JP2809157B2 - 電圧−電流変換回路 - Google Patents

電圧−電流変換回路

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JP2809157B2 JP7267391A JP26739195A JP2809157B2 JP 2809157 B2 JP2809157 B2 JP 2809157B2 JP 7267391 A JP7267391 A JP 7267391A JP 26739195 A JP26739195 A JP 26739195A JP 2809157 B2 JP2809157 B2 JP 2809157B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、電圧−電流変換回
路に関し、特に、入力電圧の極性にかかわらず同一
(正)極性の電流に変換する電圧−電流変換回路に関す
る。
【0002】
【従来の技術】従来、電圧−電流変換回路としては、実
開昭56−95748号公報、特開昭61−45314
号公報等で提案されているものがあった。特開昭61−
45314号公報で提案されている電圧−電流変換回路
を図3を参照して説明する。
【0003】図3において、抵抗R3は、一端が入力電
圧端子11に接続されるとともに、他端が差動増幅器A
1の逆相入力に接続されている。差動増幅器A1の正相
入力端子は基準電圧端子13(本実施例においては接
地)に接続されている。また、差動増幅器A1の逆相入
力は、npnトランジスタQ13のコレクタ及びベース
に接続されるとともに、npnトランジスタQ15のエ
ミッタに接続されている。トランジスタQ13のベース
は、npnトランジスタQ14のベースと共通接続さ
れ、トランジスタQ13及びトランジスタQ14にてカ
レントミラー回路を構成している。
【0004】差動増幅器A1の出力は、トランジスタQ
13、Q14のエミッタ(カレントミラーの共通端)に
接続され、トランジスタQ15のベースに接続されてい
る。トランジスタQ14のコレクタ(カレントミラーの
出力)とトランジスタQ15のコレクタが共通接続され
て出力端12に接続されている。
【0005】この絶対値電圧−電流変換回路において、
入力電圧端子11に正の入力電圧Vinが印加されると、
トランジスタQ13、Q14のカレントミラーが動作状
態となり、トランジスタQ15はベース・エミッタ接合
が逆バイアスされるため動作しない。ここで、差動増幅
器A1は、トランジスタQ13を介して負帰還がかかる
ため、トランジスタQ13のコレクタに流れる電流IC1
は、Vin/R3となる。さらに、トランジスタQ13と
トランジスタQ14はカレントミラーを構成しているた
め、トランジスタQ14のコレクタを流れる電流IC2は
IC1と等しくなり、出力電流Ioutとなる。
【0006】入力電圧端子11に負の入力電圧Vinが入
力されると、トランジスタQ15が動作状態になり、ト
ランジスタQ13、Q14が逆バイアスのため動作しな
くなる。ここで、差動増幅器A1は、トランジスタQ1
5を介して負帰還がかかるため、トランジスタQ15に
流れる電流IC3は、Vin/R3となり、出力電流Iout
となる。
【0007】以上のように、入力電圧の極性がどちらで
あっても出力電流IoutはVin/R3となるので、Vin
とIoutの関係は次式に示す通り、 Iout=|Vin|/R3・・・・(1) となる。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の電圧−電流変換回路は回路構成にオペアンプを
使用しているため種々の問題があり、好ましいものでな
かった。第1の問題点は、回路を構成する素子数が多く
なることである。すなわち、オペアンプ1つを構成する
素子の数は、十数個のトランジスタと抵抗及びコンデン
サがさらに十数個必要で合計20〜30個となり、電圧
−電流変換回路全体では、30個前後の素子が必要とな
ることである。
【0009】第2の問題点は、回路の応答速度が遅いこ
とである。すなわち、回路全体の応答速度がオペアンプ
の応答速度に左右され、このオペアンプの応答速度は、
オペアンプのゼロクロス周波数と初段トランジスタの特
性によって決まるスリューレートによる。一般に、スリ
ューレートはゼロクロス周波数が高いほど大きくなり、
オペアンプの応答が速くなる。汎用のオペアンプでは、
回路全体の応答速度はトランジスタのみで構成された回
路の1/10程度となっている。
【0010】発明は上記問題点にかんがみてなされたも
のであり、多素子数及び応答速度を改善し、少素子数で
応答の速い高集積化に適した電圧−電流変換回路の提供
を目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明の請求項1記載の電圧−電流変換回路は、入力端
子及び出力端子が共通接続された第1回路及び第二回路
からなり、第1回路は、ベースが基準電圧端子にエミッ
タが抵抗にコレクタが出力端子に接続された第1npn
トランジスタと、ベースが入力端子に接続されコレクタ
が前記第1トランジスタのコレクタとともに出力端子に
共通接続された第2npnトランジスタと、エミッタが
前記抵抗の他端にコレクタがカレントミラー回路の入力
に接続された第3pnpトランジスタと、ベースが前記
第3トランジスタのベースに、コレクタが前記カレント
ミラー回路の出力及びベースに、エミッタが前記第2ト
ランジスタのエミッタに接続された第4pnpトランジ
スタとを有し、第2回路は、前記第1回路の入力端子と
基準電圧端子とが入れ替えられた構成としてある。
【0012】また、請求項2記載の電圧−電流変換回路
は、請求項1記載の構成において、npnトランジスタ
をpnpトランジスタに、pnpトランジスタをnpn
トランジスタに置き換えた構成としてある。
【0013】上記構成からなる本発明の電圧−電流変換
回路によれば、オペアンプとトランジスタで構成してい
たフィードバックループを省き、トランジスタ6個のル
ープを2回路構成することにより、回路全体の素子数を
削減している。
【0014】
【発明の実施の形態】以下、本発明による電圧−電流変
換回路の一実施形態について図面を参照して説明する。
図1において、1は第1回路、2は第2回路で、これら
の第1回路1と第2回路2とは、入力端子3と出力端子
4とが共通接続されている。第1回路1は、ベースが基
準電圧端子(接地)5に、エミッタが抵抗R1に、コレ
クタが出力端子にそれぞれ接続された第1npnトラン
ジスタ(以下、第1トランジスタという)Q1と、ベー
スが入力端子3に接続され、コレクタが前記第1トラン
ジスタQ1のコレクタとともに出力端子4に共通接続さ
れた第2npnトランジスタ(以下、第2トランジスタ
という)Q2と、エミッタが前記抵抗R1の他端に、コ
レクタがカレントミラー回路6の入力に接続された第3
pnpトランジスタ(以下、第3トランジスタという)
Q3と、ベースが前記第3トランジスタQ3のベース
に、コレクタが前記カレントミラー回路6の出力及びベ
ースに、エミッタが前記第2トランジスタQ2のエミッ
タにそれぞれ接続された第4pnpトランジスタ(以
下、第4トランジスタという)Q4とから構成されてい
る。
【0015】また、前記カレントミラー回路6は、np
nトランジスタQ9とnpnトランジスタQ10から構
成されている。
【0016】第2回路2は、ベースが入力端子3に、エ
ミッタが抵抗R2に、コレクタが出力端子4にそれぞれ
接続された第5npnトランジスタ(以下、第5トラン
ジスタという)Q5と、ベースが基準電圧端子(接地)
7に接続され、コレクタが前記第5トランジスタQ5の
コレクタとともに出力端子4に共通接続された第6np
nトランジスタ(以下、第6トランジスタという)Q6
と、エミッタが前記抵抗R2の他端に、コレクタがカレ
ントミラー回路8の入力に接続された第7pnpトラン
ジスタ(以下、第七トランジスタという)Q7と、ベー
スが前記第7トランジスタQ7のベースに、コレクタが
前記カレントミラー回路8の出力及びベースに、エミッ
タが前記第6トランジスタQ6のエミッタに接続された
第8pnpトランジスタ(以下、第8トランジスタとい
う)Q8とから構成されている。
【0017】また、前記カレントミラー回路8は、np
nトランジスタQ11とnpnトランジスタQ12から
構成されている。
【0018】次に、本発明の電圧−電流変換回路の動作
について説明する。まず、入力端子3に正の電圧Vinを
入力した場合、Vinからみて第4トランジスタQ4のベ
ースの電位は、第2トランジスタQ2と第4トランジス
タQ4のベース−エミッタ間電圧の和である、−2×|
VBE|となる。しかしながら、第1トランジスタQ1の
ベースが接地しているため、第1トランジスタQ1のベ
ースと第4トランジスタQ4のベースとの電位差は2×
|VBE|に達しない。そのため、第1トランジスタQ1
及び第3トランジスタQ3に流れる電流は0となる。し
たがって、トランジスタQ9のコレクタには電流が流れ
ずI11=0となり、トランジスタQ9とトランジスタQ
10はカレントミラーを構成しているため、トランジス
タQ10のコレクタにも電流は流れない(I01=0)。
これにより、第1回路1の出力端9には電流は流れな
い。
【0019】一方、第2回路2は、第6トランジスタQ
6のベースからみた第8トランジスタQ8のベースの電
位は、第1回路1と同様に、−2×|VBE|となる。こ
のとき、入力端子3と第8トランジスタQ8との電位差
が、Vin+2×|VBE|となるので、抵抗R2に掛かる
電圧はVinとなる。そのため、トランジスタQ11のコ
レクタに流れる電流I12は、I12=Vin/R2となる。
また、トランジスタQ11とQ12でカレントミラー回
路8を構成しているため、トランジスタQ12のコレク
タに流れる電流I02もVin/R2となり、第2回路2の
出力端10に流れる電流は2×Vin/R2となる。した
がって、回路全体の出力電流Ioutは、Iout=2×Vin
/R2となる。
【0020】次に、入力端子3に負の電圧−Vinを入力
した場合、入力端子3を基準にとれば基準電圧端子(接
地)5、7に正の電圧Vinを印加していると考えられる
ので、正の電圧を入力端子3入力した場合と同様に考え
れば、第1回路1の出力端9に2×Vin/R1の電流が
流れ、第2回路2には電流が流れないことになる。以上
のことにより、R1=R2=Rとすれば、入力電圧が正
であっても負であっても、Ioutは以下のようになる。 Iout=2×|vin|/R・・・(2) このときのVin−Iout特性を図2に示す。
【0021】
【発明の効果】以上説明したように本発明の電圧−電流
変換回路によれば、オペアンプを使用せずにトランジス
タと抵抗のみで回路を簡素化して構成したので、少ない
素子数で回路を構成でき、ICの高集積化を可能にする
とともに、応答速度を速くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の電圧−電流変換回路の一実施例の回路
図を示す。
【図2】本発明の電圧−電流変換回路の一実施例の入出
力特性を示す。
【図3】従来の電圧−電流変換回路の回路図を示す。
【符号の説明】
1 第1回路 2 第2回路 3 入力端子 4 出力端子 5,6 基準電圧端子(接地) 7,8 カレントミラー回路 Q1,Q2,Q5,Q6,Q10,Q11,Q12 n
pnトランジスタ Q3,Q4,Q7,Q8 pnpトランジスタ R1,R2 抵抗 Vin 入力電圧 Iout 出力電流

Claims (2)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 入力端子及び出力端子が共通接続された
    第1回路及び第2回路からなり、 第1回路は、 ベースが基準電圧端子に、エミッタが抵抗に、コレクタ
    が出力端子に接続された第1npnトランジスタと、 ベースが入力端子に接続され、コレクタが前記第1トラ
    ンジスタのコレクタとともに出力端子に共通接続された
    第2npnトランジスタと、 エミッタが前記抵抗の他端に、コレクタがカレントミラ
    ー回路の入力に接続された第3pnpトランジスタと、 ベースが前記第3トランジスタのベースに、コレクタが
    前記カレントミラー回路の出力及びベースに、エミッタ
    が前記第2トランジスタのエミッタに接続された第4p
    npトランジスタとを有し、 第2回路は、前記第1回路の入力端子と基準電圧端子と
    が入れ替えられたものであることを特徴とする電圧−電
    流変換回路。
  2. 【請求項2】 npnトランジスタをpnpトランジス
    タに、pnpトランジスタをnpnトランジスタに置き
    換えた請求項1記載の電圧−電流変換回路。
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