JP2833540B2 - ディジタル放送用衛星放送受信機 - Google Patents
ディジタル放送用衛星放送受信機Info
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- sweep
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Synchronizing For Television (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタル放送用衛
星放送受信機に関し、特に同期確立を行うための周波数
掃引方式を改善した受信機に関する。
星放送受信機に関し、特に同期確立を行うための周波数
掃引方式を改善した受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、ディジタル放送用衛星放送受信
機にはＡＦＣ回路（自動周波数制御回路）が設けられて
受信周波数を保持しているが、このＡＦＣ回路は復調回
路が同期状態にならないと動作しないため、衛星のトラ
ンスポンダや受信アンテナの局部発信器の周波数の偏差
やドリフトがあった場合でも復調回路を同期させる必要
がある。このため、例えば、テレビジョン学会技術報告
Ｖｏｌ．１７，Ｎｏ１３，ＰＰ．１３〜１８（Ｆｅｂ．
１９９３）に示されるように、電源投入時あるいは受信
周波数変更時等の非同期状態において、周波数変換回路
あるいは検波回路の電圧制御型発振周波数を一定の範囲
で強制的に掃引させて同期確立を行う方式が提案されて
いる。
機にはＡＦＣ回路（自動周波数制御回路）が設けられて
受信周波数を保持しているが、このＡＦＣ回路は復調回
路が同期状態にならないと動作しないため、衛星のトラ
ンスポンダや受信アンテナの局部発信器の周波数の偏差
やドリフトがあった場合でも復調回路を同期させる必要
がある。このため、例えば、テレビジョン学会技術報告
Ｖｏｌ．１７，Ｎｏ１３，ＰＰ．１３〜１８（Ｆｅｂ．
１９９３）に示されるように、電源投入時あるいは受信
周波数変更時等の非同期状態において、周波数変換回路
あるいは検波回路の電圧制御型発振周波数を一定の範囲
で強制的に掃引させて同期確立を行う方式が提案されて
いる。
【０００３】図６は従来のディジタル放送用衛星放送受
信システムの一例を示すブロック図である。ＭＳＫやＱ
ＰＳＫ等でディジタル変調された信号が図外のＲＦ部で
受信され、その第１ＩＦ信号がＦ型コネクタ１に入力さ
れると、アンプ２で増幅され、ミキサ３により第２ＩＦ
信号に変換される。このミキサ３では、ＶＣＯ（電圧制
御発振器）４、ループフィルタ５、周波数シンセサイザ
６、基準周波数発振器７からなるＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ
Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）により発生される局部信号が
利用される。また、第２ＩＦ信号は分配器９により２分
配され、それぞれミキサ１０，１４、ローパスフィルタ
１１，１５を経てベースバンド信号となり、Ａ／Ｄコン
バータ１２，１６によりデジタルデータとされ、ＱＰＳ
Ｋ／ＭＳＫ復調器１３により元信号データとされる。
信システムの一例を示すブロック図である。ＭＳＫやＱ
ＰＳＫ等でディジタル変調された信号が図外のＲＦ部で
受信され、その第１ＩＦ信号がＦ型コネクタ１に入力さ
れると、アンプ２で増幅され、ミキサ３により第２ＩＦ
信号に変換される。このミキサ３では、ＶＣＯ（電圧制
御発振器）４、ループフィルタ５、周波数シンセサイザ
６、基準周波数発振器７からなるＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ
Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）により発生される局部信号が
利用される。また、第２ＩＦ信号は分配器９により２分
配され、それぞれミキサ１０，１４、ローパスフィルタ
１１，１５を経てベースバンド信号となり、Ａ／Ｄコン
バータ１２，１６によりデジタルデータとされ、ＱＰＳ
Ｋ／ＭＳＫ復調器１３により元信号データとされる。
【０００４】このように、ＭＳＫやＱＰＳＫ等でディジ
タル変調されたデータを復調するには、一定の位相に固
定された基準信号を再生する（これをキャリア再生とい
う）必要がある。ここではそのキャリア再生方式とし
て、送信信号との相対位相差の情報（キャリア位相誤差
