JP2885269B2 - 適応制御ろ波器 - Google Patents
適応制御ろ波器Info
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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- H03H21/0012—Digital adaptive filters
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
特にデータ伝送や音響システムに用いられるエコーキャ
ンセラ、ディジタルデータ伝送用等化器、更には未知シ
ステムの同定等に用いられ、既知信号系列を入力として
未知信号系列の推定信号系列を出力する適応制御ろ波器
に関するものである。
原理について、図8を参照しつつ説明する。図8におい
て、既知の信号系列an から未知信号系列yn の推定値
系列yn ’をろ波器1にて生成し、未知信号系列yn と
この推定値系列yn'との誤差の信号系列en を減算器2
で作成する。この誤差信号系列en を基に、ろ波器1の
有するパラメータを更新し未知信号系列yn を正しく同
定するものである。
雑音νn が相加されるので、加算器3にてこの雑音系列
νn を未知信号系列yn に加えた信号系列を、誤差信号
系列を生成する減算器2の一入力としている。
ら最終状態に収束するものであり、また未知信号系列は
未知システムの前述した入力信号系列an に対応する応
答として与えられる場合が多く、エコーキャンセラや等
化器がこの場合に相当するものである。
て実現されることが多く、図9に示す構造とされる。入
力信号系列の各タップにおける値an ,……,an-k ,
……,an-N+1 に対してタップ係数C0 ,……,Ck ,
……,CN-1 が夫々乗算されて、これ等乗算結果が加算
器12にて全て加算されることにより推定値系列yn'が
生成される。
n との和を用いてタップの各重み(タップ係数)C0 ,
C1 ,……,CN-1 が制御されるものであり、そのため
にタップ係数生成器11が設けられている。尚、Nはタ
ップ数である。
の制御アルゴリズムとして、工業上良く用いられるもの
は次の2つである。
対して確率勾配LMS(最小二乗)アルゴリズム(以
下、LAと略記する)と、確率勾配サインアルゴリズム
(以下、SAと略記する)とがあり、前者のLAは、 Ck (n+1) =Ck (n) +αc (en +νn )an-k と表され、後者のSAは、 Ck (n+1) =Ck (n) +αc sgn (en +νn )an-k と表される。
重みの値、αc はステップサイズ(タップの重みの修正
係数)、sgn (・)は極性を与える関数であり、 sgn (x)=−1(x<0) sgn (x)=1 (x>0) で定義される。
構成を図10(a),(b)に夫々示しており、既知信
号系列の第kのタップにおけるタップ重みの値Ck (n)
についてのみ夫々示している。
よるものであり、誤差信号系列と雑音信号との和en +
νn と既知信号系列an-k との積を積算器110で求
め、この積算出力に予め与えられた修正係数αc(ステ
ップサイズ)を乗算器111にて乗算する。この乗算出
力を加算器112にて一タイムスロット前のタップ重み
に加算して新たなタップ重みCk (n+1) とする。尚、1
13は1タイムスロット分の遅延器である。
よるものであり、en +νn のサイン(符号)を符号生
成器114にて求め、その後は先の図10(a)のLA
方式のアルゴリズムのブロックと同一である。
の演算はアナログ量同士の演算であり、ディジタル信号
処理技術では多ビット演算を要するのに対して、SA方
式においては、sgn (en +νn )が1ビットで表され
るので、演算は極めて簡単になる。しかし、雑音νn の
存在下においては、収束後の残留誤差(電力)が同一と
なる様にステップサイズαc を選ぶと、LA方式による
方が早い収束が得られることは良く知られている。
とるので、大振幅のバースト雑音等観測系に何らかの擾
乱が混入したとしても、その振幅が制限されてLA方式
よりも安定であることが知られている。
て、特開平2−65310号公報に開示の技術がある。
この技術においては、LAアルゴリズムとSAアルゴリ
ズムとを予め定められた固定の基準値にて切替えること
