JP2913058B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JP2913058B2 JP2913058B2 JP1335332A JP33533289A JP2913058B2 JP 2913058 B2 JP2913058 B2 JP 2913058B2 JP 1335332 A JP1335332 A JP 1335332A JP 33533289 A JP33533289 A JP 33533289A JP 2913058 B2 JP2913058 B2 JP 2913058B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、商用電源を入力として、低周波リップルの
少ない高周波電圧を出力する電源装置に関するものであ
る。
少ない高周波電圧を出力する電源装置に関するものであ
る。
［従来の技術］ 第７図は従来の電源装置（米国特許第4,564,897号参
照）の回路図である。以下、その回路構成について説明
する。商用電源ACの両端には、インダクタンス素子L0と
コンデンサC0等で構成されるフィルター回路１を介し
て、全波整流用の整流器DBの交流入力端子が接続されて
おり、整流器DBの直流出力端子には、インダクタンス素
子L1、ダイオードD1を介して、平滑用のコンデンサC1が
接続されている。平滑用のコンデンサC1の両端には、直
列接続された２個のトランジスタQ1,Q2が接続され、ト
ランジスタQ1とQ2の接続点は、上述のインダクタンス素
子L1とダイオードD1の接続点に接続されている。インダ
クタンス素子L1、ダイオードD1、平滑用のコンデンサ
C1、トランジスタQ2により昇圧チョッパー型の平滑回路
２が構成されている。また、トランジスタQ2にはダイオ
ードD2が逆並列接続され、トランジスタQ1の両端には、
直流成分をカットするためのコンデンサC2と、負荷回路
４を介して負荷電流を帰還するための電流トランスCTの
１次巻線n1が接続されている。負荷回路４は、限流及び
共振用のインダクタンス素子L2と、共振用のコンデンサ
C3及び負荷ｌ（抵抗、放電灯など）よりなるLC共振回路
にて構成されており、負荷電流は振動電流となる。この
振動電流は、電流トランスCTの１次巻線n1を介して流れ
るため、電流トランスCTの２次巻線n2,n3には、負荷回
路４に流れる振動電流に応じて変化する電圧が誘起さ
れ、この誘起電圧をトランジスタQ1,Q2のベース・エミ
ッタ間に印加して、トランジスタQ1,Q2を交互にスイッ
チングさせる。なお、抵抗R1,R2は、トランジスタQ1,Q2
のベース抵抗である。また、抵抗R3,R4は、平滑用のコ
ンデンサC1の高電圧側端子と電流トランスCTの２次巻線
n2,n3の各一端との間に接続された起動用抵抗である。
照）の回路図である。以下、その回路構成について説明
する。商用電源ACの両端には、インダクタンス素子L0と
コンデンサC0等で構成されるフィルター回路１を介し
て、全波整流用の整流器DBの交流入力端子が接続されて
おり、整流器DBの直流出力端子には、インダクタンス素
子L1、ダイオードD1を介して、平滑用のコンデンサC1が
接続されている。平滑用のコンデンサC1の両端には、直
列接続された２個のトランジスタQ1,Q2が接続され、ト
ランジスタQ1とQ2の接続点は、上述のインダクタンス素
子L1とダイオードD1の接続点に接続されている。インダ
クタンス素子L1、ダイオードD1、平滑用のコンデンサ
C1、トランジスタQ2により昇圧チョッパー型の平滑回路
２が構成されている。また、トランジスタQ2にはダイオ
ードD2が逆並列接続され、トランジスタQ1の両端には、
直流成分をカットするためのコンデンサC2と、負荷回路
４を介して負荷電流を帰還するための電流トランスCTの
１次巻線n1が接続されている。負荷回路４は、限流及び
共振用のインダクタンス素子L2と、共振用のコンデンサ
C3及び負荷ｌ（抵抗、放電灯など）よりなるLC共振回路
にて構成されており、負荷電流は振動電流となる。この
振動電流は、電流トランスCTの１次巻線n1を介して流れ
るため、電流トランスCTの２次巻線n2,n3には、負荷回
路４に流れる振動電流に応じて変化する電圧が誘起さ
れ、この誘起電圧をトランジスタQ1,Q2のベース・エミ
ッタ間に印加して、トランジスタQ1,Q2を交互にスイッ
チングさせる。なお、抵抗R1,R2は、トランジスタQ1,Q2
のベース抵抗である。また、抵抗R3,R4は、平滑用のコ
ンデンサC1の高電圧側端子と電流トランスCTの２次巻線
n2,n3の各一端との間に接続された起動用抵抗である。
以下、第７図に示す回路の動作について説明する。商
用電源ACの交流電圧は、フィルター回路１を介して整流
器DBの交流入力端子に印加され、整流器DBの直流出力端
子には、交流電圧を全波整流した脈流電圧が得られる。
この脈流電圧は、インダクタンス素子L1、ダイオードD1
を介してコンデンサC1に充電される。そして、コンデン
サC1の充電電圧により、起動用抵抗R3,R4を介してトラ
ンジスタQ1,Q2にベース電流が供給される。トランジス
タQ1,Q2のいずれか一方がオンすると、電流トランスCT
からの帰還電流により他方はオフされる。そして、その
後は、コンデンサC2,C3、インダクタンス素子L2、負荷
ｌ、電流トランスCTの１次巻線n1にて形成される振動回
路により電流トランスCTの２次巻線n2,n3にトランジス
タQ1,Q2のオン・オフを反転させる電圧が誘起され、ト
ランジスタQ1,Q2は交互にオン・オフを繰り返す。ま
た、トランジスタQ2がオンしているときに、インダクタ
ンス素子L1に電磁エネルギーが蓄積され、トランジスタ
Q2がオフしたときに、インダクタンス素子L1に蓄積され
ていた電磁エネルギーがダイオードD1を介して平滑用の
コンデンサC1に放出され、平滑用のコンデンサC1に低周