信号）を抽出して、それをもとに送信信号との相対位相
差（キャリア位相誤差）が零の基準信号を再生するコス
タスループと呼ばれる方式を採用している。同期状態で
は、ＶＣＯ１８がコスタスループの基準信号となる。非
同期状態では、同期検出回路２５の出力を受けてアナロ
グマルチプレクサ３９が三角波発生器３８（周波数は
０．１Ｈｚから１０Ｈｚ程度で発振源がアナログのもの
とディジタル信号をＡ／Ｄ変換して得られるものとを含
む）からの入力を選択し、キャリア位相誤差抽出回路２
６およびコスタスループのループフィルタ２７から得ら
れるキャリア位相誤差信号との加算器２２に入力するこ
とにより、ＶＣＯ１８の周波数は掃引される。
タル変調されたデータを復調するには、一定の位相に固
定された基準信号を再生する（これをキャリア再生とい
う）必要がある。ここではそのキャリア再生方式とし
て、送信信号との相対位相差の情報（キャリア位相誤差
信号）を抽出して、それをもとに送信信号との相対位相
差（キャリア位相誤差）が零の基準信号を再生するコス
タスループと呼ばれる方式を採用している。同期状態で
は、ＶＣＯ１８がコスタスループの基準信号となる。非
同期状態では、同期検出回路２５の出力を受けてアナロ
グマルチプレクサ３９が三角波発生器３８（周波数は
０．１Ｈｚから１０Ｈｚ程度で発振源がアナログのもの
とディジタル信号をＡ／Ｄ変換して得られるものとを含
む）からの入力を選択し、キャリア位相誤差抽出回路２
６およびコスタスループのループフィルタ２７から得ら
れるキャリア位相誤差信号との加算器２２に入力するこ
とにより、ＶＣＯ１８の周波数は掃引される。
【０００５】そして、ＶＣＯ１８の発振がキャプチャレ
ンジ内に入り同期状態になると、同期検出回路２５の出
力は反転しアナログマルチプレクサ３９がアンプ３７か
らの入力を選択し、キャリア位相誤差信号との加算器２
２に入力することにより、ＶＣＯ１８の周波数は掃引を
停止される。キャリア位相誤差信号をローパスフィルタ
３６を通過後、アンプ３７により増幅した信号はＡＦＣ
信号となり、ＶＣＯ１８はキャリア位相誤差が零になる
ように動作するとともにＡＦＣ動作も行う。
ンジ内に入り同期状態になると、同期検出回路２５の出
力は反転しアナログマルチプレクサ３９がアンプ３７か
らの入力を選択し、キャリア位相誤差信号との加算器２
２に入力することにより、ＶＣＯ１８の周波数は掃引を
停止される。キャリア位相誤差信号をローパスフィルタ
３６を通過後、アンプ３７により増幅した信号はＡＦＣ
信号となり、ＶＣＯ１８はキャリア位相誤差が零になる
ように動作するとともにＡＦＣ動作も行う。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】この従来のディジタル
放送用衛星放送受信機では、非同期状態からできるだけ
早く同期を確立させるためには、掃引を制御する三角波
発生器の発振周波数を上げなければならないが、その場
合はコスタスループのループフィルタが追従出来ず、特
に受信状況が悪い（低Ｃ／Ｎ）時に同期そのものが確立
し難くなる。また、掃引する周波数の範囲は、狭すぎる
と衛星のトランスポンダや受信アンテナの局部発振器の
周波数の偏差やドリフトにより復調回路が同期できなく
なり、広すぎると同期を確立させるまでの時間が長くな
るため、適正な範囲に限定する必要があり、そのため三
角波の波高値を調整してやる必要がある。本発明の目的
は、短時間で同期確立を実現することが可能なディジタ
ル放送用衛星放送受信機を提供することにある。
放送用衛星放送受信機では、非同期状態からできるだけ
早く同期を確立させるためには、掃引を制御する三角波
発生器の発振周波数を上げなければならないが、その場
合はコスタスループのループフィルタが追従出来ず、特
に受信状況が悪い（低Ｃ／Ｎ）時に同期そのものが確立
し難くなる。また、掃引する周波数の範囲は、狭すぎる
と衛星のトランスポンダや受信アンテナの局部発振器の
周波数の偏差やドリフトにより復調回路が同期できなく
なり、広すぎると同期を確立させるまでの時間が長くな
るため、適正な範囲に限定する必要があり、そのため三
角波の波高値を調整してやる必要がある。本発明の目的
は、短時間で同期確立を実現することが可能なディジタ
ル放送用衛星放送受信機を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明のディジタル放送
用衛星放送受信機は、受信周波数を設定するための周波
数信号を出力する電圧制御発振器と、復調回路が同期状
