JP2882329B2 - 増幅回路 - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/301—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in MOSFET amplifiers
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- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
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- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
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Description
ランジスタ(以下、「FET」という。)を用いて増幅
回路を構成する場合、単一電源動作を行うためにソース
電極と接地との間に抵抗器を接続する自己バイアス方式
が用いられる。本発明は、このような自己バイアス方式
の増幅回路に関する。
ある。以下、この図面に基づき説明する。
力された信号を増幅してドレイン電極50dから出力す
るFET50と、FET50のソース電極50sに接続
されるとともにソース電流Isによって生じた電圧をソ
ース電極50sに印加する抵抗器52とを備えている。
また、ソース電極50sは抵抗器52及びキャパシタ5
4を介して接地されている。ゲート電極50gは、入力
整合回路を構成する伝送線路56,58を介して接地さ
れている。ドレイン電極50dは出力整合回路を構成す
る伝送路線60,62を介し、電源端子63に接続され
ている。キャパシタ54はソース電極50sを、キャパ
シタ64は伝送線路62の一端を、それぞれRF接地す
るために設けられている。キャパシタ66,68はDC
カットのため設けられている。ドレイン電流Idに等し
いソース電流Isが抵抗器52を流れることにより生じ
たソース電極50sのソース電圧Vsと、ゲート電極5
0gのゲート電圧Vg(=0)とは、Vg<Vsの関係
を満たす。したがって、FET50はデプレション動作
が可能となる。
工程の様々な要因による、ウェハ面内、ウェハ間及びロ
ット間でのしきい電圧Vthのばらつきが生じる。単一電
源動作の場合、図7で示したようにゲート電圧Vgが固
定されるため、所定の値に設計されたドレイン電流Id
にも、しきい電圧Vthのばらつきにより変動が生じてし
まう。したがって、回路を組み立てる際には、しきい電
圧VthのそろったFET50を選別しなければならな
い。さらに集積回路においては、FET50の選別が不
可能であるため、歩留まり低下の原因となる。このよう
な問題を軽減するために、しきい電圧Vthのばらつきに
対するドレイン電流Idの変動を小さくするような回路
構成が望まれていた。
は、ゲート電極に入力された信号を増幅してドレイン電
極から出力するFETと、このFETのソース電極に接
続されるとともにソース電流によって生じた電圧を当該
ソース電極に印加する抵抗器と、前記FETのゲート電
極に定電圧を印加するダイオードと、前記電界効果トラ
ンジスタのソース電極をRF接地するキャパシタとを備
えたものである。
g、ソース電圧Vs及びしきい電圧Vthは、近似的に以
下のように表されることが知られている。
ソース電極と接地間に抵抗値Rの抵抗器を接続した場
合、
二次方程式を解くと次式が得られる。
(またはVs)→0となる解を選んでいる。
度として、次式の微分係数を定義する。
Gm=0.4S、Vg=0、Vth=−0.6Vであると
き、第2項の寄与は第1項の寄与の約29%である。R
が大きくなれば第2項の寄与はさらに小さくなる。この
ような場合では、式(4)は近似的に、
れた抵抗器の抵抗値Rを大きくすることで、しきい電圧
Vthの変化(ばらつき)が引き起こすドレイン電流Id
の変動を抑えられることがわかる。
れば、Rcは設定ドレイン電流Id0 、Gm及びVthか
ら一意に決まり、式(1)から以下の関係が満たされ
る。
の順方向オン電圧Vfが印加されるため、
値である。Id0 を同じとした場合、式(6)、(7)
の比較から、RpとRcの関係は以下のようになる。
VであるFETをId0 =15mAで動作させる場合、
従来技術における抵抗値Rcは式(6)から22Ωとな
り、Vf=0.8Vのショットキ・ダイオードを用いて
本発明を適用した場合の抵抗値Rpは式(7)から75
Ωと求まる。したがって、RpはRcの3.4倍の値を
とるので、本発明の( Id/ Vth)は式(5)から
従来技術の1/3程度に抑えられる。
り、しきい電圧のばらつきに起因するドレイン電流の変
動が低減するので、FETの選別における歩留まりや、
集積回路における製造歩留まりが向上する。
一定の場合の電源電圧(すなわちドレイン電圧、以下同
じ。)Vdに対するドレイン電流Idの変動は一般的に
小さいことが知られている。図7に示した従来技術では
Vg=0であり、電源電圧Vdに対するドレイン電流I
dの変動は小さい。本発明ではFETのゲート電圧Vg
としてダイオードの順方向オン電圧Vfを用いている
が、Vf(すなわちVg)は電源電圧Vdの変化に対し
てほとんど変わらない。したがって電源電圧Vdの変化
に対するドレイン電流Idの変動も従来程度に抑えられ
る。
電源動作において簡単な構成でしきい電圧のばらつきに
よるドレイン電流の変動を抑制することができる。また
マイクロ波・ミリ波集積回路においては、ショットキ・
ダイオードをFETと同じプロセス中で形成することが
可能である。したがって、集積回路では、チップ面積や
工程数を増大することなく、回路を実現することができ
る。
第一実施形態を示す回路図である。以下、この図面に基
づき説明する。ただし、図7と同一部分は同一符号を付
すことにより重複説明を省略する。
gに入力された信号を増幅してドレイン電極50dから
出力するFET50と、FET50のソース電極50s
に接続されるとともにソース電流Isによって生じた電
圧(ソース電圧Vs)をソース電極50sに印加する抵
抗器52と、FET50のゲート電極50gに定電圧V
fを印加するダイオード10とを基本的な構成要素とし
ている。ダイオード10は、ショットキ・ダイオードで
あり、FET50のドレイン電圧(以下、電源電圧Vd
という。)によって、順方向オン電圧である定電圧Vf
を発生している。
2及びキャパシタ54を介して接地されている。電源電
圧Vdはダイオード10及び電流制限用の抵抗器12で
分圧されており、この分圧電圧が入力整合回路を構成す
る伝送線路56,58を介しゲート電極50gに印加さ
れている。伝送線路56は、ダイオード10と接続され
る側の一端が、キャパシタ14を介してRF接地されて
いる。ドレイン電極50dは出力整合回路を構成する伝
送線路60,62を介し、電源端子63に接続されてい
る。伝送線路62において、電源端子63に接続される
側の一端は、キャパシタ64を介しRF接地されてい
る。ドレイン電流Idに等しいソース電流Isが抵抗器
52を流れて生じたソース電極50sのソース電圧Vs
と、ゲート電極50gのゲート電圧Vg(=Vf)と
を、Vg<Vsの関係が満たされるように設定する。こ
のとき、FET50は単一電源使用の下でもデプレショ
ン動作が可能となる。
場合の一例を示すレイアウト図である。図1と同一部分
は同一符号を付している。図2には、図1の回路図に含
まれる素子が基板20の表面に配置されている。基板2
0の裏面には接地用の金属(図示せず)があり、この金
属がバイアホール22、24、26を介して図1の接地
面と接続されている。
thとドレイン電流Idとの関係の一例を示すグラフであ
る。図中では、従来技術の場合も一緒に示している。本
実施形態では、式(8)に示したように従来技術よりも
抵抗器52の値を大きくとることができるので、しきい
電圧Vthのばらつき(変化)に対するドレイン電流Id
の変動が抑制されている。
形態を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明
する。ただし、図1と同一部分は同一符号を付すことに
より重複説明を省略する。
gに入力された信号を増幅してドレイン電極50dから
出力するFET50と、FET50のソース電極50s
に接続されるとともにソース電流Isによって生じた電
圧(ソース電圧Vs)をソース電極50sに印加する抵
抗器52と、FET50のゲート電極50gに定電圧V
fを印加するダイオード30とを基本的な構成要素とし
ている。ダイオード30は、ショットキ・ダイオードで
あり、FET50のソース電圧Vsによって、順方向オ
ン電圧である定電圧Vfを発生している。
2及びキャパシタ54を介して接地されている。ソース
電圧Vsはダイオード30及び電流制限用の抵抗器32
で分圧されており、この分圧電圧が入力整合回路を構成
する伝送線路56,58を介しゲート電極50gに印加
されている。伝送線路56は、ダイオード30と接続さ
れる側の一端が、キャパシタ14を介しRF接地されて
いる。ドレイン電極50dは出力整合回路を構成する伝
送線路60,62を介し、電源端子63に接続されてい
る。伝送線路62は、電源端子63に接続される側の一
端が、キャパシタ64を介しRF接地されている。ドレ
イン電流Idに等しいソース電流Isが抵抗器52を流
れて生じたソース電極50sのソース電圧Vsと、ゲー
ト電極50gのゲート電圧Vg(=Vf)とを、Vg<
Vsの関係が満たされるように設定する。このときFE
T50は単一電源使用の下でもデプレション動作が可能
となる。
場合の一例を示すレイアウト図である。図4と同一部分
は同一符号を付している。図5には、図4の回路図に含
まれる素子が基板20の表面に配置されている。基板2
0の裏面には接地用の金属(図示せず)があり、この金
属がバイアホール22、24、26を介して図4の接地
面と接続されている。
電極50gとドレイン電極50dとが互いに反対側とな
る。このため、第一実施形態では、電源端子63近傍に
ある抵抗器12及びダイオード10の接続点と、ゲート
電極50g側の伝送線路56の一端とを結線するために
配線を引き回す必要がある。これに対し、本実施形態で
は、ソース電極50s近傍に抵抗器32及びダイオード
30が配置されるので、引き回す配線距離が短い(図
4)。したがって、レイアウト構成が簡素になり、チッ
プ面積の低減に有利である。
thとドレイン電流Idとの関係の一例を示すグラフであ
る。図中では、従来技術の場合も一緒に示している。本
実施形態では、式(8)に示したように従来技術よりも
抵抗器52の値を大きくとることができるので、しきい
電圧Vthのばらつき(変化)に対するドレイン電流Id
の変動が抑制されている。図中、左側で従来技術と本実
施形態との差がなくなっているが、この領域ではドレイ
ン電流Idと抵抗器52の積で表されるソース電圧Vs
が定電圧Vfより小さく、ダイオード30がオフの状態
である。したがって、本実施形態では、第一実施形態と
比較してドレイン電流Idの変動を抑制する効果の及ぶ
範囲が制限されるが、ダイオード30がオン状態となる
範囲で回路が動作するように設計すれば同じ効果が得ら
れる。
ETを有する増幅回路に関して述べたが、エンハンスメ
ント動作のFETを有する増幅器に関しても式(4)の
関係が変わらないので、本発明は広く単一動作の増幅回
路に適用できる。また、ダイオードに関しては、集積回
路での形成が容易なショットキ・ダイオードの使用を想
定しているが、その他のダイオードを使用することも可
能である。逆方向降伏電圧を用いるツェナー・ダイオー
ドの場合には、ダイオードは極性を反転させて接続す
る。さらに、実施形態においては伝送線路で構成された
整合回路を用いているが、集中定数素子(インダクタ、
キャパシタ、抵抗器)を用いることも可能である。
ードを用いるという簡単な構成でしきい電圧のばらつき
に対するドレイン電流の変動を抑制できる。その結果、
FETの選別における歩留まりや、集積回路において製
造歩留まりを向上させることができる。
路図である。
例を示すレイアウト図である。
レイン電流Idとの関係の一例を示すグラフである。
路図である。
例を示すレイアウト図である。
レイン電流Idとの関係の一例を示すグラフである。
Claims (4)
- 【請求項1】 ゲート電極に入力された信号を増幅して
ドレイン電極から出力する電界効果トランジスタと、こ
の電界効果トランジスタのソース電極に接続されるとと
もにソース電流によって生じた電圧を当該ソース電極に
印加する抵抗器と、前記電界効果トランジスタのソース
電極をRF接地するキャパシタとを備えた増幅回路にお
いて、 前記電界効果トランジスタのゲート電極に定電圧を印加
するダイオードが設けられ、 このダイオードは前記電界効果トランジスタのドレイン
電圧によって順方向オン電圧からなる前記定電圧を発生
する ことを特徴とする増幅回路。 - 【請求項2】 ゲート電極に入力された信号を増幅して
ドレイン電極から出力する電界効果トランジスタと、こ
の電界効果トランジスタのソース電極に接続されるとと
もにソース電流によって生じた電圧を当該ソース電極に
印加する抵抗器と、前記電界効果トランジスタのソース
電極をRF接地するキャパシタとを備えた増幅回路にお
いて、 前記電界効果トランジスタのゲート電極に定電圧を印加
するダイオードが設けられ、 このダイオードは前記電界効果トランジスタのソース電
圧によって順方向オン電圧からなる前記定電圧を発生す
ることを特徴とする 増幅回路。 - 【請求項3】 前記電界効果トランジスタがデプレショ
ン型である請求項1又は2記載の増幅回路。 - 【請求項4】 前記ダイオードがショットキ・ダイオー
ドである請求項1,2又は3記載の増幅回路。
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JPH09167924A JPH09167924A (ja) | 1997-06-24 |
JP2882329B2 true JP2882329B2 (ja) | 1999-04-12 |
Family
ID=18193324
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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ITPI20070073A1 (it) * | 2007-06-13 | 2008-12-14 | Antonio Sebastiano Abbadessa | Sistema per migliorare il rendimento di un amplificatore rf e l'amplificatore cosi ottenuto |
JP4852088B2 (ja) * | 2008-11-04 | 2012-01-11 | 株式会社東芝 | バイアス回路 |
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IL80707A (en) * | 1985-12-23 | 1991-03-10 | Hughes Aircraft Co | Gaseous discharge device simmering circuit |
JPH04905A (ja) * | 1990-04-18 | 1992-01-06 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 光受信器 |
JPH0742577U (ja) * | 1993-12-28 | 1995-08-04 | ミツミ電機株式会社 | 増幅器 |
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- 1995-12-15 JP JP7326927A patent/JP2882329B2/ja not_active Expired - Fee Related
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1996
- 1996-12-16 US US08/767,726 patent/US5847608A/en not_active Expired - Lifetime
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