流量
に対応した質量流量信号を出力する。以上により、測定
流速の大小に関係なく自動的にアナログ／デジタル変換
手段の入力には基準電圧の近傍の電圧に対応する大きな
信号電圧が入力されることとなり、Ｓ／Ｎが良好で精度
も良く測定条件による調整の不要な質量流量計を実現す
ることができる。
て出力し、可変ゲイン手段は第１制御信号を受けて回路
ゲインを渦信号の周波数に反比例して変化させる。周波
数／電圧変換手段はこの渦信号をその周波数に比例する
第２制御信号に変換し、比較手段でこの第２制御信号と
所定の基準電圧を分割した複数の分割電圧とを比較して
対応する複数の比較信号を出力する。また、第１ゲイン
切換手段は、複数の先の比較信号により第２制御信号の
周波数に段階的に反比例するようにゲインが切り換えら
れこのゲインで第２制御信号を増幅し、さらにこれをア
ナログ／デジタル変換手段によりデジタル信号に変換し
て先の第１制御信号として出力する。さらに、第２ゲイ
ン切換手段は先の比較信号により第１ゲイン切換手段の
ゲインと同じゲインに切り換えられこのゲインで可変ゲ
イン手段の出力を増幅して出力する。検波整流手段は、
この第２ゲイン切換手段の出力を検波整流して測定流量
に対応した質量流量信号を出力する。以上により、測定
流速の大小に関係なく自動的にアナログ／デジタル変換
手段の入力には基準電圧の近傍の電圧に対応する大きな
信号電圧が入力されることとなり、Ｓ／Ｎが良好で精度
も良く測定条件による調整の不要な質量流量計を実現す
ることができる。
【００２７】
【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の要部実施例の構成を示すブロッ
ク図である。なお、以下の説明においては図７に示す従
来の構成を改良のベ−スとし、主として改良された部分
について説明するが、図７に示す構成と同一の機能を有
する部分には同一の符号を付し適宜にその説明を省略す
る。
明する。図１は本発明の要部実施例の構成を示すブロッ
ク図である。なお、以下の説明においては図７に示す従
来の構成を改良のベ−スとし、主として改良された部分
について説明するが、図７に示す構成と同一の機能を有
する部分には同一の符号を付し適宜にその説明を省略す
る。
【００２８】加算回路２８からの出力ｅ3 は帯域フイル
タ４４に入力され、ここで不要なノイズ周波数が除去さ
れてシュミットトリガ４５でパルス信号Ｐ1 とされる。
このパルス信号Ｐ1 は周波数／電圧変換器（Ｆ／Ｖ）４
６でアナログの制御電圧Ｖd に変換される。
タ４４に入力され、ここで不要なノイズ周波数が除去さ
れてシュミットトリガ４５でパルス信号Ｐ1 とされる。
このパルス信号Ｐ1 は周波数／電圧変換器（Ｆ／Ｖ）４
６でアナログの制御電圧Ｖd に変換される。
【００２９】比較回路５０は一方の入力端に基準電圧発
生回路５１で発生された基準電圧Ｅ s が印加され、他方
の入力端には制御電圧Ｖd が印加され、出力端に比較電
圧Ｖ c が出力される。また、制御電圧Ｖd は比較電圧Ｖ
c によってゲインが切り換えられるゲイン切換回路５２
に入力され、ゲイン切換回路５２は比較電圧Ｖc によっ
て決定されるゲインに設定され、その出力端にこのゲイ
ンに対応するように制御電圧Ｖd を増幅して制御電圧Ｖ
g1として出力する。
生回路５１で発生された基準電圧Ｅ s が印加され、他方
の入力端には制御電圧Ｖd が印加され、出力端に比較電
圧Ｖ c が出力される。また、制御電圧Ｖd は比較電圧Ｖ
c によってゲインが切り換えられるゲイン切換回路５２
に入力され、ゲイン切換回路５２は比較電圧Ｖc によっ
て決定されるゲインに設定され、その出力端にこのゲイ
ンに対応するように制御電圧Ｖd を増幅して制御電圧Ｖ
g1として出力する。
【００３０】このゲインは比較電圧Ｖc によって制御電
圧Ｖd の大きさに段階的に反比例するように切り換えら
れ、その出力端の制御電圧Ｖg1は渦信号の周波数に関係
なく基準電圧Ｅs で決定されるレベルＥs ´近傍に設定
される。
圧Ｖd の大きさに段階的に反比例するように切り換えら
れ、その出力端の制御電圧Ｖg1は渦信号の周波数に関係
なく基準電圧Ｅs で決定されるレベルＥs ´近傍に設定
される。
【００３１】この制御電圧Ｖg1はアナログ／デジタル変
換器５３に入力され、ここでデジタル信号に変換されて
制御電圧Ｖg2として、加算回路２８からの出力ｅ3 が入
力される可変ゲイン回路５４に印加され、そのゲインを
制御する。
換器５３に入力され、ここでデジタル信号に変換されて
制御電圧Ｖg2として、加算回路２８からの出力ｅ3 が入
力される可変ゲイン回路５４に印加され、そのゲインを
制御する。
【００３２】加算回路２８からの出力ｅ3 は、可変ゲイ
ン回路５４で増幅されてその出力端に電圧ｅ10として出