波リップルの少ない電圧を供給するものである。
用電源ACの交流電圧は、フィルター回路１を介して整流
器DBの交流入力端子に印加され、整流器DBの直流出力端
子には、交流電圧を全波整流した脈流電圧が得られる。
この脈流電圧は、インダクタンス素子L1、ダイオードD1
を介してコンデンサC1に充電される。そして、コンデン
サC1の充電電圧により、起動用抵抗R3,R4を介してトラ
ンジスタQ1,Q2にベース電流が供給される。トランジス
タQ1,Q2のいずれか一方がオンすると、電流トランスCT
からの帰還電流により他方はオフされる。そして、その
後は、コンデンサC2,C3、インダクタンス素子L2、負荷
ｌ、電流トランスCTの１次巻線n1にて形成される振動回
路により電流トランスCTの２次巻線n2,n3にトランジス
タQ1,Q2のオン・オフを反転させる電圧が誘起され、ト
ランジスタQ1,Q2は交互にオン・オフを繰り返す。ま
た、トランジスタQ2がオンしているときに、インダクタ
ンス素子L1に電磁エネルギーが蓄積され、トランジスタ
Q2がオフしたときに、インダクタンス素子L1に蓄積され
ていた電磁エネルギーがダイオードD1を介して平滑用の
コンデンサC1に放出され、平滑用のコンデンサC1に低周
波リップルの少ない電圧を供給するものである。
［発明が解決しようとする課題］ 従来の技術では、電源装置の発振周波数は略一定にな
る。そのため、商用電源ACの瞬時電圧値が低い期間で
は、インダクタンス素子L1に蓄積された電磁エネルギー
が小さいので、ダイオードD1は短期間でオフし、次にト
ランジスタQ2がオンするまで電流の休止期間が生じる。
さらに、商用電源ACの瞬時電圧値が高い期間では、イン
ダクタンス素子L1に蓄積される電磁エネルギーが大きい
ので、インダクタンス素子L1に流れる電流がゼロになる
以前にトランジスタQ2がオンする。このとき、ダイオー
ドD1には未だ電流が流れているので、キャリアの蓄積効
果が現れてしまい、第７図の一点鎖線に示すように逆方
向の短絡電流IXがダイオードD1に流れてしまう。したが
って、ダイオードD1、トランジスタQ2のスイッチング損
失が大きくなる。このときのインダクタンス素子L1に流
れる電流ILと、商用電源ACからの入力電流ISの波形図を
第３図（ａ），（ｂ）に示す。同図（ｂ）に示すよう
に、入力電流波形は三角波状となり、高調波含有率が多
いものとなる。
る。そのため、商用電源ACの瞬時電圧値が低い期間で
は、インダクタンス素子L1に蓄積された電磁エネルギー
が小さいので、ダイオードD1は短期間でオフし、次にト
ランジスタQ2がオンするまで電流の休止期間が生じる。
さらに、商用電源ACの瞬時電圧値が高い期間では、イン
ダクタンス素子L1に蓄積される電磁エネルギーが大きい
ので、インダクタンス素子L1に流れる電流がゼロになる
以前にトランジスタQ2がオンする。このとき、ダイオー
ドD1には未だ電流が流れているので、キャリアの蓄積効
果が現れてしまい、第７図の一点鎖線に示すように逆方
向の短絡電流IXがダイオードD1に流れてしまう。したが
って、ダイオードD1、トランジスタQ2のスイッチング損
失が大きくなる。このときのインダクタンス素子L1に流
れる電流ILと、商用電源ACからの入力電流ISの波形図を
第３図（ａ），（ｂ）に示す。同図（ｂ）に示すよう
に、入力電流波形は三角波状となり、高調波含有率が多
いものとなる。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、インバータ回路とチョッパー
型の平滑回路とでスイッチング素子を共用した電源回路
において、入力電流の歪み率を小さくて、高調波含有率
を低下させることにある。
その目的とするところは、インバータ回路とチョッパー
型の平滑回路とでスイッチング素子を共用した電源回路
において、入力電流の歪み率を小さくて、高調波含有率
を低下させることにある。
［課題を解決するための手段］ 第１図は本発明に係る電源装置の基本構成を示すブロ
ック回路図である。この電源装置は、商用電源ACと、商
用電源ACの両端にフィルター回路１を介して接続された
全波整流用の整流器DBと、整流器DBの出力を平滑してコ
ンデンサC1に直流電圧を充電する平滑回路２と、平滑回
路２の出力電圧を入力して高周波電圧を出力するインバ
ータ回路３とで構成されている。
ック回路図である。この電源装置は、商用電源ACと、商
用電源ACの両端にフィルター回路１を介して接続された
全波整流用の整流器DBと、整流器DBの出力を平滑してコ
ンデンサC1に直流電圧を充電する平滑回路２と、平滑回
路２の出力電圧を入力して高周波電圧を出力するインバ
ータ回路３とで構成されている。
インバータ回路３は、上記平滑用のコンデンサC1の両
端間にて直列的に接続されたトランジスタQ1,Q2と、一
方のトランジスタQ1の両端にコンデンサC2を介して接続
された負荷回路４とを含んでいる。負荷回路４は、放電
灯のような負荷ｌと、これに並列接続されたコンデンサ
C3と、これらに直列接続されたインダクタンス素子L2と
からなる。インダクタンス素子L2には２次巻線n2が設け
られており、１次巻線n1に流れる負荷回路４の振動電流
を一方のトランジスタQ1のベース・エミッタ間に帰還し
ている。このトランジスタQ1は、上記振動電流で決まる
所定の周期でオン・オフ駆動される。また、他方のトラ
ンジスタQ2は、制御回路Ｘによりオン・オフ駆動され
る。制御回路Ｘは、上記一方のトランジスタQ1のオフ時
点を検出する検出回路５と、検出回路５の検出出力によ
りトリガー信号を発生するトリガー回路６と、トリガー
回路６によりトリガーされてトランジスタQ2を所定の時
間オンさせるタイマー回路７とを含んでいる。
端間にて直列的に接続されたトランジスタQ1,Q2と、一
方のトランジスタQ1の両端にコンデンサC2を介して接続
された負荷回路４とを含んでいる。負荷回路４は、放電
灯のような負荷ｌと、これに並列接続されたコンデンサ
