JP2847115B2 - 電圧信号の電圧制御方法 - Google Patents

電圧信号の電圧制御方法

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JP2847115B2
JP2847115B2 JP1090501A JP9050189A JP2847115B2 JP 2847115 B2 JP2847115 B2 JP 2847115B2 JP 1090501 A JP1090501 A JP 1090501A JP 9050189 A JP9050189 A JP 9050189A JP 2847115 B2 JP2847115 B2 JP 2847115B2
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Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電圧信号の電圧制御方法に関するものであ
る。一般に、本発明は、制御されておらずチョップさ
れ、またはリップル化されていて値が大きい可能性のあ
る直流電圧を整流することにより発生した直流電圧の制
御に関する。さらに詳細には、本発明は、医学の分野で
Ｘ線管の高電圧を制御して発生するＸ線の特性の再現性
（忠実性）をよくするのに応用される。しかし、本発明
は他の分野にも応用することができる。医学の分野で
は、本発明は、高電圧の質によって発生するＸ線の均一
性が決まるマンモグラフィーに特に応用される。
従来の技術 Ｘ線発生器に高電圧を供給する原理は公知である。い
わゆるHF発生器の場合には、直流低電圧をチョップした
り波状にしたりすることが主として行われている。次
に、この波状にされた、すなわちリップル化された低電
圧は昇圧変圧器に印加され、この変圧器によってリップ
ル化高電圧に変換される。次にこのリップル化高電圧は
整流されフィルタされて所望の直流高電圧となる。この
ようにして発生させた高電圧を表す信号は、分圧抵抗ブ
リッジによって取り出すことができる。次に、この測定
信号を基準値と比較し、エラー信号を決定する。このエ
ラー信号は次に調節装置に送られて、発生される高電圧
が基準値に維持されるようにする。一般に、エラー信号
は周波数可変電圧制御発振器（VCO）に印加される。こ
の発振器の周波数可変信号は制御信号としてインバータ
に送られる。
インバータの発振周波数として通常受け入れられてい
る値は約15kHzである。一般に、インバータは、サイリ
スタを備えるタイプか、または、共振回路内を電流が一
方向に流れ、次に逆方向に流れるトランジスタを備える
タイプである。後者の場合には、制御される２組の半導
体素子が使用される。これら半導体素子を使用するパイ
ロット回路は、約30kHzという２倍の周波数の信号を出
力する。特にマンモグラフにおいてＸ線撮影を行うとき
にＸ線管をオンにするパルスの持続期間は、一般に約30
0msである。本発明についての以下の説明では、このＸ
線撮影用パルスを印加することを被曝と呼ぶ。この被曝
の間、Ｘ線管のカソードとアノードの間の高電圧はでき
るだけ早く定格値まで大きくなる必要がある。次に、こ
の被曝の全期間を通じて、この高電圧はできるだけこの
定格値にとどまっていなくてはならない。１回の被曝の
間にパイロット回路から出力されるパルスの数は、上記
の数値の場合には約1000である。高電圧を０から定格値
まで上昇させるのに必要なパイロット回路のパルスの数
は通常は約50である。
インバータは、直流低電圧回路の端子に接続されそし
て発振回路ならびに昇圧変圧器に直列に接続された少な
くとも一組の半導体素子を備えている。これら半導体素
子がインバータのパルスによって導通状態になると、リ
ップルが発振回路に発生して昇圧変圧器によって変圧さ
れる。次に、このリップルは昇圧変圧器の下流にある整
流器によって整流され、この整流された高電圧をフィル
タするフィルタ回路に印加される。このフィルタ回路は
主として複数のコンデンサで構成されている。１回の被