態が否かを検出する同期検出手段と、前記同期検出手段
の検出出力に基づいて前記電圧制御発振器を制御し、同
期状態では一定の位相に固定された基準信号を出力さ
せ、非同期状態では周波数掃引信号を出力させる制御手
段とを備えており、これに同期状態における電圧制御発
振器の発振周波数に関するデータを記憶する手段を備
え、制御手段は非同期状態における電圧制御発振器の掃
引開始周波数を記憶されたデータに対応する周波数の近
傍に設定するように機能される。
用衛星放送受信機は、受信周波数を設定するための周波
数信号を出力する電圧制御発振器と、復調回路が同期状
態が否かを検出する同期検出手段と、前記同期検出手段
の検出出力に基づいて前記電圧制御発振器を制御し、同
期状態では一定の位相に固定された基準信号を出力さ
せ、非同期状態では周波数掃引信号を出力させる制御手
段とを備えており、これに同期状態における電圧制御発
振器の発振周波数に関するデータを記憶する手段を備
え、制御手段は非同期状態における電圧制御発振器の掃
引開始周波数を記憶されたデータに対応する周波数の近
傍に設定するように機能される。
【０００８】ここで、電圧制御発振器は周波数シンセサ
イザを含んで位相同期回路が構成され、制御手段がこの
周波数シンセサイザに与える設定値により電圧制御発振
器の発振周波数が制御される構成とされる。また、周波
数シンセサイザに与えられる設定値が記憶手段に記憶さ
れ、かつ制御手段はこの記憶された値を読み出してその
近傍の値を周波数シンセサイザに与える構成とされる。
また、記憶手段には、周波数シンセサイザに与える設定
値が周期的に更新されながら記憶される。
イザを含んで位相同期回路が構成され、制御手段がこの
周波数シンセサイザに与える設定値により電圧制御発振
器の発振周波数が制御される構成とされる。また、周波
数シンセサイザに与えられる設定値が記憶手段に記憶さ
れ、かつ制御手段はこの記憶された値を読み出してその
近傍の値を周波数シンセサイザに与える構成とされる。
また、記憶手段には、周波数シンセサイザに与える設定
値が周期的に更新されながら記憶される。
【０００９】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例を
示すブロック図である。Ｆ型コネクタ１はチューナユニ
ットの入力端子であり、図外の受信アンテナのローノイ
ズコンバータ（ＬＮＣ）により第１中間周波数に変換さ
れた電波（第１ＩＦ信号）が同軸ケーブルを介して入力
される。第１ＩＦ信号はアンプ２で増幅されたのち、ミ
キサ３に入力され、ＶＣＯ４の信号とミキシングされる
ことにより、第２ＩＦ信号へダウンコンバートされる。
ＶＣＯ４は周波数シンセサイザ６，基準周波数発振器
７，ループフィルタ５とともにＰＬＬを構成し、マイク
ロコンピュータ８のディジタル信号により受信機が受信
しようとする周波数毎に発振周波数が決定され、制御さ
れる。
て図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例を
示すブロック図である。Ｆ型コネクタ１はチューナユニ
ットの入力端子であり、図外の受信アンテナのローノイ
ズコンバータ（ＬＮＣ）により第１中間周波数に変換さ
れた電波（第１ＩＦ信号）が同軸ケーブルを介して入力
される。第１ＩＦ信号はアンプ２で増幅されたのち、ミ
キサ３に入力され、ＶＣＯ４の信号とミキシングされる
ことにより、第２ＩＦ信号へダウンコンバートされる。
ＶＣＯ４は周波数シンセサイザ６，基準周波数発振器
７，ループフィルタ５とともにＰＬＬを構成し、マイク
ロコンピュータ８のディジタル信号により受信機が受信
しようとする周波数毎に発振周波数が決定され、制御さ
れる。
【００１０】一方、前記第２ＩＦ信号は分配器９により
分配されたのち、ミキサ１０とミキサ１４にそれぞれ入
力され、ＶＣＯ１８の信号を９０度移相器１７にて相対
位相差９０度に分配した信号とそれぞれミキシングされ
る。ミキサ１０とミキサ１４の出力はそれぞれローパス
フィルタ１１及びローパスフィルタ１５を通過して後、
ベースバンド信号となり、Ａ／Ｄコンバータ１２及びＡ
／Ｄコンバータ１６によりディジタルデータに変換さ
れ、ＱＰＳＫ／ＭＳＫ復調器１３により、元信号データ
となる。
分配されたのち、ミキサ１０とミキサ１４にそれぞれ入
力され、ＶＣＯ１８の信号を９０度移相器１７にて相対
位相差９０度に分配した信号とそれぞれミキシングされ
る。ミキサ１０とミキサ１４の出力はそれぞれローパス
フィルタ１１及びローパスフィルタ１５を通過して後、