C3と、これらに直列接続されたインダクタンス素子L2と
からなる。インダクタンス素子L2には２次巻線n2が設け
られており、１次巻線n1に流れる負荷回路４の振動電流
を一方のトランジスタQ1のベース・エミッタ間に帰還し
ている。このトランジスタQ1は、上記振動電流で決まる
所定の周期でオン・オフ駆動される。また、他方のトラ
ンジスタQ2は、制御回路Ｘによりオン・オフ駆動され
る。制御回路Ｘは、上記一方のトランジスタQ1のオフ時
点を検出する検出回路５と、検出回路５の検出出力によ
りトリガー信号を発生するトリガー回路６と、トリガー
回路６によりトリガーされてトランジスタQ2を所定の時
間オンさせるタイマー回路７とを含んでいる。
平滑回路２は、上記整流器DBの直流出力端子に接続さ
れたインダクタンス素子L1とダイオードD1及び平滑用の
コンデンサC1と、インバータ回路３のスイッチング素子
Q2とで構成され、上記インダクタンス素子L1とダイオー
ドD1の接続点は、インバータ回路３のトランジスタQ1,Q
2の接続点に接続されている。
れたインダクタンス素子L1とダイオードD1及び平滑用の
コンデンサC1と、インバータ回路３のスイッチング素子
Q2とで構成され、上記インダクタンス素子L1とダイオー
ドD1の接続点は、インバータ回路３のトランジスタQ1,Q
2の接続点に接続されている。
なお、第１図に示す回路では、トランジスタQ1の両端
に直列カット用のコンデンサC2を介して負荷回路４を接
続しているが、トランジスタQ2の両端に接続しても良
い。
に直列カット用のコンデンサC2を介して負荷回路４を接
続しているが、トランジスタQ2の両端に接続しても良
い。
［作用］ 第１図に示す電源回路にあっては、このように、一方
のトランジスタQ1は帰還巻線n2により負荷回路４の振動
電流に応じてオン・オフ制御され、他方のトランジスタ
Q2はタイマー回路７を含む制御回路Ｘによりオン・オフ
される。そして、トランジスタQ2のオン時においては、
インダクタンス素子L1に電磁エネルギーを蓄積し、オフ
時においては、インダクタンス素子L1、ダイオードD1、
平滑用のコンデンサC1を通る第１の経路と、インダクタ
ンス素子L1、インダクタンス素子L2の２次巻線n2、トラ
ンジスタQ1の制御用端子（ベース）、平滑用のコンデン
サC1を通る第２の経路とを介して電磁エネルギーが放出
され、平滑用のコンデンサC1の両端にインバータ回路３
の駆動用直流電圧を得ている。
のトランジスタQ1は帰還巻線n2により負荷回路４の振動
電流に応じてオン・オフ制御され、他方のトランジスタ
Q2はタイマー回路７を含む制御回路Ｘによりオン・オフ
される。そして、トランジスタQ2のオン時においては、
インダクタンス素子L1に電磁エネルギーを蓄積し、オフ
時においては、インダクタンス素子L1、ダイオードD1、
平滑用のコンデンサC1を通る第１の経路と、インダクタ
ンス素子L1、インダクタンス素子L2の２次巻線n2、トラ
ンジスタQ1の制御用端子（ベース）、平滑用のコンデン
サC1を通る第２の経路とを介して電磁エネルギーが放出
され、平滑用のコンデンサC1の両端にインバータ回路３
の駆動用直流電圧を得ている。
このように、上記回路にあっては、トランジスタQ2が
オンのときに、商用電源ACの瞬時電圧値にほぼ比例し
て、インダクタンス素子L1に蓄積された電磁エネルギー
の一部が、トランジスタQ2がオフしたときに、インダク
タンス素子L2の２次巻線n2とトランジスタQ1の制御用端
子（ベース）を通って、平滑用のコンデンサC1に放出さ
れるので、商用電源ACの瞬時電圧値が高い期間の方が低
い期間よりもスイッチング周波数が低くなり、商用電圧
ACの入力電流は、より正弦波に近付き、入力電流の高調
波含有率は少なくなるものである。
オンのときに、商用電源ACの瞬時電圧値にほぼ比例し
て、インダクタンス素子L1に蓄積された電磁エネルギー
の一部が、トランジスタQ2がオフしたときに、インダク
タンス素子L2の２次巻線n2とトランジスタQ1の制御用端
子（ベース）を通って、平滑用のコンデンサC1に放出さ
れるので、商用電源ACの瞬時電圧値が高い期間の方が低
い期間よりもスイッチング周波数が低くなり、商用電圧
ACの入力電流は、より正弦波に近付き、入力電流の高調
波含有率は少なくなるものである。
［実施例１］ 第２図は本発明の第１実施例の回路図である。電源装
置の基本構成については、従来例と同じであるので、同
一の機能を有する部分には同一の符号を付して重複する
説明は省略する。本実施例にあっては、インダクタンス
素子L2の２次巻線n2が帰還手段として使用されており、
一方のトランジスタQ1にのみ負荷回路４の振動電流を帰
還している。他方のトランジスタQ2はパワーMOSFETより
なり、単安定マルチバイブレータMVによりオン・オフ制
御されている。単安定マルチバイブレータMVは汎用の集
積回路（例えば日本電気製μPD4538）よりなり、立ち下
がりトリガー入力端子Ｂが“High"レベルから“Low"レ
ベルに変化した後、一定時間は出力端子Ｑが“High"レ
ベル、出力端子が“Low"レベルとなる。本実施例にあ
っては、パワーMOSFETよりなるトランジスタQ2の両端電
圧VQ2を抵抗R5,R6の直列回路で分圧することにより検出
し、単安定マルチバイブレータMVのトリガー信号として
いる。単安定マルチバイブレータMVの出力端子Ｑが“Hi
gh"レベルになる時間（出力端子が“Low"レベルにな
る時間）は、抵抗R7とコンデンサC4の時定数で決定され
る。出力端子Ｑは抵抗R8を介して駆動用のトランジスタ
Q3のベースに接続され、出力端子は抵抗R9を介して駆
動用のトランジスタQ4のベースに接続されている。トラ
ンジスタQ3のコレクタは直流電源Ｅの正極に、トランジ
スタQ4のエミッタは直流電源Ｅの負極に、それぞれ接続
され、トランジスタQ3のエミッタとトランジスタQ4のコ
