JPH10215291A - 放送受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 低ＣＮ比まで復調用キャリアの再生が安定に
できる放送受信機を提供する。 【解決手段】 階層化されて伝送されてきた電波を受信
する放送受信機において、 検波された受信位相シフト
キーイング信号の位相誤差を位相誤差検出回路８Ａにお
いて各階層毎に求め、位相誤差検出回路８Ａによって求
めた低階層区間に限定した位相誤差情報に基づくデータ
をトラッキング電圧にトラッキングデータ生成回路１５
にて変換し、変換されたトラッキング電圧を、発振出力
を復調用キャリアとする電圧制御発振器２に周波数制御
電圧として供給し、電圧制御発振器２の発振出力を復調
用キャリアとする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はデジタル変調方式の
放送受信機に関し、さらに詳細には所要受信ＣＮ比が異
なる複数の伝送方式を組み合わせた階層化伝送方式によ
るデジタル被変調波を受信する放送受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】本明細書において、スキャンニングの語
は復調用キャリア再生のための周波数掃引の意味で使用
し、スキャンニング周波数幅の語は放送受信機において
カバーしなければならない受信信号の中心周波数変動範
囲の意味で使用する。例えばデジタル衛星放送受信機で
は±１．５ＭＨｚ程度である。

【０００３】衛星放送受信機においては、電源投入後ス
キャンニングを行う。この過程でフレーム同期信号が受
信された場合にフレーム同期状態と見做して、スキャン
ニングを停止し、トラッキング状態に入る。

【０００４】従来の衛星放送受信機の一部の構成を図６
に示す。図６に示した衛星放送受信機において、位相シ
フトキーング変調された受信波は所定周波数に周波数変
換されて直交検波回路１に入力され、復調用キャリアを
出力する電圧制御発振器（以下、ＶＣＯと記す）２の発
振出力と該発振出力を９０度移相回路３によって９０度
移相した出力とが直交検波回路１に供給されて、直交検
波回路１によってＩ軸、Ｑ軸それぞれのベースバンド信
号に変換される。

【０００５】それぞれの軸のベースバンド信号は各別
に、Ａ／Ｄ変換器４、５に供給されてデジタル値の離散
信号に変換され、デジタルフィルタ６、７を各別に通過
させて帯域制限されたベースバンド信号ＤＩ、ＤＱとさ
れ、位相誤差検出回路８に供給される。ベースバンド信
号ＤＩ、ＤＱはフレーム同期回路１２にも供給されて、
ベースバンド信号ＤＩ、ＤＱをシリアルデータとして送
出されると共に、フレーム同期が取れたとき高電位とな
るフレーム同期信号（以下、ＳＹＮＣ信号とも記す）が
送出される。

【０００６】ここで、ＳＹＮＣ信号は受信データ系列中
のフレームデータの先頭を示す一定周期ごとの同期パタ
ーンの繰返しが確認されたときフレーム同期が取れてい
ると判断されて高電位にされる。

【０００７】周波数スキャンニングデータ生成回路１０
からはＶＣＯ２の発振周波数を一定時間間隔でスキャン
ニング周波数幅にわたってスキャンニングさせるための
スキャンニングデータが送出されて、スキャンニングが
行われる。

【０００８】一方、位相誤差検出回路８においては、入
力されたベースバンド信号ＤＩ、ＤＱの値に基づいて位
相誤差が検出され、検出された位相誤差に基づく位相誤
差データがＶＣＯ２のチューニングデータとしてトラッ
キングデータ生成回路９に供給されて、位相誤差データ
に基づいてトラッキングデータ生成回路９においてトラ
ッキングデータが生成される。

【０００９】トラッキングデータ生成回路９から出力さ
れるトラッキングデータと周波数スキャンニングデータ
生成回路１０から出力されるスキャンニングデータとは
セレクタ１１に供給されて、ＳＹＮＣが低電位、すなわ
ちフレーム同期がとれていないときはセレクタ１１によ
ってスキャンニングデータが選択され、ＳＹＮＣが高電
位、すなわちフレーム同期がとれているときはセレクタ
１１によってトラッキングデータが選択される。

【００１０】セレクタ１１からの出力データとチューニ
ングデータとは加算器１３において加算され、加算出力
データはＤ／Ａ変換器１４においてアナログ信号に変換
され、ＶＣＯ２はＤ／Ａ変換器１４の出力によって発振
周波数が制御される。したがって、フレーム同期が取れ
ていないときはセレクタ１１によってスキャンニングデ
ータが選択されてスキャンニングデータとチューニング
データとの和の信号に基づいてＶＣＯ２の発振周波数は
制御されてスキャンニングされることになる。

【００１１】このスキャンニング中においてフレーム同
期が取れたときはセレクタ１１によってトラッキングデ
ータが選択されてトラッキングデータとチューニングデ
ータとの和の信号に基づいてＶＣＯ２の発振周波数は制
御されてチューニングされることになる。

【００１２】この場合において、従来の衛星放送受信機
では、受信のための最低条件、例えば受信限界搬送波対
雑音電力比（以下、搬送波対雑音電力比をＣＮ比とも記
す）のときのキャプチャーレンジに相当する値に基づく
スキャンニングステップ周波数幅が周波数スキャンニン
グデータ生成回路１０において設定されている。したが
って、スキャンニング周波数幅の全範囲をスキャンニン
グするためには（スキャンニング周波数幅／スキャンニ
ングステップ周波数幅）の回数にわたってスキャンニン
グを繰り返さなければ、スキャンニング周波数幅の全範
囲のスキャンニングが行えない。