力される。この電圧ｅ10は比較電圧Ｖc でそのゲインが
制御されるゲイン切換回路５５で増幅され、検波整流回
路４１に出力される。以下、図７に示す回路と同様にし
て質量信号が出力される。
ン回路５４で増幅されてその出力端に電圧ｅ10として出
力される。この電圧ｅ10は比較電圧Ｖc でそのゲインが
制御されるゲイン切換回路５５で増幅され、検波整流回
路４１に出力される。以下、図７に示す回路と同様にし
て質量信号が出力される。
【００３３】次に、図１に示す構成の詳細について図２
に示す部分ブロック図を用いてさらに説明する。基準電
圧発生回路５１は電源電圧＋Ｅと共通電位点ＣＯＭとの
間に電流制限抵抗Ｒb とツエナ−ダイオ−ドＤz との直
列回路が接続され、このツエナ−ダイオ−ドＤz の両端
の基準電圧Ｅs は分圧抵抗Ｒv1、Ｒv2、……、Ｒvnで分
圧されて、複数の基準電圧を作る。この場合の基準電圧
Ｅs は測定流体が最大流速のときにアナログ／デジタル
変換器５３の入力に印加される制御電圧Ｖg1の値がアナ
ログ／デジタル変換器５３の最大レベルＥs ´に対応す
るような値になるように設定される。
に示す部分ブロック図を用いてさらに説明する。基準電
圧発生回路５１は電源電圧＋Ｅと共通電位点ＣＯＭとの
間に電流制限抵抗Ｒb とツエナ−ダイオ−ドＤz との直
列回路が接続され、このツエナ−ダイオ−ドＤz の両端
の基準電圧Ｅs は分圧抵抗Ｒv1、Ｒv2、……、Ｒvnで分
圧されて、複数の基準電圧を作る。この場合の基準電圧
Ｅs は測定流体が最大流速のときにアナログ／デジタル
変換器５３の入力に印加される制御電圧Ｖg1の値がアナ
ログ／デジタル変換器５３の最大レベルＥs ´に対応す
るような値になるように設定される。
【００３４】比較回路５０は比較器ＣＯ1 、ＣＯ2 、…
…、ＣＯn で構成され、これ等の反転入力端（−）に
は、分圧抵抗Ｒv1、Ｒv2、……、Ｒvnで分圧された基準
電圧がそれぞれ印加され、非反転入力端（＋）にはそれ
ぞれ制御電圧Ｖd が印加され、その出力端に複数の比較
電圧Ｖc1、Ｖc2、……、Ｖcnが出力される。
…、ＣＯn で構成され、これ等の反転入力端（−）に
は、分圧抵抗Ｒv1、Ｒv2、……、Ｒvnで分圧された基準
電圧がそれぞれ印加され、非反転入力端（＋）にはそれ
ぞれ制御電圧Ｖd が印加され、その出力端に複数の比較
電圧Ｖc1、Ｖc2、……、Ｖcnが出力される。
【００３５】ゲイン切換回路５２は、非反転入力端
（＋）が共通電位点ＣＯＭに接続された演算増幅器ＯＡ
1 の反転入力端（−）と出力端との間に抵抗Ｒ11、Ｒ12
とスイッチＳＷ12との直列回路、……、Ｒ1nとＳＷ1nと
の直列回路が接続されている。また、反転入力端（−）
には抵抗Ｒ10が接続され、これ等の抵抗の組み合わせに
よりゲインが切り換えられる。ゲインを切り換えるスイ
ッチＳＷ12、……、ＳＷ1nは、比較回路５０の比較電圧
Ｖc1、Ｖc2、……、Ｖcnで制御される。
（＋）が共通電位点ＣＯＭに接続された演算増幅器ＯＡ
1 の反転入力端（−）と出力端との間に抵抗Ｒ11、Ｒ12
とスイッチＳＷ12との直列回路、……、Ｒ1nとＳＷ1nと
の直列回路が接続されている。また、反転入力端（−）
には抵抗Ｒ10が接続され、これ等の抵抗の組み合わせに
よりゲインが切り換えられる。ゲインを切り換えるスイ
ッチＳＷ12、……、ＳＷ1nは、比較回路５０の比較電圧
Ｖc1、Ｖc2、……、Ｖcnで制御される。
【００３６】ゲイン切換回路５５は、非反転入力端
（＋）が共通電位点ＣＯＭに接続された演算増幅器ＯＡ
2 の反転入力端（−）と出力端との間に抵抗Ｒ21、Ｒ22
とスイッチＳＷ22との直列回路、……、Ｒ2nとＳＷ2nと
の直列回路が接続されている。また、反転入力端（−）
には抵抗Ｒ20が接続され、これ等の抵抗の組み合わせに
よりゲインが切り換えられる。ゲインを切り換えるスイ
ッチＳＷ22、……、ＳＷ2nは、ゲイン切換回路５２と同
様に比較回路５０の比較電圧Ｖc1、Ｖc2、……、Ｖ cnで
制御される。
（＋）が共通電位点ＣＯＭに接続された演算増幅器ＯＡ
2 の反転入力端（−）と出力端との間に抵抗Ｒ21、Ｒ22
とスイッチＳＷ22との直列回路、……、Ｒ2nとＳＷ2nと
の直列回路が接続されている。また、反転入力端（−）
には抵抗Ｒ20が接続され、これ等の抵抗の組み合わせに
よりゲインが切り換えられる。ゲインを切り換えるスイ
ッチＳＷ22、……、ＳＷ2nは、ゲイン切換回路５２と同
様に比較回路５０の比較電圧Ｖc1、Ｖc2、……、Ｖ cnで
制御される。
【００３７】なお、可変ゲイン回路５４は図８に示すよ
うに可変ゲイン回路４３と同様な回路で構成され、アナ
ログ／デジタル変換器４９と同様なアナログ／デジタル
変換器５３の出力でデジタル的に制御される。
うに可変ゲイン回路４３と同様な回路で構成され、アナ
ログ／デジタル変換器４９と同様なアナログ／デジタル
変換器５３の出力でデジタル的に制御される。
【００３８】次に、図３に示す波形図を用いて図２に示
す回路の動作について説明する。図３は横軸に渦周波数
ｆ、縦軸にゲイン切換回路５２の出力である制御電圧Ｖ
g1がとられてある。いま簡単のため、最初に基準電圧Ｅ
sを２段階に分割した場合を想定する。
す回路の動作について説明する。図３は横軸に渦周波数
ｆ、縦軸にゲイン切換回路５２の出力である制御電圧Ｖ
g1がとられてある。いま簡単のため、最初に基準電圧Ｅ
sを２段階に分割した場合を想定する。
【００３９】渦周波数ｆがゼロから増加しｆ1 になる期
間Ｔ１から期間Ｔ２に移行する場合には、制御電圧Ｖd
は１段目の基準電圧より高くなるので、比較回路５０は
ゲイン切換回路５２、５４に比較信号を送り、ゲインを
同時に１／２にする。このため、制御電圧Ｖg1は切り換
え前の１／２に変化する。したがって、可変ゲイン回路
５４のゲインは２倍になり、ｅ10は切り換える前に対し
て２倍になるが、ゲイン切換回路５５は１／２のゲイン
となっているので、その出力端の電圧は変化しない。
間Ｔ１から期間Ｔ２に移行する場合には、制御電圧Ｖd
は１段目の基準電圧より高くなるので、比較回路５０は
ゲイン切換回路５２、５４に比較信号を送り、ゲインを
同時に１／２にする。このため、制御電圧Ｖg1は切り換
え前の１／２に変化する。したがって、可変ゲイン回路
５４のゲインは２倍になり、ｅ10は切り換える前に対し
て２倍になるが、ゲイン切換回路５５は１／２のゲイン
となっているので、その出力端の電圧は変化しない。
【００４０】このような動作をＮ段に分割した場合も同
じように繰り返す。このＮを増すことにより常にアナロ
グ／デジタル変換器４９の入力端の制御電圧Ｖg1は基準
電圧で決定される所定の値の近傍にあることになり、測
定条件（最大流速）によりその都度調整しなくてもアナ
ログ／デジタル変換器４９の精度の良いレンジの高い部
分で変換することができる。また、制御電圧Ｖg1の値が
大きいのでＳ／Ｎも向上する。
じように繰り返す。このＮを増すことにより常にアナロ
グ／デジタル変換器４９の入力端の制御電圧Ｖg1は基準
電圧で決定される所定の値の近傍にあることになり、測
定条件（最大流速）によりその都度調整しなくてもアナ
ログ／デジタル変換器４９の精度の良いレンジの高い部
分で変換することができる。また、制御電圧Ｖg1の値が
大きいのでＳ／Ｎも向上する。
【００４１】
【発明の効果】以上、実施例と共に具体的に説明したよ
うに本発明によれば、渦周波数に関連してゲイン切換回
路によりゲインを変更する構成としたので、測定条件に
より調整し直すことが不要となり、更にアナログ／デジ
タル変換器に入力される制御信号の絶対値も大きくなる
ので、Ｓ／Ｎ比の改善され、精度の良い質量流量計が実
現できる。
うに本発明によれば、渦周波数に関連してゲイン切換回
路によりゲインを変更する構成としたので、測定条件に
より調整し直すことが不要となり、更にアナログ／デジ
タル変換器に入力される制御信号の絶対値も大きくなる
ので、Ｓ／Ｎ比の改善され、精度の良い質量流量計が実
現できる。
【図１】本発明の１実施例の要部構成を示すブロック図
である。
である。
【図２】図１に示す実施例の要部の詳細な構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】図１に示す実施例の動作を説明する波形図であ
る。
る。
【図４】従来の第１の質量流量計の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図５】図４に示すロ−パスフイルタの特性を示す第１
の特性図である。
の特性図である。
【図６】図４に示すロ−パスフイルタの特性を示す第２
の特性図である。
の特性図である。
【図７】従来の第２の質量流量計の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図８】図７に示す可変ゲイン回路の詳細を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図９】図８におけるアナログ／デジタル変換器の動作
状態を示す動作図である。
状態を示す動作図である。
【図１０】図８に示す可変ゲイン回路の制御信号とゲイ
ンとの関係を示す特性である。
ンとの関係を示す特性である。
１７、２１ 圧電素子 ２５、２６ 電荷増幅器 ２８ 加算回路 ３９ ロ−パスフイルタ ４１ 検波整流回路 ４３…可変ゲイン回路 ４４ 帯域フイルタ ４５ シュミットトリガ ４６ 周波数／電圧変換器 ４７Ａ、４７Ｂ、〜、４７Ｎ バッフア増幅器 ４８ 加算器 ４９ アナログ／デジタル変換器 ５０ 比較回路路 ５１ 基準電圧発生回路 ５２、５５ ゲイン切換回路 ５３ アナログ／デジタル変換器 ５４ 可変ゲイン回路