レクタは、パワーMOSFETよりなるトランジスタQ2のゲー
トに接続されている。したがって、単安定マルチバイブ
レータMVは、トランジスタQ2のオン期間τ１を決めるた
めのタイマー回路として動作する。単安定マルチバイブ
レータMVの時定数設定用の抵抗R7の値を変化させること
により連続的に出力調整を行うことができ、負荷ｌが放
電灯である場合には連続調光ができる。
置の基本構成については、従来例と同じであるので、同
一の機能を有する部分には同一の符号を付して重複する
説明は省略する。本実施例にあっては、インダクタンス
素子L2の２次巻線n2が帰還手段として使用されており、
一方のトランジスタQ1にのみ負荷回路４の振動電流を帰
還している。他方のトランジスタQ2はパワーMOSFETより
なり、単安定マルチバイブレータMVによりオン・オフ制
御されている。単安定マルチバイブレータMVは汎用の集
積回路（例えば日本電気製μPD4538）よりなり、立ち下
がりトリガー入力端子Ｂが“High"レベルから“Low"レ
ベルに変化した後、一定時間は出力端子Ｑが“High"レ
ベル、出力端子が“Low"レベルとなる。本実施例にあ
っては、パワーMOSFETよりなるトランジスタQ2の両端電
圧VQ2を抵抗R5,R6の直列回路で分圧することにより検出
し、単安定マルチバイブレータMVのトリガー信号として
いる。単安定マルチバイブレータMVの出力端子Ｑが“Hi
gh"レベルになる時間（出力端子が“Low"レベルにな
る時間）は、抵抗R7とコンデンサC4の時定数で決定され
る。出力端子Ｑは抵抗R8を介して駆動用のトランジスタ
Q3のベースに接続され、出力端子は抵抗R9を介して駆
動用のトランジスタQ4のベースに接続されている。トラ
ンジスタQ3のコレクタは直流電源Ｅの正極に、トランジ
スタQ4のエミッタは直流電源Ｅの負極に、それぞれ接続
され、トランジスタQ3のエミッタとトランジスタQ4のコ
レクタは、パワーMOSFETよりなるトランジスタQ2のゲー
トに接続されている。したがって、単安定マルチバイブ
レータMVは、トランジスタQ2のオン期間τ１を決めるた
めのタイマー回路として動作する。単安定マルチバイブ
レータMVの時定数設定用の抵抗R7の値を変化させること
により連続的に出力調整を行うことができ、負荷ｌが放
電灯である場合には連続調光ができる。
以下、本実施例の動作について説明する。電源スイッ
チSWを投入すると、商用電源ACの交流電圧がフィルター
回路１を介して整流器DBに印加され、全波整流された直
流電圧（脈流電圧）が整流器DBから出力される。この直
流電圧によりインダクタンス素子L1、ダイオードD3、ダ
イオードD1を介して平滑用のコンデンサC1が充電され
る。なお、ダイオードD3はインダクタンス素子L1の逆方
向電流を阻止するものであるが、無くても構わない。平
滑用のコンデンサC1が充電されると、起動回路８のコン
デンサC5が抵抗R10を介して充電され、その充電電圧が
２端子サイリスタQ5のブレークオーバー電圧に達する
と、２端子サイリスタQ5がオンし、パワーMOSFETよりな
るトランジスタQ2のゲートに電圧を与えて、トランジス
タQ2をオンさせる。トランジスタQ2がオンすると、その
両端電圧がゼロになるので、抵抗R5,R6で分圧された電
圧もゼロとなり、単安定マルチバイブレータMVのトリガ
ー入力端子Ｂは“High"レベルから“Low"レベルに変化
する。これにより、単安定マルチバイブレータMVはトリ
ガーされて、その出力端子Ｑは“High"レベル、出力端
子は“Low"レベルとなる。したがって、駆動用トラン
ジスタQ3はオン、Q4はオフとなり、直流電源Ｅによりパ
ワーMOSFETよりなるトランジスタQ2のゲートに電圧が与
えられ、トランジスタQ2のオン状態が維持される。トラ
ンジスタQ2がオンすると、ダイオードD4が導通して、コ
ンデンサC5は充電されなくなるので、起動回路８は停止
する。このとき、インダクタンス素子L2の２次巻線n
2は、トランジスタQ1のベース・エミッタ間に逆バイア
スの電圧を印加するような極性に巻かれ、トランジスタ
Q1はオフ状態を維持する。
チSWを投入すると、商用電源ACの交流電圧がフィルター
回路１を介して整流器DBに印加され、全波整流された直
流電圧（脈流電圧）が整流器DBから出力される。この直
流電圧によりインダクタンス素子L1、ダイオードD3、ダ
イオードD1を介して平滑用のコンデンサC1が充電され
る。なお、ダイオードD3はインダクタンス素子L1の逆方
向電流を阻止するものであるが、無くても構わない。平
滑用のコンデンサC1が充電されると、起動回路８のコン
デンサC5が抵抗R10を介して充電され、その充電電圧が
２端子サイリスタQ5のブレークオーバー電圧に達する
と、２端子サイリスタQ5がオンし、パワーMOSFETよりな
るトランジスタQ2のゲートに電圧を与えて、トランジス
タQ2をオンさせる。トランジスタQ2がオンすると、その
両端電圧がゼロになるので、抵抗R5,R6で分圧された電
圧もゼロとなり、単安定マルチバイブレータMVのトリガ
ー入力端子Ｂは“High"レベルから“Low"レベルに変化
する。これにより、単安定マルチバイブレータMVはトリ
ガーされて、その出力端子Ｑは“High"レベル、出力端
子は“Low"レベルとなる。したがって、駆動用トラン
ジスタQ3はオン、Q4はオフとなり、直流電源Ｅによりパ
ワーMOSFETよりなるトランジスタQ2のゲートに電圧が与
えられ、トランジスタQ2のオン状態が維持される。トラ
ンジスタQ2がオンすると、ダイオードD4が導通して、コ
ンデンサC5は充電されなくなるので、起動回路８は停止
する。このとき、インダクタンス素子L2の２次巻線n
2は、トランジスタQ1のベース・エミッタ間に逆バイア
スの電圧を印加するような極性に巻かれ、トランジスタ
Q1はオフ状態を維持する。
次に、抵抗R7とコンデンサC4で決まる所定時間の経過
後に、単安定マルチバイブレータMVの出力端子Ｑは“Lo