ベースバンド信号となり、Ａ／Ｄコンバータ１２及びＡ
／Ｄコンバータ１６によりディジタルデータに変換さ
れ、ＱＰＳＫ／ＭＳＫ復調器１３により、元信号データ
となる。
【００１１】また、ベースバンド信号はキャリア位相誤
差抽出回路２６へも入力され、コスタスループのループ
フィルタ２７を経てキャリア位相誤差信号が得られる。
キャリア位相誤差信号は加算器２２によりループフィル
タ１９の出力と加算され、ＶＣＯ１８の制御電圧とな
る。ＶＣＯ１８はこの加算器２２を含んで、周波数シン
セサイザ２０，基準周波数発振器２１，加算器２２とと
もにＰＬＬを構成し、マイクロコンピュータ８が周波数
シンセサイザ２０に与えるディジタルデータにより発振
周波数及び位相が制御される。
差抽出回路２６へも入力され、コスタスループのループ
フィルタ２７を経てキャリア位相誤差信号が得られる。
キャリア位相誤差信号は加算器２２によりループフィル
タ１９の出力と加算され、ＶＣＯ１８の制御電圧とな
る。ＶＣＯ１８はこの加算器２２を含んで、周波数シン
セサイザ２０，基準周波数発振器２１，加算器２２とと
もにＰＬＬを構成し、マイクロコンピュータ８が周波数
シンセサイザ２０に与えるディジタルデータにより発振
周波数及び位相が制御される。
【００１２】マイクロコンピュータ８は復調回路の同期
検出回路２５の出力を受けて周波数シンセサイザ２０に
与えるディジタルデータを非同期時は周波数掃引用に、
また同期時はＡＦＣ用に切替える。ＡＦＣ用のディジタ
ルデータはキャリア位相誤差信号をコンパレータ２３に
より増幅し、ディジタル信号へ変換した信号をもとに生
成される。メモリ２４は周波数シンセサイザ２０に与え
るディジタルデータを保持するためのもので、不揮発性
のもの、あるいはバックアップ用の電源を備えてあれば
揮発性でもよい。
検出回路２５の出力を受けて周波数シンセサイザ２０に
与えるディジタルデータを非同期時は周波数掃引用に、
また同期時はＡＦＣ用に切替える。ＡＦＣ用のディジタ
ルデータはキャリア位相誤差信号をコンパレータ２３に
より増幅し、ディジタル信号へ変換した信号をもとに生
成される。メモリ２４は周波数シンセサイザ２０に与え
るディジタルデータを保持するためのもので、不揮発性
のもの、あるいはバックアップ用の電源を備えてあれば
揮発性でもよい。
【００１３】次に、図１の回路の動作について説明す
る。同期検出回路２５は、復調回路が同期状態では“ロ
ウ”レベルを、また非同期状態では“ハイ”レベルを出
力する（アクティブはこの逆でも構わない）。マイクロ
コンピュータ８は同期検出回路２５のこの出力を見て、
復調回路が同期状態であるか非同期状態であるのかを判
断し、同期状態の時はコンパレータ２３の出力信号を２
０ｍｓ毎に読み込む。コンパレータ２３の出力信号はキ
ャリア位相誤差信号を増幅し、ディジタル信号化したも
ので、送信信号に対してＶＣＯ１８の位相が遅れている
場合は“ハイ”レベルを、進んでいる場合は“ロウ”レ
ベルを出力する（アクティブは逆にもなりうる）。
る。同期検出回路２５は、復調回路が同期状態では“ロ
ウ”レベルを、また非同期状態では“ハイ”レベルを出
力する（アクティブはこの逆でも構わない）。マイクロ
コンピュータ８は同期検出回路２５のこの出力を見て、
復調回路が同期状態であるか非同期状態であるのかを判
断し、同期状態の時はコンパレータ２３の出力信号を２
０ｍｓ毎に読み込む。コンパレータ２３の出力信号はキ
ャリア位相誤差信号を増幅し、ディジタル信号化したも
ので、送信信号に対してＶＣＯ１８の位相が遅れている
場合は“ハイ”レベルを、進んでいる場合は“ロウ”レ
ベルを出力する（アクティブは逆にもなりうる）。
【００１４】マイクロコンピュータ８はコンパレータ２
３の出力が“ハイ”レベルの時は、周波数シンセサイザ
２０に対してＶＣＯ１８の周波数が前回設定時より６．
２５ｋＨｚだけ高くなるようなディジタルデータを与
え、逆に“ロウ”レベルの時は、前回設定時より６．２
５ｋＨｚ低くなるようなディジタルデータを与えること
により、ＡＦＣ動作が行われる。マイクロコンピュータ
８は周波数シンセサイザ２０に与える設定値を、周期的
（例えば５００ｍｓ毎）にメモリ２４に対して更新しな
がら書込むことにより、ＶＣＯ１８の発振周波数が記憶
される。
３の出力が“ハイ”レベルの時は、周波数シンセサイザ
２０に対してＶＣＯ１８の周波数が前回設定時より６．
２５ｋＨｚだけ高くなるようなディジタルデータを与
え、逆に“ロウ”レベルの時は、前回設定時より６．２
５ｋＨｚ低くなるようなディジタルデータを与えること
により、ＡＦＣ動作が行われる。マイクロコンピュータ
８は周波数シンセサイザ２０に与える設定値を、周期的
（例えば５００ｍｓ毎）にメモリ２４に対して更新しな
がら書込むことにより、ＶＣＯ１８の発振周波数が記憶
される。
【００１５】電源投入時あるいは受信周波数変更時等の
初期状態において、マイクロコンピュータ８が同期検出
回路２５より非同期状態である“ハイ”レベルを検出す
ると、割込み処理によりＶＣＯ１８が掃引するよう周波
数シンセサイザ２０に対してディジタルデータを与え
る。この時、コンパレータ２３の出力信号は無視する。
掃引する周波数範囲は、第１ＩＦ信号に重畳される衛星
のトランスポンダや受信アンテナの局部発振器の周波数
の偏差やドリフト量等を考慮して決められ、本実施例で
は、ＶＣＯ１８は第２ＩＦ信号の中心周波数である４７
９．５ＭＨｚを中心として±３ＭＨｚの範囲を、１ｍＳ
毎に６．２５ｋＨｚずつステップしながら掃引する。但
し、同期検出回路２５より同期状態である“ロウ”レベ
ルを検出すると割込み処理により直ちに掃引は停止さ
れ、前述のＡＦＣ動作に移行する。ＶＣＯ１８が掃引を
開始する周波数は、メモリ２４に保持されたデータ、す
なわちＡＦＣ動作時において周波数シンセサイザ２０に
与える設定値を周期的に書き込んだデータをもとに決定
される。
初期状態において、マイクロコンピュータ８が同期検出
回路２５より非同期状態である“ハイ”レベルを検出す
ると、割込み処理によりＶＣＯ１８が掃引するよう周波
数シンセサイザ２０に対してディジタルデータを与え
る。この時、コンパレータ２３の出力信号は無視する。
掃引する周波数範囲は、第１ＩＦ信号に重畳される衛星
のトランスポンダや受信アンテナの局部発振器の周波数
の偏差やドリフト量等を考慮して決められ、本実施例で
は、ＶＣＯ１８は第２ＩＦ信号の中心周波数である４７
９．５ＭＨｚを中心として±３ＭＨｚの範囲を、１ｍＳ
毎に６．２５ｋＨｚずつステップしながら掃引する。但
し、同期検出回路２５より同期状態である“ロウ”レベ
ルを検出すると割込み処理により直ちに掃引は停止さ
れ、前述のＡＦＣ動作に移行する。ＶＣＯ１８が掃引を
開始する周波数は、メモリ２４に保持されたデータ、す
なわちＡＦＣ動作時において周波数シンセサイザ２０に
与える設定値を周期的に書き込んだデータをもとに決定
される。
【００１６】図２は本実施形態による掃引の様子を示
す。本実施形態ではメモリ２４に保持されたデータから
１ＭＨｚ離れた周波数を掃引開始周波数とし、これをメ
モリ２４に保持されたデータに向けて掃引し、最大で前
記した−３ＭＨｚまでの範囲の掃引を１回目の掃引とす
る。これは衛星トランスポンダや受信アンテナの局部発
振周波数の偏差は個体差によるもので、短期的にはほと
んど変化しないとみなし、またドリフト量についても短
期的な変動要因のみを考慮したもので、受信状況が劣悪
な場合を除いてほとんどの場合に１回目の掃引で復調回
路は同期を確立し、しかも前回同期時の周波数を参考に
して掃引を開始するため、短時間で同期する。仮に１回
目の掃引で復調回路が同期しなかった場合、以降は第２
ＩＦ信号の中心周波数を中心として±３ＭＨｚの範囲に
わたって掃引する。
す。本実施形態ではメモリ２４に保持されたデータから
１ＭＨｚ離れた周波数を掃引開始周波数とし、これをメ
モリ２４に保持されたデータに向けて掃引し、最大で前
記した−３ＭＨｚまでの範囲の掃引を１回目の掃引とす
る。これは衛星トランスポンダや受信アンテナの局部発
振周波数の偏差は個体差によるもので、短期的にはほと
んど変化しないとみなし、またドリフト量についても短
期的な変動要因のみを考慮したもので、受信状況が劣悪
な場合を除いてほとんどの場合に１回目の掃引で復調回
路は同期を確立し、しかも前回同期時の周波数を参考に
して掃引を開始するため、短時間で同期する。仮に１回
目の掃引で復調回路が同期しなかった場合、以降は第２
ＩＦ信号の中心周波数を中心として±３ＭＨｚの範囲に
わたって掃引する。
【００１７】図３は、前記周波数シンセサイザ２０の構
成例を示すブロック図である。周波数シンセサイザ２０
はシフトレジスタ３１、データラッチ３０、スワローカ
ウンタ３２、プログラマブルカウンタ３３、２モジュラ
スプリスケーラ３５、位相比較器３４、基準分周期４０
から構成される。ＶＣＯ１８の発振周波数ｆＯＳＣは次
式で与えられる。 ｆＯＳＣ＝〔（Ｍ×Ｎ）＋Ａ〕×ｆＲ÷Ｒ ここで、 Ｍ：２モジュラスプリスケーラ３５の分周値のうちの小