Claims (1)
- 【請求項１】測定流量を渦信号に変換して出力する信号
変換手段と、この信号変換手段の出力が入力され第１制
御信号により回路ゲインが前記渦信号の周波数に反比例
して変化する可変ゲイン手段と、前記渦信号が入力され
この渦信号の周波数に比例する第２制御信号に変換する
周波数／電圧変換手段と、この第２制御信号と所定の基
準電圧を分割した複数の分割電圧とを比較して対応する
複数の比較信号を出力する比較手段と、前記第２制御信
号が入力され複数の前記比較信号により渦信号の周波数
に段階的に反比例するようにゲインが切り換えられこの
ゲインで増幅する第１ゲイン切換手段と、この第１ゲイ
ン切換手段の出力をデジタル信号に変換して第１制御信
号として出力するアナログ／デジタル変換手段と、可変
ゲイン手段の出力が入力され前記比較信号により前記第
１ゲイン切換手段のゲインと同じゲインに切り換えられ
このゲインで増幅されて出力される第２ゲイン切換手段
と、この第２ゲイン切換手段の出力を検波整流して前記
測定流量に対応した質量流量信号を出力する検波整流手
段とを具備することを特徴とする質量流量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1636591A JP2932710B2 (ja) | 1991-02-07 | 1991-02-07 | 質量流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1636591A JP2932710B2 (ja) | 1991-02-07 | 1991-02-07 | 質量流量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0518798A JPH0518798A (ja) | 1993-01-26 |
| JP2932710B2 true JP2932710B2 (ja) | 1999-08-09 |
Family
ID=11914298
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1636591A Expired - Lifetime JP2932710B2 (ja) | 1991-02-07 | 1991-02-07 | 質量流量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2932710B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09504609A (ja) * | 1993-10-18 | 1997-05-06 | ローズマウント インコーポレイテッド | 渦流量計用電子装置 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5372046A (en) * | 1992-09-30 | 1994-12-13 | Rosemount Inc. | Vortex flowmeter electronics |
| US6170338B1 (en) | 1997-03-27 | 2001-01-09 | Rosemont Inc. | Vortex flowmeter with signal processing |
| US7258024B2 (en) | 2004-03-25 | 2007-08-21 | Rosemount Inc. | Simplified fluid property measurement |
| JP2006112843A (ja) * | 2004-10-13 | 2006-04-27 | Saginomiya Seisakusho Inc | 渦流量計 |
| CN109269579B (zh) * | 2018-11-20 | 2024-04-16 | 中环天仪股份有限公司 | 一种本质安全涡轮信号检测电路及实现方法 |
-
1991
- 1991-02-07 JP JP1636591A patent/JP2932710B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09504609A (ja) * | 1993-10-18 | 1997-05-06 | ローズマウント インコーポレイテッド | 渦流量計用電子装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0518798A (ja) | 1993-01-26 |
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