w"レベル、出力端子は“High"レベルとなり、トラン
ジスタQ3はオフ、トランジスタQ4はオンになる。このた
め、トランジスタQ2はオフ状態になる。トランジスタQ2
がオフすると、トランジスタQ2のドレイン電流が減少す
ることにより、インダクタンス素子L2の残留インダクタ
ンスは逆方向の誘起電圧を発生し、インダクタンス素子
L2に流れる振動電流は同一方向に流れようとするので、
ダイオードD1が導通する。また、インダクタンス素子L2
の１次巻線n1が逆方向の誘起電圧を発生することによ
り、トランジスタQ1が順バイアスされて、トランジスタ
Q1はオン状態となる。ダイオードD1の電流がゼロになる
と、コンデンサC2の蓄積電荷を電源として、トランジス
タQ1に電流が流れる。このとき、インダクタンス素子L2
のコアは飽和磁束に向かって直線的に磁化される。やが
て、コアが飽和磁束に達すると、インダクタンスは急激
にゼロの方向に向かい、その結果、トランジスタQ1のコ
レクタ電流の時間変化分は無限大となる。トランジスタ
Q1のコレクタ電流がベース電流のhfe倍に達すると、ト
ランジスタQ1は不飽和状態となり、インダクタンス素子
L2の２次巻線n2の誘起電圧は減少するから、帰還される
ベース電流も減少してトランジスタQ1はオフする。トラ
ンジスタQ1がオフした後も、インダクタンス素子L2に流
れる振動電流は同一方向に流れようとするので、パワー
MOSFETよりなるトランジスタQ2に逆並列接続された寄生
の内部ダイオードが導通し、負荷回路４、コンデンサ
C2、平滑用のコンデンサC1の経路で電流が流れる。トラ
ンジスタQ2の内部ダイオードが導通すると、トランジス
タQ2の両端電圧はゼロになるので、単安定マルチバイブ
レータMVの立ち下がりトリガー入力端子Ｂは“High"レ
ベルから“Low"レベルに変化し、単安定マルチバイブレ
ータMVの出力端子Ｑは“High"レベルになり、駆動用の
トランジスタQ3がオンして、トランジスタQ2がオンす
る。トランジスタQ2に逆並列接続された寄生の内部ダイ
オードに流れる振動電流がゼロになった後は、平滑用の
コンデンサC1より、コンデンサC2、負荷回路４、トラン
ジスタQ2の経路で電流が流れる。以下、上述の動作を繰
り返すことにより、インバータ回路３の発振動作が接続
される。
後に、単安定マルチバイブレータMVの出力端子Ｑは“Lo
w"レベル、出力端子は“High"レベルとなり、トラン
ジスタQ3はオフ、トランジスタQ4はオンになる。このた
め、トランジスタQ2はオフ状態になる。トランジスタQ2
がオフすると、トランジスタQ2のドレイン電流が減少す
ることにより、インダクタンス素子L2の残留インダクタ
ンスは逆方向の誘起電圧を発生し、インダクタンス素子
L2に流れる振動電流は同一方向に流れようとするので、
ダイオードD1が導通する。また、インダクタンス素子L2
の１次巻線n1が逆方向の誘起電圧を発生することによ
り、トランジスタQ1が順バイアスされて、トランジスタ
Q1はオン状態となる。ダイオードD1の電流がゼロになる
と、コンデンサC2の蓄積電荷を電源として、トランジス
タQ1に電流が流れる。このとき、インダクタンス素子L2
のコアは飽和磁束に向かって直線的に磁化される。やが
て、コアが飽和磁束に達すると、インダクタンスは急激
にゼロの方向に向かい、その結果、トランジスタQ1のコ
レクタ電流の時間変化分は無限大となる。トランジスタ
Q1のコレクタ電流がベース電流のhfe倍に達すると、ト
ランジスタQ1は不飽和状態となり、インダクタンス素子
L2の２次巻線n2の誘起電圧は減少するから、帰還される
ベース電流も減少してトランジスタQ1はオフする。トラ
ンジスタQ1がオフした後も、インダクタンス素子L2に流
れる振動電流は同一方向に流れようとするので、パワー
MOSFETよりなるトランジスタQ2に逆並列接続された寄生
の内部ダイオードが導通し、負荷回路４、コンデンサ
C2、平滑用のコンデンサC1の経路で電流が流れる。トラ
ンジスタQ2の内部ダイオードが導通すると、トランジス
タQ2の両端電圧はゼロになるので、単安定マルチバイブ
レータMVの立ち下がりトリガー入力端子Ｂは“High"レ
ベルから“Low"レベルに変化し、単安定マルチバイブレ
ータMVの出力端子Ｑは“High"レベルになり、駆動用の
トランジスタQ3がオンして、トランジスタQ2がオンす
る。トランジスタQ2に逆並列接続された寄生の内部ダイ
オードに流れる振動電流がゼロになった後は、平滑用の
コンデンサC1より、コンデンサC2、負荷回路４、トラン
ジスタQ2の経路で電流が流れる。以下、上述の動作を繰
り返すことにより、インバータ回路３の発振動作が接続
される。
ところで、トランジスタQ2がオンしているときには、
整流器DB、インダクタンス素子L1、ダイオードD3、トラ
ンジスタQ2、整流器DBの経路で電流が流れ、インダクタ
ンス素子L1に電磁エネルギーが蓄積される。そして、ト
ランジスタQ2がオフすると、インダクタンス素子L1に蓄
積された電磁エネルギーが、次の２つの経路を介して平
滑用のコンデンサC1に放出される。第１の経路は、イン
ダクタンス素子L1、ダイオードD3、ダイオードD1を介し
て、平滑用のコンデンサC1に至る経路である。そして、
第２の経路は、インダクタンス素子L1、ダイオードD3、
インダクタンス素子L2の２次巻線n2、トランジスタQ1の
ベース抵抗R1、トランジスタQ1のベース・コレクタ間PN
接合を介して、平滑用のコンデンサC1に至る経路であ
る。この第２の経路は、トランジスタQ1がNPN型のバイ
ポーラトランジスタであり、等価的にベース・コレクタ
間にPN接合ダイオードを有していることによって形成さ
れるものである。
整流器DB、インダクタンス素子L1、ダイオードD3、トラ
ンジスタQ2、整流器DBの経路で電流が流れ、インダクタ
ンス素子L1に電磁エネルギーが蓄積される。そして、ト