【００１３】ここで本明細書において、スキャンニング
ステップ周波数幅の語は、スキャンニング周波数幅をス
キャンニングする場合において、１回のスキャンニング
にて変化させる周波数幅の意味で使用する。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来の衛星放送
受信機においては、復調用キャリアの周波数をスキャン
ニングするスキャンニングステップ周波数幅は復調用キ
ャリア再生のためのループのキャプチャーレンジの範囲
内であるうえに、一般的には受信ＣＮ比の限界値のキャ
プチャーレンジに対応する値に設定されるので、スキャ
ンニングステップ周波数幅を全範囲をスキャンニングす
るのに要するスキャンニング時間はＣＮ比に関係なく一
定の時間を要することになるという問題点があった。

【００１５】また、階層化伝送方式によるデジタル被変
調波を受信する衛星放送受信機において、多種の変調方
式、例えば８ＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＢＰＳＫが時間毎に組
み合わされて、フレーム毎に繰り返されることから、低
階層変調部（ＱＰＳＫ、ＢＰＳＫ）の受信所要ＣＮ比ま
で受信性能が拡大される一方で、キャプチャーレンジは
縮小するために、スキャンニングステップ周波数幅の設
定値が、より低ＣＮ比での値、狭いスキャンニングステ
ップ周波数幅の設定がなされる。したがって、通常の比
較的受信状態が良好なＣＮ比のときのスキャンニング時
間が階層化伝送方式でない場合と比較して長くなるとい
う問題点があった。

【００１６】さらに、階層化伝送方式におけるトラッキ
ング制御においても、高階層変調の受信限界ＣＮ比まで
しか安定して復調用キャリアの再生ができないという問
題点があった。

【００１７】本発明は希望信号の受信が受信ＣＮ比に基
づく最小のスキャンニング時間にて行え、かつ低ＣＮ比
まで復調用キャリアの再生が安定にできる放送受信機を
提供することを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に記載
の放送受信機は、階層化されて伝送されてきた電波を受
信する放送受信機において、検波された受信位相シフト
キーイング信号の位相誤差を階層毎に求める位相誤差検
出手段と、該位相誤差検出手段によって求めた位相誤差
情報に基づくデータのうち、低階層区間のデータのみを
トラッキング電圧に変換する電圧変換手段とを備え、変
換されたトラッキング電圧を、発振出力を復調用キャリ
アとする電圧制御発振器に周波数制御電圧として供給す
ることを特徴とする。

【００１９】本発明の請求項１に記載の放送受信機によ
れば、検波された受信位相シフトキーイング信号の位相
誤差が階層毎において位相検出手段によって求められ、
位相誤差検出手段によって求められた位相誤差情報が低
階層区間のみ電圧変換手段によって電圧に変換され、電
圧変換手段によって変換されたトラッキング電圧が電圧
制御発振器に周波数制御電圧として供給されて、電圧制
御発振器の発振出力が復調用キャリアとされる。

【００２０】この場合において位相誤差は各階層毎に求
められるため、高階層区間の限界受信ＣＮ比以下におけ
る位相誤差の許容範囲は狭く、許容範囲を超えるような
位相誤差は他の信号点配置との位相誤差として判断され
てしまうことから、高階層区間における位相誤差は低Ｃ
Ｎ比では意味を持たず、低階層区間においてはかかるこ
とはなく、低ＣＮ比まで復調用キャリアの再生が安定に
行える。

【００２１】本発明の請求項２に記載の放送受信機は、
請求項１記載の放送受信機において、検波された受信位
相シフトキーイング信号の信号点配置に基づく受信ＣＮ
比を判定する受信ＣＮ比判定手段と、該受信ＣＮ比判定
手段によって判定された受信ＣＮ比を、受信ＣＮ比に対
して予め定めたスキャンニングステップ周波数幅に変換
するスキャンニングステップ周波数幅変換手段と、変換
されたスキャンニングステップ周波数幅をスキャンニン
グ電圧に変換する電圧変換手段とを備え、変換されたス
キャンニング電圧を、発振出力を復調用キャリアとする
電圧制御発振器に周波数制御電圧として供給することを
特徴とする。

【００２２】本発明の請求項２記載の放送受信機によれ
ば、検波された受信位相シフトキーイング信号の信号点
配置に基づき受信ＣＮ比が受信ＣＮ比判定手段によって
判定され、受信ＣＮ比判定手段によって判定された受信
ＣＮ比が、受信ＣＮ比に対して予め定めたスキャンニン
グステップ周波数幅にスキャンニングステップ周波数幅
変換手段によって変換され、変換されたスキャンニング
ステップ周波数幅に基づくスキャンニング電圧を周波数
制御電圧として受けて、電圧制御発振器によってスキャ
ンニング周波数幅のスキャンニングが順次行われ、電圧
制御発振器の発振出力が復調用キャリアとして送出され
る。

【００２３】したがって、高受信ＣＮ比に対して広いス
キャンニングステップ周波数幅に変換するなど、受信Ｃ
Ｎ比に対するスキャンニングステップ周波数幅の設定に
よって、信号受信完了までの期間を短縮することができ
る。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、本発明にかかる放送受信機
を実施の一形態によって説明する。図１は本発明の実施
の一形態にかかる放送受信機の一部の構成を示すブロッ
ク図であり衛星放送受信機の場合を例示している。ま
た、図１において、図６に示した衛星放送受信機と同一
の構成要素には同一の符号を付して示してある。