曝の全期間を通じて、これらコンデンサは、ほぼ一定の
放電を行うとともに、充電リップルの到着に対応して周
期的に充電される。一定の放電は、Ｘ線管を使用するこ
と、すなわち発生させたい画像のタイプと関係してい
る。
換言すれば、このようにして発生させた高電圧はたと
え制御されていても波打つ（すなわち変動する）。実
際、この高電圧の波打ちまたはリップルは、インバータ
ならびにパイロット回路の周波数特性は関係しており、
結局、Ｘ線管の出力がゼロのときにのみリップルが消え
る。しかし、Ｘ線管の高電圧を出力期間中は一定の値に
維持する必要があるため、これではいけない。発生した
高電圧のリップルは、直流電圧を直流電圧に昇圧する原
理に本質的な帰結である。
リップルは、医用Ｘ線装置において多くの問題を発生
させる。実際、Ｘ線の硬さは、Ｘ線管の端子に得られる
高電圧に大きく影響される。ところで、発生した直流高
電圧のリップルの谷からこのリップルのピークまでで発
生したＸ線の硬さに分散があると、得られるＸ線画像が
歪んだものになることがある。このような画像は信頼性
がない。
本発明では発生した高電圧が波打つ挙動を検討し、現
在までに当業者が採用してきた波打ち挙動が最良のもの
ではないことを確認することができた。許容されている
リップルは以下の説明ではδKVと表記するが、実際には
このリップルは次の形に表すことができる。
δKV＝ｆ（KV、mA、Ｅ） この式の中で、KVは発生した高電圧の定格値を表す。値
mAはＸ線管の出力を表す。最後に、Ｅは直流高電圧を発
生させるのに用いる直流低電圧を表す。上記の関数ｆ
は、放電KV、mAと、整流後の高電圧のフィルタ回路の質
とを考慮した複数変数の関係である。通常は、値δKVは
KVの数％よりも小さい。この割合は当業者により慣習的
に決められている。この割合は、動作が低下しているが
許容されている機械の場合には30％あるいはそれ以上に
し、マンモグラフの場合には４％にすることができる。
Ｅが完全に一定であると、振幅がδKVであり、ほぼ鋸
の歯の形状ではあるが大部分は一定であるリップルが得
られる。結局、発生するＸ線の均一性は既に知られてい
る通りになる。しかし、実際にはＥは一定ではない。使
用する直流低電圧は、配電ネットワークから得られる電
圧が整流された直流低電圧にすることができる。このよ
うに整流された直流低電圧は、整流された配電信号が三
相信号でなく単相信号であるためにますますゆらぐ。例
えば、整流された単相の50Hzの配電信号は、（全波整流
された）100Hzのリップルを有する低電圧を発生させ
る。すなわち、上記の数値を考慮すると、この直流低電
圧は１回の被曝期間中に約30回振動する。直流低電圧が
ゆらぐことにより、制御システムの動作に問題が生じ
る。実際、インバータのパワー伝達特性曲線が（電圧制
御に用いる）周波数の関数である場合には、この曲線は
このインバータに入力することが許可された電圧の関数
でもある。すなわち、パルスの開始の瞬間にインバータ
から伝達されるパワーは、このインバータに印加される
電圧に依存する。
この結果、リップル高電圧のゆらぎの振幅は、電源直
流電圧のゆらぎの周波数で変化する。これは、制御回路
の設計と関係している。制御回路では、発生した高電圧
を測定する。発生した高電圧の値が基準電圧の値よりも
小さくなると直ちに、インバータが作動して充電パルス
を送る。従って、電源低電圧が（このリップル化低電圧
の谷で）小さい場合には、インバータにより伝達される
パワーは小さい。この結果、整流された高電圧のリップ
ルのピークはこの場合には比較的低い。これとは逆に、
直流低電圧が（このリップル化低電圧のリップルのピー
クで）大きい場合には、インバータによって各パルスご
とに伝達されるパワーは上記の場合よりも大きく、リッ
プル化高電圧のリップルもやはり上記の場合よりも大き
い。
上記の２つの場合、整流高電圧のフィルタ回路のコン
デンサの充電は、この高電圧が基準電圧の値と等しくな
ると直ちに開始される。この結果、各放電パルスによっ
て直流高電圧が常に同じ値に低下するとはいえ、この高
電圧は、電源低電圧のリップルに応じて異なるピーク値
に達する。すなわち、発生するＸ線のスペクトルをあら
かじめ知ることができない。さらに、δKVは配電電圧の
状態と配電線の抵抗とに極めて強く依存する。しかし、
このことは、１回の被曝の間の配電電圧による信号の周
期の数が比較的大きい（30）ためにほとんど問題になら
ない。反面、実際には被曝の間に電源低電圧の平均値が
一様に低下し、その結果としてＸ線管の動作がますます
低下するために、上述したことはやはり問題である。こ
のような制御方法は、最小値に対するパルス式制御法に
対応するが、満足できない方法の１つである。
別のタイプの制御方法も知られている。この方法はリ
ニア制御法である。この場合にも、発生する高電圧のピ
ーク値が電源低電圧のリップルと同様ではあるが半分の
割合でゆらぐことがわかる。
発明が解決しようとする課題 本発明では、電源低電圧のゆらぎは不可避であるとは
いえ、発生する高電圧のリップルのピークまたは谷が一
定の値になるようにし、その結果、低電圧リップルが、
インバータにより実行される連続的充電の間に高電圧が
到達する最小値に作用を及ぼすようにすることが好まし
いことがわかった。
従って、実際には、本発明で目指すのは電源低電圧の
変化に関係したリップルの振幅を小さくすることではな
く、発生する高電圧のピークの値を一定にすることであ
る。従って、Ｘ線撮影においては、Ｘ線管の動作に関係
なく、スペクトル内に常に等しい量の硬いＸ線が確実に
得られる。あまり硬くないＸ線が出力されるのは高電圧
の変化を制御することができないからである。結局、本
発明では、あまり硬くないＸ線の照射量がわかって硬い
Ｘ線の照射量がわからないのではなく、硬いＸ線の照射
量がわかってあまり硬くないＸ線の照射量がわからな
い。この結果、画像の精度が自動的に向上する。なぜな
らば、硬いＸ線が画像を形成するのに最もふさわしい。
電源低電圧のゆらぎに主として係わるこの問題点を解
決するためには、この低電圧のゆらぎを考慮する必要が
ある。Ｅの低周波数のリップルの関数としてｆ（KV、m
A、Ｅ）の変化をリアルタイムで計算するか、さらに好
ましくは表にすることが考えられるであろう。実際に
は、Ｅが10％変化するとδKVのほうは80％することが可
能であることが知られている。従ってこのような方法は
理論上は可能である。しかし、Ｅが周波数100Hzで波打
つことを思い起こすと、計算時間が低周波数のこのゆら
ぎの周期である例えば1msよりも短い必要があることを
意味する。この計算時間は実行すべき操作の数を考慮す
ると短すぎて、Ｘ線撮影装置で（安価には）有効に利用
することができない。
課題を解決するための手段 そこで、本発明による改良に従うと、出力高電圧の変
化と電源低電圧の変化の両方を計算により考慮して調節
を行う代わりに、出力高電圧のみを考慮して調節を行
う。しかし、この場合、インバータの各パルスごとにこ
のゆらぎの振幅が測定され、インバータの次のパルスに
対して前のリップルの変化を考慮した命令が送られる。
本発明によれば、電圧信号の電圧を制御するために、 周波数を調節できるパルス発生器により直流低電圧信
号にリップルを発生させてリップル低電圧信号を発生さ
せ、 このリップル低電圧信号を昇圧してリップル高電圧信
号を発生させ、 このリップル高電圧信号の電圧を整流しフィルタして
直流高電圧信号を発生させ、 この直流高電圧信号の電圧を制御してその最大値が各リ
ップルパルスに対して所定の最大値に達するようにする
方法であって、 リップルが共振式パルス発生器で印加され、 上記直流高電圧信号の最大値を１つのリップルの間
に、基準値から前のパルスの間の上記直流高電圧信号の
変化を差し引いた値と比較し、 上記パルス発生器の次のリップルの始動時刻をこの比
較によって決定することを特徴とする方法が提供され
る。
本発明の好ましい応用では、直流電圧の第１の信号は
低電圧信号である。第２の信号は高電圧信号であり、イ
ンバータと整流器の間で変換器を用いてこの電圧を上昇
させることができる。
本発明は、添付の図面を参照した以下の説明によりさ
らによく理解できよう。なお、図面は単に実施例を示し
たものであって、本発明を限定することはない。
実施例 第１図は、本発明の方法を実施するのに使用すること
のできる回路の概略を示す図である。この回路は、例え
ば単相配電線200から直流低電圧を発生させる直流低電
圧回路１を備えている。直流低電圧回路１は、パイロッ
ト回路３によって周波数制御される共振式インバータ２
にパワーを供給する。インバータ２によってリップル化
された信号は、昇圧変圧器４によって昇圧される。変圧
器４で発生した高電圧は次に整流・フィルタ回路５で整
流されフィルタされる。整流された高電圧は、Ｘ線管８
のカソード６とアノード７の間に印加される。一例を挙
げると、Ｘ線管は回転アノード式Ｘ線管であり、マンモ
グラフ９で使用される。このマンモグラフは、従来と同
様に、コリメータ10と、Ｘ線撮影する身体12の両側に配
置された可動式拡散防止グリッド11とを備えている。放
射線感光性フィルムまたはビデオカメラの形のレシーバ
13が身体12に対するＸ線の効果を記録する。
分圧ブリッジ14を用いると、発生した高電圧を表す信
号KVを取り出すことができる。信号KVは、比較器15にお
いて基準電圧Vrefと比較される。この比較器15は、大き
な値のエラー信号を処理するための増幅器でもある。本
発明では、次に、このエラー信号が、模式的に示したよ
うに直接または間接に第２の比較器16に送られる。間接
経路の中間には記憶回路17が設けられている。実際に
は、システムがパルスで動作するため、記憶回路17は、
比較器16に、インバータの前のパルスのときに測定され
たエラー信号の変化を表す信号を送るようにされてい
る。
比較器16の出力信号は、インバータ２のサイリスタを
制御するためのパイロット回路３に制御信号として入力
される。インバータ２は２組のサイリスタを備えてい
る。第１の組はサイリスタ18と19を備え、第２の組はサ
イリスタ20と21を備える。例えば、インバータ２の第１
のリップルパルスの間、サイリスタ18と19はパイロット
回路３によって導通する。これらサイリスタを通過する
電圧波形の前面は、共振回路201−202によって第３図ａ
に示したリップル22に変換される。リップル22の負の部
分である戻り電流は、一組のダイオード230と240によっ
て流される。リップル信号22は変圧器４によって大きく
され、次に整流器５によって整流される。この結果、第
３図ｂに示した信号KVは電圧が上昇する。この電圧上昇
の後、Ｘ線管８の端子に現れる電圧はこのＸ線管の負荷
に応じて減少する。
記憶回路17はピーク記憶回路である。この目的で、こ
の記憶回路は、例えばコンデンサ24に直列に接続された
ダイオード23を備えている。この連続がピーク検出器を
構成する。このピーク検出器の前段には直流成分の除去
回路が設けられている。この直流成分除去回路は、主構
成要素として上流にコンデンサ25を直列に備えている。
このコンデンサ25の下流側の端子は、各パルスの開始時
に周期的にグラウンドに接続される。すなわち、スイッ
チ26が（パルス22を印加される直前に）瞬間的に閉じら
れ次いで開放されると、コンデンサ25が比較器−増幅器
15によって増幅されたエラー信号δKVを通過させる。こ
のエラー信号δKVは、電圧Vrefを別にして、整流された
高電圧の上昇変化を表わす（第３図ｃ）。一方、整流さ
れた高電圧はインバータのパルスの印加の終了時に低下
するのに対し、エラー信号はピーク検出器のダイオード
23が存在しているためにピーク値で一定に保たれる。次
に、エラー信号のピーク値を表す信号はメモリ28に送ら
れる。このメモリ28は、バッファメモリ機能を実行す
る。メモリ28がディジタルタイプである場合には、その
前にA/D変換器27を設置する必要がある。メモリ28はア
ナログタイプであることが好ましい。このメモリ28を用
いると、比較器16に対して、インバータの次のパルスを
印加するときに整流高電圧の以前の変化を表す情報を提
供することができる。エラー信号δKVは、ピークが記憶
されるとδKVmと表すことができる。δKVとδKVmに対し
て施される処理が同じであるようにするため、直接経路
には、必要に応じてA/D変換器203が直列に設置されてい
る。
エラー信号δKVは比較器16に送られて、前のリップル
パルスのときに得られた信号δKVmの値と比較される。
２つの比較器15、16とメモリ28をカスケード接続するこ
とにより、結局、KVが、基準電圧とではなく、基準電圧
から前のリップルパルスの間に整流された高電圧の変化
を差し引いた電圧と比較される。このような比較を行う
ことの効果は以下の通りである。以前のパルスの間のリ
ップルの変化が一定であり、結局、低電圧のリップル現
象が発生しないのであれば、完全な制御がなされる。基
準値をどのような値にしようとも、重要なのは基準値が
一定となっていることである。しかし、直流低電圧のリ
ップル現象は発生し続けるので、本発明では、出力され
た高電圧を一回ごとに一定値と比較するのではなく逆に
可変値と比較していることがわかる。この可変値には低
電圧のゆらぎが考慮されている。このことが本発明のポ
イントである。もちろん、制御は、出力される高電圧が
常に同じ高さのピークに達するように行う。このこと
が、第２図ａにおいて、発生した高電圧ピークの包絡線
29で示される。
上記の装置の動作は以下の通りである。１つのリップ
ルパルスの間に整流・フィルタ回路５が充電されている
期間を通じて高電圧が変化することに起因するピーク値
がδKV1であると仮定する。比較器15と16は、高電圧が
（Vref−δKV1）よりも小さくなると直ちにパイロット
回路３を始動させ、従ってインバータ２を始動させる機
能を有する。従って、リップル30はインバータ２により
与えられる（第３図ａ）。あとで説明する理由により、
このリップルは半波22とは反対の半波であるが、効果は
同じであり、結果としてパルス22と同じ処理を施され
る。すなわち、本発明では、前の充電の測定された効果
が大きいと見なされるほど、次の充電パルスがインバー
タにより遅く送られることがわかる。低電圧があらかじ
め好ましい状態にあって例えばリップルが最大である場
合には、フィルタ回路５の充電に対する効果が重要であ
ることが直観的にわかる。この場合、出力される高電圧
は急激に増加する傾向をもつであろう。この瞬間の電源
直流低電圧の好ましい状況をあまり楽観的に考慮するこ
とを避けるため、次の充電パルスの印加を遅らせる。簡
単にするため、まさに充電のこの値に応じて充電パルス
の印加を遅らせる。実際には、この充電量が多いほど高
電圧が大きく減少することが期待される。これとは逆
に、電源低電圧のリップルが好ましくない状況にある場
合には、フィルタ回路５のコンデンサはあまり充電され
ない。すなわち、δKVは小さい。この場合、次の充電パ
ルスの印加を早くする。次のパルスはできるだけ早く開
始させる。この結果、低電圧が好ましくない状況にある
間は、インバータ２は低電圧が好ましい状況にある間よ
りも頻繁にリップルを発生させる。従って、この方法に
よると、フィルタ回路５により発生した高電圧は、包絡
線が水平な直線であるピーク値を有するという効果があ
ることがわかる。
交流型の動作をさせるという理由で、サイリスタ18、
19の組と第２の組のサイリスタ20、21を交互に利用す
る。相補型のダイオード210、220と共通に接続された第
２の組のサイリスタ20、21は第１の組のサイリスタ18、
19と極性は反対であるが似たような役割を果たす。第２
の組のサイリスタ20、21はリップル30を発生させる。高
電圧を印加する場合には２組のサイリスタ効果は同じで
はない。従って、リップル22によってフィルタ回路５を
充電している間に実行される測定に応じてリップル30を
開始させるのであれば動作は完全ではない。この目的
で、メモリ28はカスケード接続された２つのメモリ33と
34を備えている。これらメモリは、カスケード接続され
ているため、修正すべき十分な半波に対応する基準値の
変化を比較器16を送ることができる。
このようにしてメモリ33はメモリ34と関係付けられ
る。ダイオード23が値δKV1を発生させるときにはこの
値がメモリ33に記憶される。次のパルスの間にダイオー
ド23がδKV2を発生させるときには、この値がメモリ33
において値δKV1に取って代わる。従って、この値δKV1
はメモリ34に移され、一方、メモリ34の前の内容が比較
器16に印加されて、変化により発生した高電圧の効果を
修正する。パイロット回路３は、各リップルパルスごと
にサイリスタの組を反転させるとともに、これと同期し
てスイッチ26をオンにし、必要に応じて設けられている
A/D変換器27と203を作動させ、メモリ33、34と比較器16
の間で記憶内容のシフトを開始させる。
好ましい態様によれば、本発明の方法は非連続タイプ
のインバータを用いて実施される。非連続タイプのイン
バータは、立ち下がり部も含めてリップル22と30が同時
に現れることのできないインバータである。この目的
で、インバータ２の共振回路201、202を通過する電流を
測定する有効化回路35を設置する。例えば、電圧取り出
し用の小さな変圧器36を共振回路に直列に接続する。電
流を表す取り出された信号は、有効化回路35内の２つの
比較器37と38に入力される。これら比較器では、この信
号がそれぞれ−εならびに＋εと比較される（εは小さ
な値の基準値）。これら比較器の出力に現れる可能性の
ある信号が第３図ｄと第３図ｅにそれぞれ示されてい
る。これらの信号は電流の極性を表している。比較器37
と38の出力信号は次にNORゲート39の入力に印加され
る。このNORゲート39の出力が第３図ｆに示されてい
る。このNORゲート39の出力は、有効化回路35から発生
した有効化信号である。有効化回路35の有効化信号がゼ
ロである限りは、この有効化信号を受けるANDゲート40
が制御信号をパイロット回路３に伝送するのを禁止す
る。従って、有効化回路35がリップル22の印加とリップ
ル30の印加の間の時間的不連続性を保証する。ANDゲー
ト40は、スイッチ41を操作するオペレータの意志で印加
される被曝信号すなわち撮影信号Ｐをさらに受ける。
スイッチ41が例えばオペレータによって閉じられる
と、パイロット回路３がサイリスタの組のいずれか１つ
を作動状態にする。するとインバータによりリップルパ
ルスがつ発生する。変圧器４がこのリップルの電圧を上
昇させる。電圧が上昇したこのリップルは整流回路５で
整流される。（達するべき定格高電圧Vrefに対応する）
基準値が大きいことを考慮すると、比較器−増幅器15と
比較器16が飽和する。従って、比較器16の出力とANDゲ
ート40の対応する入力に表われる信号は、この基準電圧
に達していない限りは１である。この場合、有効化回路
35が、１つのパルスの終了と次のパルスの開始の間の時
間を最小にしてインバータ２のパルスの伝送を有効化す
る。実際には、この終了と開始はほぼ同時である。従っ
て、高電圧は整流・フィルタ回路５内で急速に上昇して
予定の定格値に達する。従って、有効化回路35はインバ
ータが発生させることのできる２つのタイプの半波の間
でインバータの動作を不連続にすることのみ役立つ。
高電圧が基準値に近づくと直ちに記憶回路17が作動し
て、この高電圧の最大値が規定の基準値と等しくなるよ
うにする。
第２図ａは、本発明の方法を用いて得られた高電圧信
号の様子を示している。第２図ｂと第２図ｃは、従来技
術で以前に得られた信号の様子を示している。第２図ａ
では、（早くインバータを作動させすぎたために）電源
低電圧のリップルが好ましくなくインバータが高周波数
で動作した期間42、43をはっきりと区別することができ
る。このような期間ではリップルが互いに近づきすぎて
いる。これに対して、好ましい期間44では、インバータ
の周波数はこれよりも小さいが電荷は（インバータを遅
く作動させるために）より多い。第２図ｂと第２図ｃに
は、最小値に対して基準値の補正を行うパルス式制御
と、従来のリニア式制御に従って制御された高電圧のピ
ーク値の包絡線45、46がそれぞれ示されている。いずれ
にせよ、第２図ｂと第２図ｃは、高電圧のピーク値に対
しては直線状の包絡線29が得られないことを示してい
る。本発明では、直線状のピーク値の包絡線を用いて硬
いＸ線のスペクトルが分散しないようにする。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の方法を実施するための回路の概略図
である。 第２図ａ〜第２図ｃは、本発明の方法と従来の方法で発
生させた高電圧の比較結果の図である。 第３図ａ〜第３図ｆは、本発明の方法において現れる信
号の時間変化を表すグラフである。 （主な参照番号） １……直流低電圧回路、２……インバータ、３……パイ
ロット回路、４、36……変圧器、５……整流・フィルタ
回路、６……カソード、７……アノード、８……Ｘ線
管、９……マンモグラフ、10……コリメータ、11……散
乱防止グリッド、12……身体、13……レシーバ、14……
分圧ブリッジ、15、16、37、38……比較器、17……記憶
回路、18、19、20、21……サイリスタ、23、210、220、
230、240……ダイオード、24、25……コンデンサ、26、
41……スイッチ、27、203……A/D変換器、28、33、34…
…メモリ、35……有効化回路、39……NORゲート、40…
…ANDゲート、201−202……共振回路

Claims (6)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】電圧信号の電圧を制御するために、 周波数を調節できるパルス発生器により直流低電圧信号
    にリップルを発生させてリップル低電圧信号を発生さ
    せ、 このリップル低電圧信号を昇圧してリップル高電圧信号
    を発生させ、 このリップル高電圧信号の電圧を整流しフィルタして直
    流高電圧信号を発生させ、 この直流高電圧信号の電圧を制御してその最大値が各リ
    ップルパルスに対して所定の最大値に達するようにする
    方法であって、 リップルが共振式パルス発生器で印加され、 上記直流高電圧信号の最大値を１つのリップルの間に、
    基準値から前のパルスの間の上記直流高電圧信号の変化
    を差し引いた値と比較し、 上記パルス発生器の次のリップルの始動時刻をこの比較
    によって決定することを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】上記パルス発生器の周波数を決定するため
    に、 上記直流高電圧信号の高電圧が基準値から前のパルスの
    間の上記直流高電圧信号の変化の測定値を差し引いた値
    よりも小さくなると直ちに、上記パルス発生器から次の
    パルスを発生させることを特徴とする請求項１に記載の
    方法。
  3. 【請求項３】両方向リップルを形成し、 発生させることになるパルスと同じタイプの前のパルス
    の間の上記両方向高電圧信号の電圧変化に応じて、上記
    パルス発生器がパルスの交番を発生させることを特徴と
    する請求項２に記載の方法。
  4. 【請求項４】上記直流高電圧信号の電圧変化を１つのリ
    ップルの間に測定するために、この直流高電圧信号の変
    化の絶対値をピーク検出器を用いて測定することを特徴
    とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の方法。
  5. 【請求項５】変化の絶対値を測定するにあたって、ピー
    ク検出器を各測定を行う前にゼロにリセットすることを
    特徴とする請求項４に記載の方法。
  6. 【請求項６】上記インバータの動作がパルスごとに有効
    化され、前のパルスの終了前に次のパルスが発生するこ
    とが回避されることを特徴とする請求項１〜５のいずれ
    か１項に記載の方法。
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