ランジスタQ2がオフすると、インダクタンス素子L1に蓄
積された電磁エネルギーが、次の２つの経路を介して平
滑用のコンデンサC1に放出される。第１の経路は、イン
ダクタンス素子L1、ダイオードD3、ダイオードD1を介し
て、平滑用のコンデンサC1に至る経路である。そして、
第２の経路は、インダクタンス素子L1、ダイオードD3、
インダクタンス素子L2の２次巻線n2、トランジスタQ1の
ベース抵抗R1、トランジスタQ1のベース・コレクタ間PN
接合を介して、平滑用のコンデンサC1に至る経路であ
る。この第２の経路は、トランジスタQ1がNPN型のバイ
ポーラトランジスタであり、等価的にベース・コレクタ
間にPN接合ダイオードを有していることによって形成さ
れるものである。
したがって、本実施例にあっては、整流器DBの出力電
圧値に比例してインダクタンス素子L1に電磁エネルギー
が蓄積され、この電磁エネルギーの一部がトランジスタ
Q1のベース・コレクタ間を通って平滑用のコンデンサC1
に放出される。これにより、インバータ回路５のスイッ
チング周波数は、整流器DBの出力電圧（脈流電圧）の一
周期内で、電圧の瞬時値に応じて変化する。つまり、瞬
時電圧値が高い期間では、瞬時電圧値が低い期間に比べ
ると、インダクタンス素子L1に蓄積される電磁エネルギ
ーが大きいので、トランジスタQ1の制御用端子（ベー
ス）には、より多くの電流が流れるため、スイッチング
周波数はそれだけ低くなる。このため、インダクタンス
素子L1に流れるチョッパー電流IL′は、第３図（ｃ）に
示すように、ほぼ休止区間の無い波形（又は休止区間の
幅がほぼ一定の波形）となり、同図（ａ）に示す従来例
でのチョッパー電流ILに比べると、入力力率が改善され
る。また、商用電源ACの入力電流IS′の波形は、チョッ
パー電流IL′をフィルター回路１で平均化した電流であ
るので、第３図（ｄ）に示すようになり、同図（ｂ）に
示す従来例の入力電流ISの波形に比べると、より正弦波
に近い波形となり、入力電流の高調波含有率が低下す
る。
圧値に比例してインダクタンス素子L1に電磁エネルギー
が蓄積され、この電磁エネルギーの一部がトランジスタ
Q1のベース・コレクタ間を通って平滑用のコンデンサC1
に放出される。これにより、インバータ回路５のスイッ
チング周波数は、整流器DBの出力電圧（脈流電圧）の一
周期内で、電圧の瞬時値に応じて変化する。つまり、瞬
時電圧値が高い期間では、瞬時電圧値が低い期間に比べ
ると、インダクタンス素子L1に蓄積される電磁エネルギ
ーが大きいので、トランジスタQ1の制御用端子（ベー
ス）には、より多くの電流が流れるため、スイッチング
周波数はそれだけ低くなる。このため、インダクタンス
素子L1に流れるチョッパー電流IL′は、第３図（ｃ）に
示すように、ほぼ休止区間の無い波形（又は休止区間の
幅がほぼ一定の波形）となり、同図（ａ）に示す従来例
でのチョッパー電流ILに比べると、入力力率が改善され
る。また、商用電源ACの入力電流IS′の波形は、チョッ
パー電流IL′をフィルター回路１で平均化した電流であ
るので、第３図（ｄ）に示すようになり、同図（ｂ）に
示す従来例の入力電流ISの波形に比べると、より正弦波
に近い波形となり、入力電流の高調波含有率が低下す
る。
［実施例２］ 第４図は本発明の第２実施例の回路図である。本実施
例にあっては、第２図に示した実施例１の回路におい
て、トランジスタQ1のベース・コレクタ間にダイオード
D5を図示された極性で並列接続したものである。このダ
イオードD5は、トランジスタQ1のベース・コレクタ間に
等価的に存在するPN接合ダイオードと通電方向が同じで
ある。このような極性でダイオードD5を接続すると、ト
ランジスタQ2がオンのときにインダクタンス素子L1に蓄
積された電磁エネルギーは、トランジスタQ2がオフした
ときに、次の３つの経路を介して平滑用のコンデンサC1
に放出される。第１の経路は、インダクタンス素子L1、
ダイオードD3、ダイオードD1を介して平滑用のコンデン
サC1に至る経路である。第２の経路は、インダクタンス
素子L1、ダイオードD3、インダクタンス素子L2の２次巻
線n2、トランジスタQ1のベース抵抗R1、ダイオードD5を
介して平滑用のコンデンサC1に至る経路である。そし
て、第３の経路は、インダクタンス素子L1、ダイオード
D3、インダクタンス素子L2の２次巻線n2、トランジスタ
Q1のベース抵抗R1、トランジスタQ1のベース・コレクタ
間PN接合を介して平滑用のコンデンサC1に至る経路であ
る。
例にあっては、第２図に示した実施例１の回路におい
て、トランジスタQ1のベース・コレクタ間にダイオード
D5を図示された極性で並列接続したものである。このダ
イオードD5は、トランジスタQ1のベース・コレクタ間に
等価的に存在するPN接合ダイオードと通電方向が同じで
ある。このような極性でダイオードD5を接続すると、ト
ランジスタQ2がオンのときにインダクタンス素子L1に蓄
積された電磁エネルギーは、トランジスタQ2がオフした
ときに、次の３つの経路を介して平滑用のコンデンサC1
に放出される。第１の経路は、インダクタンス素子L1、
ダイオードD3、ダイオードD1を介して平滑用のコンデン
サC1に至る経路である。第２の経路は、インダクタンス
素子L1、ダイオードD3、インダクタンス素子L2の２次巻
線n2、トランジスタQ1のベース抵抗R1、ダイオードD5を
介して平滑用のコンデンサC1に至る経路である。そし
て、第３の経路は、インダクタンス素子L1、ダイオード
D3、インダクタンス素子L2の２次巻線n2、トランジスタ
Q1のベース抵抗R1、トランジスタQ1のベース・コレクタ
間PN接合を介して平滑用のコンデンサC1に至る経路であ
る。
本実施例の場合、インダクタンス素子L1に蓄積された
電磁エネルギーの一部を、ダイオードD5を通して放出さ
せてやることにより、トランジスタQ1のベース・コレク