により、適応フィルタの収束性を高めるようにしたもの
である。
310号公報においては、適応フィルタの収束性を保証
すべくSAアルゴリズムを用いるが、予め設定された固
定の基準値になるとアルゴリズムの切替えを行うもので
あるから、収束性の保証は可能であるが、擾乱に対する
耐力である例えば、システムに混入するバースト雑音等
に対して強く安定した適応フィルタを得ることはできな
い。
速い収束速度、更に擾乱に対する強さを全て合せ持つ適
応制御ろ波器を提供することである。
号系列を入力とし未知信号系列の推定値信号系列を出力
する適応制御ろ波器であって、前記未知信号系列と前記
推定値信号系列との誤差信号系列を生成する誤差信号生
成手段と、この誤差信号系列と雑音系列とを加算した和
信号系列を生成する和信号生成手段と、この和信号系列
に応じて前記既知信号系列の各タップにおける値に対す
る乗算すべきタップ係数を生成するタップ係数生成手段
とを含み、このタップ係数生成手段は、前記和信号系列
の平均電力を算出してこの平均電力に応じたレベルの閾
値信号を生成する閾値信号生成手段と、前記和信号系列
の振幅の絶対値が前記閾値信号のレベルよりも小なると
きは前記和信号系列を出力し、大なるときは前記和信号
系列の極性に閾値を乗じた積信号を出力する振幅制御手
段と、前記振幅制御手段の出力と前記既知信号系列の各
タップにおける値との積に予め与えられた修正係数を乗
じる乗算手段と、この乗算出力を前記タップ係数に加算
してこの加算結果を新たなタップ係数とする加算手段と
を有することを特徴とする適応制御ろ波器が得られる。
の絶対値が当該和信号系列の平均電力に応じた値に対し
て小さいときは、当該和信号系列をそのまま用いてタッ
プ重みの更新を行い、大きいときにはその極性に比例し
た値、若しくは“0”を用いてタップ重みの更新を行う
ものである。
には、この平均電力のrms値に比例した値)を閾値と
して、LAとSAとを切替えるものであるから、LAと
SAとの切替わりが円滑に連続的に行われるので、両ア
ルゴリズムの特長が共に生かされるのである。
説明する。
は図8,9のそれと同一であるが、タップ係数生成器1
1の具体例が異なり、図1にその例が示されている。
尚、図1において図10と同等部分は同一符号により示
されている。
号系列en +νn (図8,9参照)はrms算出器11
6へ入力されてその平均電力のrms値(root m
ean square value)が算出される。
へ入力され、そのときのrms値との比較がなされ、そ
の大小に応じた振幅を有する出力信号f(en +νn )
が生成される。
既知信号系列の各タップ値an-k と乗算され、この乗算
出力が乗算器111 により修正係数αc を乗じて修正さ
れ、更に加算器112にて1タイムスロット前のタップ
重みCk (n) に加算され、新たなタップ重みCk (n+1)
となる。
き形をとるものであり、xの絶対値がrms値よりも小
さくなるときは、xの値がそのまま用いられ、大きいと
きにはこの極性に比例した値が用いられる。
て、図2の実線や一点領線で示す如く、関数値の上下限
値は固有のパラメータにより任意に変化させることがで
きる。
は、xの絶対値が閾値Aよりも小さいときはxを出力
し、大きいときはAsgn (x)を出力する様な振幅制御
器115を用いることにより可能である。
(a)にその実現回路例を示す。
回路200,202へ供給され、閾値±Aと夫々比較さ
れる。選択回路201は比較回路200の比較結果に応
じてAまたはxを出力する。すなわち、x>AならばA
を、x≦Aならばxを夫々選択して出力する。
果に応じて−Aまたは選択回路201の出力を出力す
る。すなわち、x<−Aならば−Aを、x≧−Aならば
選択回路201の出力を導出する。
述べる。一般に適応制御ろ波器の収束の初期には、残留
誤差の平均電力<en 2 >は大きい値となるが、収束が
進むと小さくなり最小値になる。そこで、各時刻におい
てen +νn の平均電力<(en +νn )2 >を求め、
その時刻における閾値Aを、 A=M√<(en +νn )2 > として求める。ここに、係数Mは(en +νn )の振幅
分布を考えて2前後の値が適切となる。これは、ガウス
分布で近似して標準偏差の2倍程度に閾値Aを選定する
ことを意味している。
えば過去のL個のen +νn のデータから平均値、 (1/L)Σ(en-i +νn-i )2 を生成することにより求められる。尚、Σはi=0〜L
−1の総和である。
図4(a)に示す如く、DSP(ディジタル信号処理用
プロセッサ)117を用いて、図4(b)に示すフロー
チャートにより実現される。
(b)に示す如きものを用いることもでき、その数式
は、 f(x)=x |x|<A f(x)=0 |x|>A となる。その実現例が図5(a)に示されている。
回路201,203の入力を“A”の代わりに“0”を
用いることで実現している。尚、図4(a)に示したD
SPを用いることができることも明白である。
(a)に示す様な非線形関数f(x)を出力することが
考えられる。図3(b)のf(x)では、xの絶対値が
Aを越えると、傾きをα=1からα=0に制御すること
で出力振幅を一定値Aに抑えるものであり、図5(b)
のf(x)では、xの絶対値がAを越えると、α=1か
らα=−∞に制御することで、出力振幅を一定値0に抑
えるものである。
越えると、傾きαを0〜−∞の任意の値α1やα2に制
御して、出力振幅をA〜0の値に抑えるものである。そ
のためには、図4(a)のDSP117の動作フローチ
ャートを図6(b)に如く定めることで可能である。
尚、図6(b)においては、aは正の数であるものとす
る。
テーブル内のxに対応する各アドレス部のエントリにf
(x)=αx±aの関数値を予め算出しておき格納して
おくことでも実現できる。
力算出部の他の例としては、一般の積分器を用いる他、
漏洩累和器(leaky accumulator)を
用いることができる。図7はこの漏洩累和器の例を示す
図であり、(en +νn )2と1−β(0<β<1)と
を乗算器118にて乗算し、この乗算出力を加算器11
9の一入力とする。
入力し、1タイムスロット前の値とし、この遅延出力を
乗算器121にてβと乗算し、この乗算出力を加算器1
19の他入力としている。
漸化式Pnは、 Pn=(1−β)(en +νn )2 +βPn-1 と表され、平均電力が求められる。よって、この平均電
力のrms値を算出することで、Aが求まる。
列との和信号系列の各時刻における電力値に応じたrm
s値に比例した値を基準の閾値とし、この閾値と和信号
系列の各瞬時振幅とを比較しこの比較結果に応じてLA
とSAとの各アルゴリズムの切替えを行うようにしたの
で、LAの有する小さい残留誤差及び速い収束性と、S
Aの有するバースト雑音等の擾乱に対する耐力とを備え
た適応制御ろ波器を得ることができるという効果があ
る。
性図である。
ク図、(b)はその入出力特性図である。
ック図、(b)はその動作フローチャートである。
ック図、(b)はその入出力特性図である。
他の例を示す図、(b)はその実現例を示すフローチャ
ートである。
平均電力算出部の一例を示すブロック図である。
数生成器11の各例を示す図である。
Claims (2)
- 【請求項1】 既知信号系列を入力とし未知信号系列の
推定値信号系列を出力する適応制御ろ波器であって、 前記未知信号系列と前記推定値信号系列との誤差信号系
列を生成する誤差信号生成手段と、この誤差信号系列と
雑音系列とを加算した和信号系列を生成する和信号生成
手段と、この和信号系列に応じて前記既知信号系列の各
タップにおける値に対する乗算すべきタップ係数を生成
するタップ係数生成手段とを含み、 このタップ係数生成手段は、 前記和信号系列の平均電力を算出してこの平均電力に応
じたレベルの閾値信号を生成する閾値信号生成手段と、
前記和信号系列の振幅の絶対値が前記閾値信号のレベル
よりも小なるときは前記和信号系列を出力し、大なると
きは前記和信号系列の極性に閾値を乗じた積信号を出力
する振幅制御手段と、前記振幅制御手段の出力と前記既
知信号系列の各タップにおける値との積に予め与えられ
た修正係数を乗じる乗算手段と、この乗算出力を前記タ
ップ係数に加算してこの加算結果を新たなタップ係数と
する加算手段とを有することを特徴とする適応制御ろ波
器。 - 【請求項2】 前記閾値信号生成手段は、前記和信号系
列の振幅の平均電力を算出する平均電力算出手段と、こ
の平均電力の平方根であるrms値を算出するrms値
算出手段とを有することを特徴とする請求項1記載の適
応制御ろ波器。
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