さい方の値 Ｎ：プログラマブルカウンタ３３の設定値 Ａ：スワローカウンタ３２の設定値 ｆＲ：基準周波数発振器２１の発振周波数 Ｒ：基準分周器４０の分周値
成例を示すブロック図である。周波数シンセサイザ２０
はシフトレジスタ３１、データラッチ３０、スワローカ
ウンタ３２、プログラマブルカウンタ３３、２モジュラ
スプリスケーラ３５、位相比較器３４、基準分周期４０
から構成される。ＶＣＯ１８の発振周波数ｆＯＳＣは次
式で与えられる。 ｆＯＳＣ＝〔（Ｍ×Ｎ）＋Ａ〕×ｆＲ÷Ｒ ここで、 Ｍ：２モジュラスプリスケーラ３５の分周値のうちの小
さい方の値 Ｎ：プログラマブルカウンタ３３の設定値 Ａ：スワローカウンタ３２の設定値 ｆＲ：基準周波数発振器２１の発振周波数 Ｒ：基準分周器４０の分周値
【００１８】この実施形態では、Ｍの値を１２８、ｆＲ
の値を１２．８ＭＨｚ、Ｒの値を４０９６とし、またＮ
の値は１２８から２０４７までの値を設定でき、Ａの値
は０から１２７までの値を設定できる。マイクロコンピ
ュータ８は周波数シンセサイザ２０に対しＡ値及びＮ値
のバイナリ値をシリアルデータとして与える。Ａ値及び
Ｎ値はシフトレジスタ３１によりパラレルデータに変換
され、データラッチ３０を経てスワローカウンタ３２あ
るいはプログラマブルカウンタ３３に設定される。
の値を１２．８ＭＨｚ、Ｒの値を４０９６とし、またＮ
の値は１２８から２０４７までの値を設定でき、Ａの値
は０から１２７までの値を設定できる。マイクロコンピ
ュータ８は周波数シンセサイザ２０に対しＡ値及びＮ値
のバイナリ値をシリアルデータとして与える。Ａ値及び
Ｎ値はシフトレジスタ３１によりパラレルデータに変換
され、データラッチ３０を経てスワローカウンタ３２あ
るいはプログラマブルカウンタ３３に設定される。
【００１９】まず、ｆＯＳＣを２モジュラスプリスケー
ラ３５で１／１２９分周したものをスワローカウンタ３
２にてＡ回カウントした後、今度はｆＯＳＣを２モジュ
ラスプリスケーラ３５で１／１２８分周したものをプロ
グラマブルカウンタ３３にて（Ｎ−Ａ）回カウントする
ことによりｆＯＳＣは１／（１２８Ｎ＋Ａ）分周され、
位相比較器３４にてｆＲを１／４０分周した基準発振波
と位相比較することにより得られる電圧により、ｆＯＳ
Ｃは〔３１２５（１２８Ｎ＋Ａ）〕Ｈｚで発振するよう
制御される。また、Ａ値が“１”変化するとｆＯＳＣは
３．１２５ｋＨｚ変化し、すなわちマイクロコンピュー
タ８は最小ステップ幅３．１２５ｋＨｚでＶＣＯ１８の
周波数を設定できる。
ラ３５で１／１２９分周したものをスワローカウンタ３
２にてＡ回カウントした後、今度はｆＯＳＣを２モジュ
ラスプリスケーラ３５で１／１２８分周したものをプロ
グラマブルカウンタ３３にて（Ｎ−Ａ）回カウントする
ことによりｆＯＳＣは１／（１２８Ｎ＋Ａ）分周され、
位相比較器３４にてｆＲを１／４０分周した基準発振波
と位相比較することにより得られる電圧により、ｆＯＳ
Ｃは〔３１２５（１２８Ｎ＋Ａ）〕Ｈｚで発振するよう
制御される。また、Ａ値が“１”変化するとｆＯＳＣは
３．１２５ｋＨｚ変化し、すなわちマイクロコンピュー
タ８は最小ステップ幅３．１２５ｋＨｚでＶＣＯ１８の
周波数を設定できる。
【００２０】また、掃引開始周波数をメモリ２４に保持
されたデータから１ＭＨｚ離れた周波数とするために
は、掃引開始時にメモリ２４のデータからＮ値を
“２”，Ａ値を“６４”増やした値をマイクロコンピュ
ータ８に計算させ、その値を周波数シンセサイザ２０に
対して設定すればよい。
されたデータから１ＭＨｚ離れた周波数とするために
は、掃引開始時にメモリ２４のデータからＮ値を
“２”，Ａ値を“６４”増やした値をマイクロコンピュ
ータ８に計算させ、その値を周波数シンセサイザ２０に
対して設定すればよい。
【００２１】図４は本発明のメモリ２４のメモリマップ
の一例を示す図である。ここでは、衛星のトランスポン
ダ毎の局部発振周波数の偏差の違いを無視できるよう、
受信周波数毎にマイクロコンピュータ８がメモリ２４内
にデータを格納する領域を分けている。衛星のトランス
ポンダは有限で、受信するトランスポンダの数は衛星放
送受信機の仕様により異なるので、その仕様に合わせて
メモリ領域の数を設ければよい。同期検出回路２５が
“ハイ”レベルであることをマイクロコンピュータ８が
検出すると、受信機が受信しようとする周波数と合致す
るデータ領域のデータをもとに掃引開始周波数が決定さ
れる。
の一例を示す図である。ここでは、衛星のトランスポン
ダ毎の局部発振周波数の偏差の違いを無視できるよう、
受信周波数毎にマイクロコンピュータ８がメモリ２４内
にデータを格納する領域を分けている。衛星のトランス
ポンダは有限で、受信するトランスポンダの数は衛星放
送受信機の仕様により異なるので、その仕様に合わせて
メモリ領域の数を設ければよい。同期検出回路２５が
“ハイ”レベルであることをマイクロコンピュータ８が
検出すると、受信機が受信しようとする周波数と合致す
るデータ領域のデータをもとに掃引開始周波数が決定さ
れる。
【００２２】図５は本発明の周波数掃引方法に関する別
の実施形態を示す。周波数をステップさせる時間間隔が
同じであれば、ステップの周波数間隔は狭くするほうが
ループフィルタ２７のカットオフ周波数を下げられ、等
価雑音帯域幅が狭まるため、低Ｃ／Ｎ時におけるキャリ
ア再生能力が高まる。そこで本実施形態では、１回目の
掃引のみ、１ｍＳ毎に３．１２５ｋＨｚずつステップし
ながらメモリ２４に記憶された周波数の±１ＭＨｚの範
囲で掃引させ、仮にそこで同期が確立しなければ、以降
は１ｍＳ毎に６．２５ｋＨｚずつステップしながら第２
ＩＦ信号の中心周波数を中心に±３ＭＨｚの範囲で掃引
させるものとしている。
の実施形態を示す。周波数をステップさせる時間間隔が
同じであれば、ステップの周波数間隔は狭くするほうが
ループフィルタ２７のカットオフ周波数を下げられ、等
価雑音帯域幅が狭まるため、低Ｃ／Ｎ時におけるキャリ
ア再生能力が高まる。そこで本実施形態では、１回目の
掃引のみ、１ｍＳ毎に３．１２５ｋＨｚずつステップし
ながらメモリ２４に記憶された周波数の±１ＭＨｚの範
囲で掃引させ、仮にそこで同期が確立しなければ、以降
は１ｍＳ毎に６．２５ｋＨｚずつステップしながら第２
ＩＦ信号の中心周波数を中心に±３ＭＨｚの範囲で掃引
させるものとしている。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、同期状態
における電圧制御発振器の発振周波数に関するデータを
記憶する手段を備えており、電源投入時や受信周波数変
更時等の非同期状態における電圧制御発振器の掃引開始
周波数を、この記憶手段に記憶されたデータに対応する
周波数の近傍に設定して周波数掃引を行うため、短時間
で同期を確立することが可能となる。また、電圧制御発
振器を含む位相同期回路に周波数シンセサイザを有し、
この周波数シンセサイザの設定値により電圧制御発振器
の発振周波数を制御するため、周波数掃引の範囲やその
ステップ幅を任意に設定でき、その調整が不要となり、
掃引速度や低Ｃ／Ｎ時のキャリア再生能力の調節が可能
になるという効果がある。
における電圧制御発振器の発振周波数に関するデータを
記憶する手段を備えており、電源投入時や受信周波数変
更時等の非同期状態における電圧制御発振器の掃引開始
周波数を、この記憶手段に記憶されたデータに対応する
周波数の近傍に設定して周波数掃引を行うため、短時間
で同期を確立することが可能となる。また、電圧制御発
振器を含む位相同期回路に周波数シンセサイザを有し、
この周波数シンセサイザの設定値により電圧制御発振器
の発振周波数を制御するため、周波数掃引の範囲やその
ステップ幅を任意に設定でき、その調整が不要となり、
掃引速度や低Ｃ／Ｎ時のキャリア再生能力の調節が可能
になるという効果がある。
【図１】本発明の受信機の一実施形態のブロック図であ
る。
る。
【図２】図１の実施形態における周波数の掃引を示すタ
イムチャートである。
イムチャートである。
【図３】図１の実施形態における周波数シンセサイザの
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】本発明におけるメモリのメモリマップ図であ
る。
る。
【図５】本発明の他の実施形態における周波数の掃引を
示すタイムチャートである。
示すタイムチャートである。
【図６】従来の受信機の一例のブロック図である。
３ ミキサ ９ 分配器 １０，１４ ミキサ １３ ＱＰＳＫ／ＭＳＫ復調器 １７ ９０度移相器 １８ ＶＣＯ ２０ 周波数シンセサイザ ２１ 基準周波数発振器 ２３ コンパレータ ２４ メモリ ２５ 同期検出回路 ２６ キャリア位相誤差抽出回路 ２７ ループフィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｎ 7/20 Ｈ０４Ｎ 7/00 Ｚ 7/24 7/13 Ｚ
Claims (6)
- 【請求項１】 受信周波数を設定するための周波数信号
を出力する電圧制御発振器と、復調回路が同期状態が否
かを検出する同期検出手段と、前記同期検出手段の検出
出力に基づいて前記電圧制御発振器を制御し、同期状態
では一定の位相に固定された基準信号を出力させ、非同
期状態では周波数掃引信号を出力させる制御手段とを備
えるディジタル放送用衛星放送受信機において、同期状
態における前記電圧制御発振器の発振周波数に関するデ
ータを記憶する手段を備え、前記制御手段は非同期状態
における前記電圧制御発振器の掃引開始周波数を前記記
憶されたデータに対応する周波数の近傍に設定すること
を特徴とするディジタル放送用衛星放送受信機。 - 【請求項２】 電圧制御発振器は周波数シンセサイザを
含んで位相同期回路が構成され、制御手段がこの周波数
シンセサイザに与える設定値により電圧制御発振器の発
振周波数が制御される請求項１のディジタル放送用衛星
放送受信機。 - 【請求項３】 周波数シンセサイザに与えられる設定値
が記憶手段に記憶され、かつ制御手段はこの記憶された
値を読み出してその近傍の値を周波数シンセサイザに与
える請求項２のディジタル放送用衛星放送受信機。 - 【請求項４】 記憶手段には、周波数シンセサイザに与
える設定値が周期的に更新されながら記憶される請求項
３のディジタル放送用衛星放送受信機。 - 【請求項５】 位相同期回路には前記電圧制御発振器の
周波数を分周する手段が設けられ、その分周比が記憶手
段に記憶される請求項２ないし４のいずれかのディジタ
ル放送用衛星放送受信機。 - 【請求項６】 制御手段は電圧制御発振器による１回目
の掃引周波数範囲を２回目以降の掃引周波数範囲よりも
狭く設定する請求項１ないし５のいずれかのディジタル
放送用衛星放送受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26245595A JP2833540B2 (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | ディジタル放送用衛星放送受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26245595A JP2833540B2 (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | ディジタル放送用衛星放送受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0983959A JPH0983959A (ja) | 1997-03-28 |
| JP2833540B2 true JP2833540B2 (ja) | 1998-12-09 |
Family
ID=17376031
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26245595A Expired - Lifetime JP2833540B2 (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | ディジタル放送用衛星放送受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2833540B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100440742C (zh) * | 2002-06-04 | 2008-12-03 | 汤姆森许可贸易公司 | 无线信号丢失检测 |
| US20070160168A1 (en) * | 2006-01-11 | 2007-07-12 | Beukema Troy J | Apparatus and method for signal phase control in an integrated radio circuit |
| JP5317851B2 (ja) * | 2009-06-26 | 2013-10-16 | 新日本無線株式会社 | 周波数掃引回路 |
| CN102843133B (zh) * | 2012-08-30 | 2016-01-20 | 西安欣创电子技术有限公司 | 一种快速自动调整压控振荡器谐振频率的方法 |
-
1995
- 1995-09-14 JP JP26245595A patent/JP2833540B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0983959A (ja) | 1997-03-28 |
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