タ間に流れる電流分を少なくしたので、スイッチング周
波数の変化は実施例１の場合よりも少なくなる。このた
め、商用電源ACの入力電流の高調波含有率は従来例の場
合よりも少ないが、実施例１の場合よりも多いものとな
る。また、インバータ回路３の出力電圧である高周波電
圧VRFは、実施例１では第５図（ｂ）に示すようにな
り、本実施例では第５図（ｃ）に示すようになる。つま
り、本実施例では、スイッチング周波数の変化が実施例
１の場合よりも少なくなるので、第５図（ａ）に示す交
流電圧VSと同期する低周波リップルが高周波電圧VRFに
現れにくくなる。その他の構成及び動作については、実
施例１と同じであるので、説明は省略する。
電磁エネルギーの一部を、ダイオードD5を通して放出さ
せてやることにより、トランジスタQ1のベース・コレク
タ間に流れる電流分を少なくしたので、スイッチング周
波数の変化は実施例１の場合よりも少なくなる。このた
め、商用電源ACの入力電流の高調波含有率は従来例の場
合よりも少ないが、実施例１の場合よりも多いものとな
る。また、インバータ回路３の出力電圧である高周波電
圧VRFは、実施例１では第５図（ｂ）に示すようにな
り、本実施例では第５図（ｃ）に示すようになる。つま
り、本実施例では、スイッチング周波数の変化が実施例
１の場合よりも少なくなるので、第５図（ａ）に示す交
流電圧VSと同期する低周波リップルが高周波電圧VRFに
現れにくくなる。その他の構成及び動作については、実
施例１と同じであるので、説明は省略する。
［実施例３］ 第６図は本発明の第３実施例の回路図である。本実施
例にあっては、第２図に示した実施例１の回路におい
て、インダクタンス素子L2の２次巻線n2とベース抵抗R1
との接続点と、トランジスタQ1のコレクタとの間に、ダ
イオードD6を図示された極性で接続したものである。こ
の場合にも、実施例２と同様にインダクタンス素子L1に
蓄積された電磁エネルギーは、３つの経路を介して放出
されるため、スイッチング周波数の変化が少なくなる。
したがって、商用電源ACの入力電流の高調波含有率は従
来例の場合に比べて少なく、実施例１の場合に比べて多
いものとなるが、インバータ回路３の出力電圧である高
周波電圧VRFの低周波リップル成分は、実施例１の場合
に比べて少なくなる。その他の構成及び動作については
実施例１と同じであるので、説明は省略する。
例にあっては、第２図に示した実施例１の回路におい
て、インダクタンス素子L2の２次巻線n2とベース抵抗R1
との接続点と、トランジスタQ1のコレクタとの間に、ダ
イオードD6を図示された極性で接続したものである。こ
の場合にも、実施例２と同様にインダクタンス素子L1に
蓄積された電磁エネルギーは、３つの経路を介して放出
されるため、スイッチング周波数の変化が少なくなる。
したがって、商用電源ACの入力電流の高調波含有率は従
来例の場合に比べて少なく、実施例１の場合に比べて多
いものとなるが、インバータ回路３の出力電圧である高
周波電圧VRFの低周波リップル成分は、実施例１の場合
に比べて少なくなる。その他の構成及び動作については
実施例１と同じであるので、説明は省略する。
［発明の効果］ 本発明の電源装置にあっては、チョッパー型の平滑回
路とインバータ回路とでスイッチング素子を共用し、イ
ンバータ回路における第１のスイッチング素子は帰還手
段により振動電流を帰還させることによりオン・オフ駆
動し、チョッパー型の平滑回路と共用される第２のスイ
ッチング素子は制御手段によりオン・オフ駆動するもの
であるから、第１及び第２のスイッチング素子を帰還手
段のみにより駆動する従来例に比べると、インバータ回
路の動作をチョッパー回路の動作と協調させることが容
易となり、特に、請求項２及び３の発明によれば、第１
のスイッチング素子はバイポーラトランジスタとし、チ
ョッパー型の平滑回路におけるインダクタンス素子の電
磁エネルギーが帰還手段とバイポーラトランジスタのベ
ース・コレクタ間を介して平滑用のコンデンサに放出さ
れる電流経路を形成したものであるから、整流回路から
出力される瞬時電圧値が高い期間ではインバータ回路の
スイッチング周波数が低くなり、瞬時電圧値が低い期間
ではインバータ回路のスイッチング周波数が高くなるも
のであり、したがって、商用電源の入力電流の高調波含
有率を低減できると共に、入力力率を改善できるという
効果がある。
路とインバータ回路とでスイッチング素子を共用し、イ
ンバータ回路における第１のスイッチング素子は帰還手
段により振動電流を帰還させることによりオン・オフ駆
動し、チョッパー型の平滑回路と共用される第２のスイ
ッチング素子は制御手段によりオン・オフ駆動するもの
であるから、第１及び第２のスイッチング素子を帰還手
段のみにより駆動する従来例に比べると、インバータ回
路の動作をチョッパー回路の動作と協調させることが容
易となり、特に、請求項２及び３の発明によれば、第１
のスイッチング素子はバイポーラトランジスタとし、チ
ョッパー型の平滑回路におけるインダクタンス素子の電
磁エネルギーが帰還手段とバイポーラトランジスタのベ
ース・コレクタ間を介して平滑用のコンデンサに放出さ
れる電流経路を形成したものであるから、整流回路から
出力される瞬時電圧値が高い期間ではインバータ回路の
スイッチング周波数が低くなり、瞬時電圧値が低い期間
ではインバータ回路のスイッチング周波数が高くなるも
のであり、したがって、商用電源の入力電流の高調波含
有率を低減できると共に、入力力率を改善できるという
効果がある。
第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図、第２
図は本発明の第１実施例の回路図、第３図は同上の動作
波形図、第４図は本発明の第２実施例の回路図、第５図
は同上の動作波形図、第６図は本発明の第３実施例の回
路図、第７図は従来例の回路図である。 １はフィルター回路、２は平滑回路、３はインバータ回