【００２５】本発明の実施の一形態にかかる衛星放送受
信機においても、従来の場合と同様に電源投入後スキャ
ンニングを行う。この過程でフレーム同期信号が受信さ
れた場合にフレーム同期状態と見做して、スキャンニン
グを停止し、トラッキング状態に入る。

【００２６】本発明の実施の一形態にかかる衛星放送受
信機では、位相シフトキーング変調された受信波は所定
周波数に周波数変換され、直交検波回路１に入力され
て、復調用キャリアを出力するＶＣＯ２の発振出力と該
発振出力を９０度移相回路３によって９０度移相した出
力とによって直交検波されてＩ軸、Ｑ軸それぞれのベー
スバンド信号に変換される。

【００２７】それぞれの軸のベースバンド信号は各別
に、Ａ／Ｄ変換器４、５においてデジタル値の離散信号
に変換され、デジタルフィルタ６、７によって帯域制限
されてベースバンド信号ＤＩ、ＤＱとされ、位相誤差検
出回路８に供給される。ベースバンド信号ＤＩ、ＤＱは
フレーム同期回路１２Ａにも供給されて、ベースバンド
信号ＤＩ、ＤＱがシリアルデータとして送出されると共
に、ＳＹＮＣ信号が送出され、同期がとれているときに
は階層化伝送にかかる復調識別信号が送出される。

【００２８】まず、本発明の実施の一形態にかかる衛星
放送受信機における周波数スキャンニングについて説明
する。本発明の実施の一形態にかかる衛星放送受信機の
周波数スキャンニングの例は、ＣＮ比を実質的に求め
て、求められたＣＮ比に基づいて周波数スキャンニング
ステップを制御する。

【００２９】デジタルフィルタ６、７によって帯域制限
されたベースバンド信号ＤＩ、ＤＱはＣＮ比を実質的に
求めるＣＮ比演算ブロック２０に供給される。

【００３０】ＣＮ比演算ブロック２０は、入力されたベ
ースバンド信号ＤＩ、ＤＱを参照してベースバンド信号
ＤＩ、ＤＱから信号点配置データＺＩ、ＺＱを求める信
号点配置変換テーブル２１と、信号点配置変換テーブル
２１によって求めた信号点配置データＺＩ、ＺＱに基づ
き、区間パルス発生回路２５からの図２（ａ）に示す平
均区間パルスに基づく所定期間毎の平均値データＡＤ
Ｉ、ＡＤＱを求める平均回路２２と、信号点配置変換テ
ーブル２１によって求めた信号点配置データＺＩ、ＺＱ
を平均値演算のための時間遅延させた遅延データＢＤ
Ｉ、ＢＤＱを得るディレイ回路２３と、平均値データＡ
ＤＩ、ＡＤＱと遅延データＢＤＩ、ＢＤＱから信号点配
置の分散を求める分散値演算回路２４とからなってい
る。

【００３１】信号点配置変換テーブル２１について説明
する。ＱＰＳＫ変調の場合、受信信号（ＤＩ、ＤＱ）
は、（０、０）、（０、１）、（１、１）、（１、０）
が基準位置であり、（０、０）を第１象限に、（０、
１）を第２象限に、（１、１）を第３象限に、（１、
０）を第４象限に対応させ、（０、１）を９０度時計方
向に、（１、１）を１８０度時計方向に、（１、０）を
９０度反時計方向に回動させて、第１象限に集めて、第
１象限に集められた受信信号（ＤＩ、ＤＱ）を信号点配
置データに変換する。また、８ＰＳＫ変調の場合も同様
であって、予め定めた象限に他の象限の受信信号を集め
て信号点配置データに変換する。このようにするのは、
信号点変換テーブル２１が簡単になるためである。

【００３２】ＣＮ比演算ブロック２０において、入力さ
れたベースバンド信号ＤＩ、ＤＱから信号点配置変換デ
ーブル２１によって、図２（ｂ）および図２（ｃ）に示
すように、信号点配置データＺＩ₀、ＺＩ₁、…、ＺＩｘ
およびＺＱ₀、ＺＱ₁、…、ＺＱｘが求められる。求めら
れた信号点配置データＺＩ₀、ＺＩ₁、…、ＺＩｘおよび
ＺＱ₀、ＺＱ₁、…、ＺＱｘは平均回路２２に供給され
て、平均区間パルスに基づく期間内のＺＩ₀、ＺＩ₁、
…、ＺＩｘの平均値データＡＤＩおよびＺＱ₀、ＺＱ₁、
…、ＺＱｘの平均値ＡＤＱが、図２（ｄ）、図２（ｅ）
に示す如く求められる。

【００３３】信号点配置変換テーブル２１によって求め
られた信号点配置データＺＩ₀、ＺＩ₁、…、ＺＩｘおよ
びＺＱ₀、ＺＱ₁、…、ＺＱｘは、ディレイ回路２３によ
って平均回路２２における平均値演算の期間図２（ｆ）
および図２（ｇ）に示すように遅延されて、遅延データ
ＢＤＩおよびＢＤＱが求められる。平均回路２２にて求
めた平均値データＡＤＩおよびＡＤＱとディレイ回路２
３によって遅延された遅延データＢＤＩおよびＢＤＱに
よって図２（ｈ）に示すごとく分散値データＣＤが分散
値計算回路２４によって求められる。

【００３４】分散値データＣＤは計算によるほか、平均
値データＡＤＩおよびＡＤＱと遅延された遅延データＢ
ＤＩおよびＢＤＱとに対応させた分散値データＣＤを記
憶させた分散値データテーブルを用いて、平均値データ
ＡＤＩおよびＡＤＱと遅延された遅延データＢＤＩおよ
びＢＤＱとを参照して分散値テーブルから検索によって
求めることもできる。

【００３５】分散値計算回路２４によって求められた分
散値データＣＤは比較器２６に供給されて、比較器２６
において基準値Ａと比較され、基準値Ａ以上の分散値デ
ータＣＤＡのとき比較器２６から高電位出力が出力され
る。比較器２６からの高電位出力がカウンタ２７に供給
されて、基準値Ａ以上の分散値データＣＤＡが出力され
ている期間、クロックパルスがカウンタ２７において計
数される。

【００３６】ここで、カウンタ２７は平均区間パルスを
インバータ２８によって反転した図２（ｉ）に示すリセ
ットパルスによってリセットされ、引き続いて基準値Ａ
以上の分散値データＣＤＡの出力期間におけるクロック
パルス数の計数を開始する。

【００３７】基準値Ａは例えば〃１０００〃に設定され
ている。したがって、カウンタ２７の計数値は〃１００
０〃以上であった分散値データＣＤＡの数を実質的に計
数した計数値ＣＤＡＤを示しており、さらに言えば、カ
ウンタ２７によって、区間パルス発生回路２５によって
予め定めた期間内における基準値Ａ以上の分散値の総数
が求められたことになる。

【００３８】カウンタ２７における計数値ＣＤＡＤは図
２（ｊ）に示すように平均区間パルス期間毎にＣＤＡＤ
₀、ＣＤＡＤ₁…が得られる。カウンタ２７における計数
値ＣＤＡＤはラッチ回路２９に供給されて、平均区間パ
ルス期間と同一タイミングの図２（ｋ）に示すストロー
ブパルスによってラッチ回路２９にラッチされる。

【００３９】ラッチ回路２９にラッチされた計数値ＣＤ
Ａに基づく値は、区間パルス発生回路２５によって予め
定めた期間内における基準値Ａ以上の分散値の総数であ
り、この総数はキャリア再生の如何にかかわらず、受信
ＣＮ比と比例関係にあるため、テーブル変換等により受
信ＣＮ比を実質的に求めることができる。

【００４０】そこで、ラッチ回路２９においてラッチさ
れた計数値ＣＤＡＤはデータＳＳ１としてＶｔカウンタ
ステップ数変換回路３０に供給されて、供給されたデー
タＳＳ１が参照されて、データＳＳ１に基づくＶｔカウ
ンタステップ数ＳＳ０に、図２（ｌ）に示すタイミング
で変換される。Ｖｔカウンタステップ数変換回路３０
は、例えばデータＳＳ１に対するＶｔカウンタステップ
数ＳＳ０が記憶されたテーブルを備えて、供給されたデ
ータＳＳ１が参照されて供給されたデータＳＳ１に対応
するＶｔカウンタステップ数ＳＳ０が検索されて出力さ
れる。

【００４１】次に、分散値とＣＮ比との関係について説
明する。図４に示したように、ＣＮ比演算ブロック２０
において、ベースバンド信号ＤＩ、ＤＱから信号点配置
データの分散値が算出されて（ステップＳ２１）、分散
値の基準値Ａ（〃１０００〃）以上の上記総数であるデ
ータ数をカウンタ２７およびラッチ回路２９によって得
て（ステップＳ２２）、データ数が〃１００〃未満であ
るか否かがチェックされ（ステップＳ２３）、データ数
が〃１００〃未満であると判定されたときは、ＣＮ比は
１３ｄＢ以上であるとされる（ステップＳ２４）。

【００４２】ステップＳ２３において、データ数が〃１
００〃未満でないと判定されたときは、ステップＳ２３
に続いて、データ数が〃２００〃未満であるか否かがチ
ェックされ（ステップＳ２５）、データ数が１００以上
であってかつ〃２００〃未満であると判定されたとき
は、受信ＣＮ比は約１１ｄＢであるとされる（ステップ
Ｓ２６）。

【００４３】ステップＳ２５において、データ数が〃２
００〃未満でないと判定されたときは、ステップＳ２５
に続いて、データ数が〃３００〃未満であるか否かがチ
ェックされ（ステップＳ２７）、データ数が〃２００〃
以上であってかつ〃３００〃未満であると判定されたと
きは、受信ＣＮ比は約９ｄＢであるとされる（ステップ
Ｓ２８）。ステップＳ２７においてデータ数が〃３００
〃未満でないと判定されたときは、受信ＣＮ比は７ｄＢ
以下であるとされる（ステップＳ２９）。

【００４４】このように、データ数＜１００の場合は受
信ＣＮ比は１３ｄＢ以上、１００≦データ数＜２００の
場合は受信ＣＮ比は約１１ｄＢ、２００≦データ数＜３
００の場合は受信ＣＮ比は約９ｄＢ、データ数≧３００
の場合は受信ＣＮ比≦７ｄＢと判定される。以上説明し
た分散値から受信ＣＮ比を判定するための判定値である
データ数などは実験によって求めたものであって一例で
あり、変調方式、システムによって異なる。

【００４５】上記のようにして求めた受信ＣＮ比に基づ
いスキャンニングを最適化することについて説明する。

【００４６】図５は上記のようにして判定した受信ＣＮ
比とスキャンニングステップ周波数幅との関係を示して
いる。これは、受信機のキャプチャーレンジを実測し、
受信機のキャプチャーレンジ＞スキャンニングステップ
周波数幅となるスキャンニングステップ周波数幅を設定
したものである。

【００４７】スキャンニングステップ周波数幅は、既に
記したように、スキャンニング周波数幅をスキャンニン
グする場合において、１回のスキャンニングにて変化さ
せる周波数幅であり、１回のスキャンニングによりＶＣ
Ｏ２から出力される再生キャリア周波数の幅であり、加
算器１３に供給されるチューニングデータに変化がな
く、一定であれば、ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８の出力
であるＡＦＣＣＯＮＴの変化に等しい。

【００４８】したがって、Ｄ／Ａ変換器１４に与えたＬ
ＳＢ１ビットの変化によってＶＣＯ２の発振周波数の変
化をＤとすれば、スキャンニングステップ周波数幅は、
〃スキャンニングステップ周波数幅＝（ＡＦＣＶｔ発生
カウンタ１８の出力ＡＦＣＣＯＮＴ×Ｄ）〃である。

【００４９】そこで、受信ＣＮ比に応じたスキャンニン
グステップ周波数幅でスキャンニングさせるためには、
ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８を（スキャンニングステッ
プ周波数幅／Ｄ）ずつ増加すればよいことになる。以
下、スキャンニングステップ周波数幅／ＤをＶｔカウン
タステップ数と記す。本実施の一形態にかかる衛星放送
受信機においては、Ｄ＝４５Ｈｚに設定してある。この
結果、図５に示すように受信ＣＮ比が７ｄＢ、９ｄＢ、
１１ｄＢ、１３ｄＢのときには、Ｖｔカウンタステップ
数はそれぞれ２２、４４、８８、１７８とする。

【００５０】Ｖｔカウンタステップ数を２２としたの
は、２２×４５Ｈｚ＝９９０Ｈｚで１ｋＨｚのスキャン
ニングステップ周波数幅にほぼ一致し、Ｖｔカウンタス
テップ数を４４としたのは４４×４５Ｈｚ＝１９８０Ｈ
ｚで２ｋＨｚのスキャンニングステップ周波数幅にほぼ
一致し、Ｖｔカウンタステップ数を８８としたのは８８
×４５Ｈｚ＝３９６０Ｈｚで４ｋＨｚのスキャンニング
ステップ周波数幅にほぼ一致し、Ｖｔカウンタステップ
数を１７８としたのは１７８×４５Ｈｚ＝７９２０Ｈｚ
で８ｋＨｚのスキャンニングステップ周波数幅にほぼ一
致するためである。

【００５１】ここで、例えば±１．５ＭＨｚのの変動幅
の場合は帯域幅で３ＭＨｚであり、スキャンニングステ
ップ周波数幅１ｋＨｚ、２ｋＨｚ、４ｋＨｚ、８ｋＨｚ
にてスキャンニングしたときは、３０００回、１５００
回、７５０回、３７５回のスキャンニングステップ数で
帯域幅全てがかバーできることになる。

【００５２】このように設定したのは、低受信ＣＮ比の
とき、すなわち受信ＣＮ比が悪いときは、受信機のキャ
プチャーレンジは小さく、このときにはスキャンニング
ステップ周波数幅を小さくしないと受信信号を捕捉する
ことができないためであり、高受信ＣＮ比のとき、すな
わち受信ＣＮ比がよいときは、受信機のキャプチャーレ
ンジは大きく、このときにはスキャンニングステップ周
波数幅を大きくしても受信信号を捕捉することができる
ためである。

【００５３】従来の衛星放送受信機においては受信ＣＮ
比の判定は行われておらず、周波数スキャンニングデー
タは最も悪い受信ＣＮ比７に合わせて一定であるが、本
実施の一形態にかかる衛星放送受信機では、受信ＣＮ比
に基づいてスキャンニングステップ周波数幅が設定され
ていて、スキャンニングステップ周波数幅は受信ＣＮ比
が向上するにしたがって大きくしてある。

【００５４】Ｖｔカウンタステップ数変換回路３０に戻
って、供給されたデータＳＳ１が参照されて、Ｖｔカウ
ンタステップ数ＳＳ０が記憶されたテーブルから、Ｖｔ
カウンタステップ数ＳＳ０が検索されて、検索されたＶ
ｔカウンタステップ数ＳＳ０が、図２（ｌ）のタイミン
グでカウンタ３１に出力される。

【００５５】カウンタ３１においては、区間パルス発生
回路２５から出力される図２（ｍ）に示したロードパル
スによってＶｔカウンタステップ数ＳＳ０がロードさ
れ、ロードに続いてカウンタ３１においてクロックパル
スが計数され、計数値がＶｔカウンタステップ数ＳＳ０
に達するまで高電位のスキャンニングデータＥＮＡ
（Ａ）がカウンタ３１からセレクタ１６に送出される。

【００５６】一方、セレクタ１７には高電位にプルアッ
プされたＵ／Ｄ（Ａ）信号が供給されている。いま、ス
キャンニングモード、すなわち同期がとれていない状態
であるとすれば、セレクタ１６、１７に供給されている
ＳＹＮＣが低電位であり、セレクタ１６および１７にお
いて、スキャンニングデータＥＮＡ（Ａ）およびＵ／Ｄ
（Ａ）が選択されて、ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８に送
出される。

【００５７】ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８では、スキャ
ンニングデータＥＮＡ（Ａ）が供給されている期間、ク
ロックパルスがＵ／Ｄ（Ａ）信号に基づく方向にアップ
カウントされて、周波数増加方向にスキャンニングされ
る。ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８のカウント値と位相誤
差検出回路８から送出されたチューニングデータとが加
算器１３によって加算される。加算器１３からの出力デ
ータは、Ｄ／Ａ変換器１４によってアナログ信号に変換
されて、ＶＣＯ２に周波数制御電圧として供給されてＶ
ＣＯ２の発振周波数が制御される。

【００５８】なお、Ｕ／Ｄ（Ａ）信号は低電位にプルダ
ウンされたていても差し支えなく、この場合はＡＦＣＶ
ｔ発生カウンタ１８でクロックパルスがダウンカウント
されて、周波数減少方向にスキャンニングされる。

【００５９】このように再生される復調用キャリアの周
波数はＶＣＯ２の周波数制御電圧Ｖｔによって制御され
る。ＶＣＯ２の周波数制御電圧ＶｔはＤ／Ａ変換器１４
の出力であり、Ｄ／Ａ変換器１４の入力である加算器１
３からの加算出力データＶｔｄと、再生される復調用キ
ャリアの周波数の関係は線形になるように設定されてい
る。

【００６０】図５に示したＶｔカウンタステップ数とし
て例えば〃２２〃に対応する加算出力データを加算器１
３から増加（インクリメント）、または減少（デクリメ
ント）させることによって再生される復調用キャリアの
周波数に±１ｋＨｚのオフセットを持たせることができ
る。このような関係から、判定した受信ＣＮ比によりス
キャンニングステップ数を変化させ、最適化することが
できる。このようにスキャンニングが行われている途中
において同期がとれると、ＳＹＮＣ信号が高電位とな
る。ＳＹＮＣ信号が高電位となると同時にスキャンニン
グ状態からトラッキング状態に切り換わる。

【００６１】一方、位相誤差検出回路８Ａは、例えば変
換テーブルを備えて構成されたコスタス演算回路からな
り、実質的に〔（ＤＩ＋ＤＱ）・（ＤＩ−ＤＱ）・ＤＩ
・ＤＱ〕の演算を行い、フレーム同期回路１２Ａから出
力される変調識別信号を受けて各階層毎に、入力された
ベースバンド信号ＤＩ、ＤＱに基づく受信信号点配置と
基準配置との位置誤差、すなわち位相誤差データが検出
され、この位相誤差データがチューニングデータとして
加算器１３に供給される。この構成により、ＶＣＯ２お
よび９０度移相回路３→直交検波回路１→Ａ／Ｄ変換器
４、５→デジタルフイルタ６、７→位相誤差検出回路８
→加算器１３→Ｄ／Ａ変換器１４→ＶＣＯ２の基本的な
復調用キャリア再生のためのコスタスループが完成され
ている。

【００６２】位相誤差データは、トラッキングデータ生
成回路１５に供給されて、トラッキングデータ生成回路
１５にてトラッキングデータが生成される。ここで、ト
ラッキングデータ生成回路１５は、例えば、位相誤差デ
ータを受けて一定期間における平均値を求める平均回路
と該平均回路において求めた平均値をコスタスデータの
センター値（コスタス演算上の〃０〃の値）を挾む所定
値と比較して平均値が前記所定値の範囲内に入っている
か否かを検出する比較回路とを備えて、フレーム同期回
路１２Ａから出力される変調識別信号を受けて低階層部
区間と識別されているときのみ、平均値を求めると共に
比較を行い、平均値が前記所定範囲内に入っていないと
きに平均値と前記所定値との差に基づくトラッキングデ
ータＥＮＡ（Ｂ）と、前記差の極性に基づくアップ／ダ
ウン（以下、アップ／ダウンをＵ／Ｄとも記す）（Ｂ）
信号とがセレクタ１６、１７に各別に送出される。

【００６３】セレクタ１６、１７にはＳＹＮＣ信号も供
給されていて、ＳＹＮＣ信号が高電位のときには、セレ
クタ１６においてトラッキングデータＥＮＡ（Ｂ）が選
択され、セレクタ１７においてＵ／Ｄ（Ｂ）信号が選択
されて、ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８に供給されて、Ａ
ＦＣＶｔ発生カウンタ１８においてトラッキングデータ
ＥＮＡ（Ｂ）がＵ／Ｄ（Ｂ）信号に基づく方向にアップ
カウント／ダウンカウントされる。

【００６４】ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８のカウント値
と位相誤差検出回路８Ａから送出されたチューニングデ
ータとが加算器１３によって加算されて、加算器１３か
らの出力データは、Ｄ／Ａ変換器１４によってアナログ
信号に変換されて、ＶＣＯ２に周波数制御電圧として供
給されてＶＣＯ２の発振周波数が制御される。

【００６５】以上のように、トラックングデータ生成回
路１５にて前記平均値が前記所定範囲内に入っていると
きで、かつフレーム同期が取れているときにおいては、
チューニングデータによって周波数オフセットの微調整
が行われる。前記平均値が前記所定範囲内に入っていな
いときで、かつフレーム同期が取れているときにおいて
は、チューニングデータにトラッキングデータが加算さ
れて周波数オフセットの微調整が行われる。

【００６６】以上のように本発明の実施の一形態にかか
る衛星放送受信機は、復調用キャリア再生のためのコス
タスループの途中にあるＶＣＯ２に供給するチューニン
グ電圧を、同期がとれていないときはスキャンニングデ
ータによって更新がなされ、同期がとれているときはト
ラッキングデータによって微調整が行われる。

【００６７】要約すれば、異なる変調方式による被変調
波を時分割多重して伝送する階層化伝送方式において、
高階層区間の限界受信ＣＮ比以下における位相誤差の許
容範囲は狭く、許容範囲を超えるような位相誤差は他の
信号点配置との位相誤差として判断されてしまうことか
ら、高階層区間における位相誤差は低ＣＮ比では意味を
持たず、高階層区間においては位相誤差検出回路８Ａに
よる演算に基づく場合は安定した動作が期待できない
が、トラッキングデータ生成回路１５は、その演算処理
を低階層区間に限定して行うために、位相誤差の許容範
囲は広く採ることができ、高階層区間における問題は解
消する。

【００６８】また一方、フレーム同期が確立して初めて
伝送されてくる信号の変調方式、それらの時分割多重さ
れている比率などの伝送情報が受信できることから、ス
キャンニングを行っている最中においては階層毎の処理
ができない。したがって、ＣＮ比演算ブロック２０にお
いては階層化毎の処理を行わない。また、スキャンニン
グ時に受信ＣＮ比を判別することによって、高受信ＣＮ
比のときはスキャンニングステップ周波数幅を広くする
ことにより、復調用キャリアの再生が速く行えることに
つながるのである。

【００６９】これは、従来の衛星放送受信機において
は、衛星放送受信機が目標とする最低の受信ＣＮ比に対
するキャプチャーレンジから定められるのであって、受
信ＣＮ比の良否にかかわらずスキャンニングステップ周
波数幅を狭く設定されることになる。したがって、高Ｃ
Ｎ比のときにおいても狭いスキャンニングステップ周波
数幅でスキャンニングされて、復調用キャリアの再生に
時間がかかるが、本発明の実施の位置形態にかかる衛星
放送受信機では上記のように、受信ＣＮ比が良好なとき
はスキャンニングステップ周波数幅を広くされて、この
ような問題は解消する。

【００７０】次に、ＡＦＣによるスキャンニング制御と
トラッキング制御との流れを図３に示すフローチャート
によって説明すれば、ＳＹＮＣ信号が低電位、すなわち
同期が取れていないときは衛星放送受信機はスキャンニ
ングモードであって、Ｖｔカウンタステップ数変換回路
３０から出力されたＶｔカウンタステップ数がカウンタ
３１にロードされ、ロードされたＶｔカウンタステップ
数までクロックパルスを計数するまでの時間幅のスキャ
ンニングデータＥＮＡ（Ａ）が発生される。スキャンニ
ングデータＥＮＡ（Ａ）はＡＦＣコントロールＶｔ発生
カウンタ１８に入力されアップまたはダウンカウントさ
れる。

【００７１】なお、Ｕ／Ｄ（Ａ）信号によりスキャンニ
ングの方向が選択され、ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８に
て発生されたデータは加算器１３によってチューニング
データと加算され、Ｄ／Ａ変換器１４に入力される（ス
テップＳ１１）。以上のスキャンニングが判定した受信
ＣＮ比に基づくＶｔカウンタステップ数にしたがって繰
り返される（ステップＳ１２、１３、１４および１
５）。ここで、ステップＳ１２は図４によって定義され
ている。ステップＳ１２、Ｓ１３、Ｓ１４およびＳ１５
の実行中において希望信号が受信されるとフレーム同期
回路１２において受信信号から同期信号が捕捉され、デ
ータ復号が開始される。それと同時にＳＹＮＣ信号が高
電位となる（ステップＳ１３）。

【００７２】ＳＹＮＣ信号が高電位になったことによ
り、セレクタ１６および１７はスキャンニングデータＥ
ＮＡ（Ａ）およびＵ／Ｄ（Ａ）信号側からスキャンニン
グデータＥＮＡ（Ｂ）およびＵ／Ｄ（Ｂ）信号側に切り
換えられて、スキャンニングデータＥＮＡ（Ａ）および
Ｕ／Ｄ（Ａ）信号は遮断され、スキャンニング動作が停
止される。ついで、チューニングデータにトラッキング
データが加算されて周波数オフセットの微調整が行われ
トラッキングが開始され、ステップＳ１２からの実行が
繰り返される（ステップＳ１４）。

【００７３】衛星放送受信機におけるスキャンニングス
テップ周波数幅は、受信機のキャプチャーレンジに依存
している。またキャプチャーレンジも受信ＣＮ比によっ
て変化する。しかるに、本発明の実施の一形態にかかる
衛星放送受信機において、求めた受信ＣＮ比から最適な
スキャンニングステップ周波数幅が選択されることにな
って受信機のキャプチャーレンジから外れることがな
く、受信ＣＮ比に基づいて、信号受信完了までの時間を
短縮することができることになる。

【００７４】

【発明の効果】以上説明したように本発明にかかる放送
受信機によれば、受信機の検波出力のＩ、Ｑ信号データ
を演算処理することによって受信ＣＮ比を判定し、判定
した受信ＣＮ比に基づいてスキャンニングステップ周波
数幅を可変するので、受信ＣＮ比に応じた高速なＡＦＣ
による希望信号の受信が最小のスキャンニング時間で可
能となる。

【００７５】またさらに、本発明にかかる放送受信機に
よれば、低階層区間に限定した位相誤差データに基づい
てトラッキングを行うので低ＣＮ比まで復調用キャリア
を再生することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態にかかる衛星放送受信機
の構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の実施の一形態にかかる衛星放送受信機
の作用の説明に供するタイミング図である。

【図３】本発明の実施の一形態にかかる衛星放送受信機
の作用の説明に供すフローチャート図である。

【図４】本発明の実施の一形態にかかる衛星放送受信機
の作用の説明に供すフローチャート図である。

【図５】本発明の実施の一形態にかかる衛星放送受信機
における受信ＣＮ比と受信機キャプチャーレンジ、スキ
ャンニングステップ周波数幅およびＶｔカウンタステッ
プ数との関係を示す説明図である。

【図６】従来の衛星放送受信機の一部の構成を示すブロ
ック図である。

【符号の説明】

１ 直交検波回路 ２ ＶＣＯ ８Ａ 位相誤差検出回路 １２Ａ フレーム同期回路 １３ 加算器 １５ トラッキングデータ再生回路 １６および１７ セレクタ １８ ＡＦＣＶｔ発生カウンタ ２０ ＣＮ比演算ブロック ２１ 信号点配置変換テーブル ２２ 平均回路 ２３ ディレイ回路 ２４ 分散値計算回路 ２６ 比較器 ２７および３１ カウンタ ３０ Ｖｔカウンタステップ数変換回路

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】階層化されて伝送されてきた電波を受信す
   る放送受信機において、 検波された受信位相シフトキーイング信号の位相誤差を
   階層毎に求める位相誤差検出手段と、 該位相誤差検出手段によって求めた位相誤差情報に基づ
   くデータのうち、低階層区間のデータのみをトラッキン
   グ電圧に変換する電圧変換手段とを備え、 変換されたトラッキング電圧を、発振出力を復調用キャ
   リアとする電圧制御発振器に周波数制御電圧として供給
   することを特徴とする放送受信機。
2. 【請求項２】請求項１記載の放送受信機において、 検波された受信位相シフトキーイング信号の信号点配置
   に基づく受信ＣＮ比を判定する受信ＣＮ比判定手段と、 該受信ＣＮ比判定手段によって判定された受信ＣＮ比
   を、受信ＣＮ比に対して予め定めたスキャンニングステ
   ップ周波数幅に変換するスキャンニングステップ周波数
   幅変換手段と、 変換されたスキャンニングステップ周波数幅をスキャン
   ニング電圧に変換する電圧変換手段とを備え、 変換されたスキャンニング電圧を、発振出力を復調用キ
   ャリアとする電圧制御発振器に周波数制御電圧として供
   給することを特徴とする放送受信機。
3. 【請求項３】請求項２記載の放送受信機において、 受信ＣＮ比判定手段は検波された受信位相シフトキーイ
   ング信号を信号点配置データに変換する信号点配置変換
   手段と、 信号点配置データの平均値を求める平均手段と、 平均手段によって求めた平均値データと信号点配置デー
   タとから分散値を求める分散値計算手段とを備え、 分散値計算手段によって求めた分散値に基づいて受信Ｃ
   Ｎ比を判定することを特徴とする放送受信機。
4. 【請求項４】請求項３記載の放送受信機において、 受信ＣＮ比判定手段は信号点配置変換手段によって変換
   された信号点配置データを平均手段による演算期間遅延
   させる遅延手段を備え、 平均手段によって求めた平均値データと遅延手段によっ
   て遅延させた信号点配置データとに基づいて分散値計算
   手段により分散値を求めることを特徴とする放送受信
   機。
5. 【請求項５】請求項２記載の放送受信機において、 受信ＣＮ比判定手段は所定期間内において求めた分散値
   が予め定めた基準値以上であった回数を計数する計数手
   段を備え、 該計数手段による計数値に基づいて受信ＣＮ比を判定す
   ることを特徴とする放送受信機。
6. 【請求項６】請求項２記載の放送受信機において、 スキャンニングステップ周波数幅変換手段は高受信ＣＮ
   比に対して広いスキャンニングステップ周波数幅に変換
   することを特徴とする放送受信機。
7. 【請求項７】請求項２記載の放送受信機において、 スキャンニングステップ周波数幅変換手段は判定された
   受信ＣＮ比に対するスキャンニングステップ周波数幅を
   記憶した記憶手段を備えて、 判定された受信ＣＮ比を参照して判定された受信ＣＮ比
   に対するスキャンニングステップ周波数幅を記憶手段か
   ら読み出すことを特徴とする放送受信機。
8. 【請求項８】請求項２記載の放送受信機において、 受信信号からフレーム同期がとれていることが検出され
   たとき、電圧制御発振器に供給する周波数制御電圧をス
   キャンニング電圧からトラッキング電圧に切り換える選
   択手段を備えたことを特徴とする放送受信機。