路、４は負荷回路、Q1,Q2はトランジスタ、L1,L2はイン
ダクタンス素子、n2は２次巻線、C1,C2はコンデンサ、D
Bは整流器である。
図は本発明の第１実施例の回路図、第３図は同上の動作
波形図、第４図は本発明の第２実施例の回路図、第５図
は同上の動作波形図、第６図は本発明の第３実施例の回
路図、第７図は従来例の回路図である。 １はフィルター回路、２は平滑回路、３はインバータ回
路、４は負荷回路、Q1,Q2はトランジスタ、L1,L2はイン
ダクタンス素子、n2は２次巻線、C1,C2はコンデンサ、D
Bは整流器である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−139175（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−174574（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 H05B 41/24
Claims (4)
- 【請求項１】交流電源電圧を整流する整流回路と、 整流回路の出力を受けて平滑された直流電圧を出力する
スイッチング素子を含む平滑回路と、 平滑回路の出力端に接続される第１及び第２のスイッチ
ング素子の直列回路を備え、第１及び第２のスイッチン
グ素子が交互にオンオフ駆動されて高周波電圧を負荷回
路に出力するインバータ回路と、 スイッチング素子を制御する制御手段とからなる電源装
置において、 （ａ）上記平滑回路は、上記整流回路の出力を第１のイ
ンダクタンス素子を介して上記インバータ回路のスイッ
チング素子に印加し、スイッチング素子のオン時に整流
回路からの電流を第１のインダクタンス素子に流して第
１のインダクタンス素子に電磁エネルギーを蓄積し、ス
イッチング素子のオフ時に第１のインダクタンス素子に
蓄積された電磁エネルギーを平滑用のコンデンサに放出
して、平滑用のコンデンサの両端に平滑された直流電圧
を出力するように構成され、 （ｂ）上記インバータ回路は、上記平滑用のコンデンサ
の両端に直列に接続された第１及び第２のスイッチング
素子と、第１及び第２のスイッチング素子のうち少なく
とも一方の両端間に直流カット用のコンデンサを介して
接続される第２のインダクタンス素子と共振用のコンデ
ンサ及び負荷よりなる負荷回路とを備え、 第１のスイッチング素子は、上記負荷回路に流れる振動
電流を制御端間に帰還する帰還手段により、上記振動電
流で決まる所定周期でオン・オフ制御され、 第２のスイッチング素子は、上記平滑回路のスイッチン
グ素子と共用され、第１のスイッチング素子のオフ期間
に少なくとも動作するタイマー回路を含む制御手段によ
りオン・オフ制御されたことを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】上記第１のスイッチング素子は、バイポー
ラトランジスタよりなることを特徴とする請求項１記載
の電源装置。 - 【請求項３】上記整流回路の出力から第１のインダクタ
ンス素子、上記帰還手段、上記バイポーラトランジスタ
のベース・コレクタ間を介して平滑用のコンデンサに至
る電流経路が形成されていることを特徴とする請求項２
記載の電源装置。 - 【請求項４】上記第２のスイッチング素子は、MOSFETよ
りなることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1335332A JP2913058B2 (ja) | 1989-12-25 | 1989-12-25 | 電源装置 |
| DE69013660T DE69013660T2 (de) | 1989-12-25 | 1990-12-21 | Wechselrichtereinrichtung. |
| EP90314184A EP0435628B1 (en) | 1989-12-25 | 1990-12-21 | Inverter device |
| KR1019900021745A KR930010642B1 (ko) | 1989-12-25 | 1990-12-24 | 인버터 장치 |
| CA002033104A CA2033104C (en) | 1989-12-25 | 1990-12-24 | Inverter device |
| US07/633,612 US5182702A (en) | 1989-12-25 | 1990-12-24 | Inverter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1335332A JP2913058B2 (ja) | 1989-12-25 | 1989-12-25 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03198662A JPH03198662A (ja) | 1991-08-29 |
| JP2913058B2 true JP2913058B2 (ja) | 1999-06-28 |
Family
ID=18287334
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1335332A Expired - Fee Related JP2913058B2 (ja) | 1989-12-25 | 1989-12-25 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2913058B2 (ja) |
-
1989
- 1989-12-25 JP JP1335332A patent/JP2913058B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03198662A (ja) | 1991-08-29 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |