JP2808194B2 - Ｒｃ誤差検出回路および時定数自動調整回路 - Google Patents
Ｒｃ誤差検出回路および時定数自動調整回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は，モノリシック集積回
路（以下ＩＣという）の製造プロセスにおいて生じる抵
抗の抵抗値およびキャパシタの容量（これらを単にＲお
よびＣという）の誤差を検出する回路，および外部から
与えられる電圧によって時定数を変えることのできる回
路においてＩＣプロセスによって生じるＲＣ誤差に基づ
く時定数誤差を上記ＲＣ誤差検出回路の検出出力を用い
て自動的に調整する回路に関する。
路（以下ＩＣという）の製造プロセスにおいて生じる抵
抗の抵抗値およびキャパシタの容量（これらを単にＲお
よびＣという）の誤差を検出する回路，および外部から
与えられる電圧によって時定数を変えることのできる回
路においてＩＣプロセスによって生じるＲＣ誤差に基づ
く時定数誤差を上記ＲＣ誤差検出回路の検出出力を用い
て自動的に調整する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＩＣにおいては抵抗は不純物の拡散（拡
散抵抗）等により形成され，キャパシタは基板上に薄い
酸化膜を形成しその上にメタル電極を付ける等の技術に
より作成される。拡散等のばらつき，酸化膜厚等のばら
つき等により，半導体ウエハごとにＲ，Ｃのばらつき等
が生じる。
散抵抗）等により形成され，キャパシタは基板上に薄い
酸化膜を形成しその上にメタル電極を付ける等の技術に
より作成される。拡散等のばらつき，酸化膜厚等のばら
つき等により，半導体ウエハごとにＲ，Ｃのばらつき等
が生じる。
【０００３】抵抗およびキャパシタをもつ時定数回路
（たとえばフィルタ回路や遅延回路）ではＲ，Ｃの製造
誤差（これらをΔＲ，ΔＣとする）に起因して±［（Δ
Ｒ）2 ＋（ΔＣ）2 ］1/2 の誤差が生じる。
（たとえばフィルタ回路や遅延回路）ではＲ，Ｃの製造
誤差（これらをΔＲ，ΔＣとする）に起因して±［（Δ
Ｒ）2 ＋（ΔＣ）2 ］1/2 の誤差が生じる。
【０００４】この時定数の誤差を補正するために，外部
電圧によって時定数を制御できる時定数可変回路が使用
されている。図１に示すように，この時定数可変回路50
では，ボリューム等の可変抵抗59を用いて工場出荷時等
において外部から与える電圧を調整することにより時定
数を調整していた。
電圧によって時定数を制御できる時定数可変回路が使用
されている。図１に示すように，この時定数可変回路50
では，ボリューム等の可変抵抗59を用いて工場出荷時等
において外部から与える電圧を調整することにより時定
数を調整していた。
【０００５】図２は時定数可変回路の一例としてアクテ
ィブ・フィルタを示すものである。
ィブ・フィルタを示すものである。
【０００６】このアクティブ・フィルタは伝達コンダク
タンスｇm1，ｇm2をそれぞれ有する演算増幅器51，52，
伝達コンダクタンスｇm1，ｇm2とともに時定数（カット
オフ周波数）を決定するためのコンデンサ（キャパシ
タ）Ｃ1 ，Ｃ2 ，時定数を調整するための可変ゲイン増
幅器ＧＣＡ１，ＧＣＡ２（以下単にＧＣＡ１，ＧＣＡ２
という），およびバッファ回路53，54を含んでおり，Ｉ
Ｃプロセスにより作製されている。ＧＣＡ１およびＧＣ
Ａ２のゲインＫは外付けの可変抵抗59から与えられる電
圧により調整される。
タンスｇm1，ｇm2をそれぞれ有する演算増幅器51，52，
伝達コンダクタンスｇm1，ｇm2とともに時定数（カット
オフ周波数）を決定するためのコンデンサ（キャパシ
タ）Ｃ1 ，Ｃ2 ，時定数を調整するための可変ゲイン増
幅器ＧＣＡ１，ＧＣＡ２（以下単にＧＣＡ１，ＧＣＡ２
という），およびバッファ回路53，54を含んでおり，Ｉ
Ｃプロセスにより作製されている。ＧＣＡ１およびＧＣ
Ａ２のゲインＫは外付けの可変抵抗59から与えられる電
圧により調整される。
【０００７】このアクティブ・フィルタは３つの入力端
子（それらの入力をそれぞれｖA ，ｖB およびｖC で示
す）と１つの出力端子（その出力をｖO で示す）とを備
えている。出力ｖO は次式で与えられる。ただしＫ＝１
としている。
子（それらの入力をそれぞれｖA ，ｖB およびｖC で示
す）と１つの出力端子（その出力をｖO で示す）とを備
えている。出力ｖO は次式で与えられる。ただしＫ＝１
としている。
【０００８】
【数１】 ｖO ＝（ｓ2 Ｃ1 Ｃ2 ｖC ＋ｓＣ1 ｇm2ｖB ＋ｇm1ｇm2ｖA ）／ （ｓ2 Ｃ1 Ｃ2 ＋ｓＣ1 ｇm2＋ｇm1ｇm2）‥‥式１
【０００９】入力ｖA ，ＶB およびｖC を適当に設定す
ることにより，低域通過フィルタ，高域通過フィルタお
よび帯域通過フィルタ（以下それぞれＬＰＦ，ＨＰＦお
よびＢＰＦという）を構成することができる。
ることにより，低域通過フィルタ，高域通過フィルタお
よび帯域通過フィルタ（以下それぞれＬＰＦ，ＨＰＦお
よびＢＰＦという）を構成することができる。
【００１０】たとえば，ＨＰＦは入力ｖA とｖB の端子
を接地することにより構成される。ｖC が入力となる。
ｖA ＝ｖB ＝０とすると式１から次式が得られる。
を接地することにより構成される。ｖC が入力となる。
ｖA ＝ｖB ＝０とすると式１から次式が得られる。
【００１１】
【数２】 ｖO ／ｖC ＝（Ｃ1 Ｃ2 ｓ2 ）／（ｓ2 Ｃ1 Ｃ2 ＋ｓＣ1 ｇm2＋ｇm1ｇm2） ＝ω0 2 ／［ｓ2 ＋（ω0 ／Ｑ）ｓ＋ω0 2 ］‥‥式２
【００１２】
【数３】ω0 ＝（ｇm1ｇm2／Ｃ1 Ｃ2 ）1/2 ‥‥式３
【００１３】
【数４】Ｑ＝（Ｃ2 ｇm1／Ｃ1 ｇm2）1/2 ‥‥式４
【００１４】また，ＬＰＦは入力ｖB とｖC の端子を接
地することにより構成される。ｖA が入力となる。ｖB
＝ｖC ＝０とする式１から次式が得られる。
地することにより構成される。ｖA が入力となる。ｖB
＝ｖC ＝０とする式１から次式が得られる。
【００１５】
【数５】 ｖO ／ｖA ＝（ｇm1ｇm2）／（ｓ2 Ｃ1 Ｃ2 ＋ｓＣ1 ｇm2＋ｇm1ｇm2） ＝ω0 2 ／［ｓ2 ＋（ω0 ／Ｑ）ｓ＋ω0 2 ］‥‥式５
【００１６】
【数６】ω0 ＝（ｇm1ｇm2／Ｃ1 Ｃ2 ）1/2 ‥‥式６
【００１７】
【数７】Ｑ＝（Ｃ2 ｇm1／Ｃ1 ｇm2）1/2 ‥‥式７
【００１８】ここでω0 はカットオフ角周波数，Ｑは尖
鋭度である。
鋭度である。
【００１９】各定数ｇm1，ｇm2，Ｃ1 ，Ｃ2 の設定によ
り任意の周波数特性をもつフィルタが得られることにな
る。一例として，バターワース型フィルタはＱ＝（１／
２）1/2 として各定数を決定することにより得られる。
り任意の周波数特性をもつフィルタが得られることにな
る。一例として，バターワース型フィルタはＱ＝（１／
２）1/2 として各定数を決定することにより得られる。
【００２０】しかしながらＲ（すなわちｇm1，ｇm2），
Ｃにプロセスばらつきがあると所望の周波数特性が得ら
れないことになる。
Ｃにプロセスばらつきがあると所望の周波数特性が得ら
れないことになる。
【００２１】そこで，演算増幅器51，52の出力電流をＧ
ＣＡ１，ＧＣＡ２によってそれぞれ調整することによ
り，実質的に伝達コンダクタンスｇm1，ｇm2を変化させ
てプロセスばらつきに基づく誤差を補正している。
ＣＡ１，ＧＣＡ２によってそれぞれ調整することによ
り，実質的に伝達コンダクタンスｇm1，ｇm2を変化させ
てプロセスばらつきに基づく誤差を補正している。
【００２２】ＧＣＡ１，ＧＣＡ２のゲインＫによって補
正された伝達コンダクタンスはそれぞれ，ｇ1 ＝Ｋ
ｇm1，ｇ2 ＝Ｋｇm2となる。
正された伝達コンダクタンスはそれぞれ，ｇ1 ＝Ｋ
ｇm1，ｇ2 ＝Ｋｇm2となる。
【００２３】したがって，式３または式６は次のように
修正される。
修正される。
【００２４】
【数８】 ω0 ＝（ｇ1 ｇ2 ／Ｃ1 Ｃ2 ）1/2 ＝（Ｋｇm1Ｋｇm2／Ｃ1 Ｃ2 ）1/2 ＝Ｋ（ｇm1ｇm2／Ｃ1 Ｃ2 ）1/2 ‥‥式８
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】上述のように従来の時
定数可変回路では，その製造または出荷段階で外部設定
電圧を所望の時定数が得られるように適切な値に変更す
る調整工程が必要であり，コストアップにつながってい
た。また，ＩＣプロセスにおいて殆ど不可避的に生じる
ＲＣのばらつきのために外部設定電圧と時定数との関係
が一律でなくなりこのＩＣが使いづらいという問題があ
る。これは特に，外部設定電圧により時定数の誤差を修
正するのみならず，外部設定電圧により時定数（周波数
特性）そのものを所望の値に設定して使用するＩＣにお
いて重要な問題となっている。
定数可変回路では，その製造または出荷段階で外部設定
電圧を所望の時定数が得られるように適切な値に変更す
る調整工程が必要であり，コストアップにつながってい
た。また，ＩＣプロセスにおいて殆ど不可避的に生じる
ＲＣのばらつきのために外部設定電圧と時定数との関係
が一律でなくなりこのＩＣが使いづらいという問題があ
る。これは特に，外部設定電圧により時定数の誤差を修
正するのみならず，外部設定電圧により時定数（周波数
特性）そのものを所望の値に設定して使用するＩＣにお
いて重要な問題となっている。
【００２６】この発明は，ＩＣプロセスにおいて生じる
ＲＣ誤差を検出する回路を提供することを目的とする。
ＲＣ誤差を検出する回路を提供することを目的とする。
【００２７】この発明はまた，時定数可変回路におい
て，ＲＣ誤差に基づく時定数誤差をＲＣ誤差検出回路の
検出出力を用いて自動的に調整する回路を提供すること
を目的とする。
て，ＲＣ誤差に基づく時定数誤差をＲＣ誤差検出回路の
検出出力を用いて自動的に調整する回路を提供すること
を目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】この発明によるＲＣ誤差
検出回路は，第１の充放電回路の抵抗とコンデンサがＲ
Ｃ誤差を検出すべきＩＣ内に形成され，第２の充放電回
路の抵抗とコンデンサが上記ＩＣの外部に設けられた２
つの充放電回路，および上記２つの充放電回路のＲＣ時
定数の差によって生じる充放電電圧の差電圧を検出する
回路を備えている。
検出回路は，第１の充放電回路の抵抗とコンデンサがＲ
Ｃ誤差を検出すべきＩＣ内に形成され，第２の充放電回
路の抵抗とコンデンサが上記ＩＣの外部に設けられた２
つの充放電回路，および上記２つの充放電回路のＲＣ時
定数の差によって生じる充放電電圧の差電圧を検出する
回路を備えている。
【００２９】この発明によるＲＣ誤差検出回路は，第１
の抵抗を含む第１の定電流源と，この第１の定電流源か
ら出力される電流によって充電される第１のコンデンサ
と，この第１のコンデンサの充放電を所定周期で繰返す
よう制御する第１のスイッチング回路とからなる第１の
充放電回路，第２の抵抗を有する第２の定電流源を含
み，所定の基準電圧と入力電圧との差を表わす電流を出
力する第１の差動回路と，この第１の差動回路から出力
される電流によって充電される第２のコンデンサと，こ
の第２のコンデンサの充放電を上記所定周期で上記第１
のスイッチング回路と同期して繰返すよう制御する第２
のスイッチング回路とからなる第２の充放電回路，上記
２つの充放電回路の充放電電圧の差電圧を出力し，上記
第２の充放電回路における上記第１の差動回路の上記入
力電圧としてフィードバックする第２の差動回路，およ
び上記第２の差動回路の出力差電圧を保持するホールド
・コンデンサを備え，上記第１の抵抗と第１のコンデン
サとの対か，上記第２の抵抗と第２のコンデンサの対か
のいずれか一方が，ＲＣ誤差を検出すべきＩＣ内に形成
され，他方が上記ＩＣの外部に設けられているものであ
る。
の抵抗を含む第１の定電流源と，この第１の定電流源か
ら出力される電流によって充電される第１のコンデンサ
と，この第１のコンデンサの充放電を所定周期で繰返す
よう制御する第１のスイッチング回路とからなる第１の
充放電回路，第２の抵抗を有する第２の定電流源を含
み，所定の基準電圧と入力電圧との差を表わす電流を出
力する第１の差動回路と，この第１の差動回路から出力
される電流によって充電される第２のコンデンサと，こ
の第２のコンデンサの充放電を上記所定周期で上記第１
のスイッチング回路と同期して繰返すよう制御する第２
のスイッチング回路とからなる第２の充放電回路，上記
２つの充放電回路の充放電電圧の差電圧を出力し，上記
第２の充放電回路における上記第１の差動回路の上記入
力電圧としてフィードバックする第２の差動回路，およ
び上記第２の差動回路の出力差電圧を保持するホールド
・コンデンサを備え，上記第１の抵抗と第１のコンデン
サとの対か，上記第２の抵抗と第２のコンデンサの対か
のいずれか一方が，ＲＣ誤差を検出すべきＩＣ内に形成
され，他方が上記ＩＣの外部に設けられているものであ
る。
【００３０】この発明による時定数自動調整回路は，与
えられる制御電圧により時定数が可変制御される時定数
可変回路に適用される。
えられる制御電圧により時定数が可変制御される時定数
可変回路に適用される。
【００３１】この時定数可変回路とＲＣ誤差検出回路と
が１つの半導体基板に設けられている。上記ＲＣ誤差検
出回路は，２つの充放電回路と，これらの２つの充放電
回路のＲＣ時定数の差によって生じる充放電電圧の差電
圧を表わす補正電圧を出力する差動回路とを備えてい
る。上記２つの充放電回路のいずれか一方の抵抗とコン
デンサが上記半導体基板内に形成され，他方の充放電回
路の抵抗とコンデンサが上記半導体基板の外部に設けら
れている。そして，上記補正電圧が制御回路を介して制
御電圧として上記時定数可変回路に与えられる。
が１つの半導体基板に設けられている。上記ＲＣ誤差検
出回路は，２つの充放電回路と，これらの２つの充放電
回路のＲＣ時定数の差によって生じる充放電電圧の差電
圧を表わす補正電圧を出力する差動回路とを備えてい
る。上記２つの充放電回路のいずれか一方の抵抗とコン
デンサが上記半導体基板内に形成され，他方の充放電回
路の抵抗とコンデンサが上記半導体基板の外部に設けら
れている。そして，上記補正電圧が制御回路を介して制
御電圧として上記時定数可変回路に与えられる。
【００３２】上記時定数可変回路の例としては，フィル
タ回路，遅延回路等がある。
タ回路，遅延回路等がある。
【００３３】上記時定数可変回路が周波数可変アクティ
ブ・フィルタの場合には，フィルタのカットオフ周波数
を規定する設定電圧と上記補正電圧とを入力とし，これ
ら２種類の電圧に応じた制御電圧を出力して上記周波数
可変アクティブ・フィルタに与える制御回路を設けるこ
とが好ましい。
ブ・フィルタの場合には，フィルタのカットオフ周波数
を規定する設定電圧と上記補正電圧とを入力とし，これ
ら２種類の電圧に応じた制御電圧を出力して上記周波数
可変アクティブ・フィルタに与える制御回路を設けるこ
とが好ましい。
【００３４】
【作用】この発明によるＲＣ誤差検出回路においては，
第１および第２の充放電回路のいずれか一方における抵
抗とコンデンサがＲＣ誤差を検出するＩＣ内に形成され
ているから，そのＲＣ時定数はＩＣの製造プロセスにお
いて生じるＲ誤差およびＣ誤差を反映している。他方の
充放電回路の抵抗とコンデンサはＩＣの外部に設けられ
ているからＩＣプロセスの影響を受けない。このように
して，上記２つの充放電回路の充放電電圧の差がＲＣ誤
差を表わしていることになる。
第１および第２の充放電回路のいずれか一方における抵
抗とコンデンサがＲＣ誤差を検出するＩＣ内に形成され
ているから，そのＲＣ時定数はＩＣの製造プロセスにお
いて生じるＲ誤差およびＣ誤差を反映している。他方の
充放電回路の抵抗とコンデンサはＩＣの外部に設けられ
ているからＩＣプロセスの影響を受けない。このように
して，上記２つの充放電回路の充放電電圧の差がＲＣ誤
差を表わしていることになる。
【００３５】この発明による時定数自動調整回路は与え
られる制御電圧により時定数が可変制御される時定数可
変回路に適用される。この発明は，１つの半導体ウエハ
に形成される複数の抵抗のＲのばらつきの方向は同方向
でありかつその大きさも同程度であること，同じように
１つの半導体ウエハに形成される複数のキャパシタ（コ
ンデンサ）の容量のばらつきの方向は同方向でありかつ
その大きさも同程度であることを前提としている。した
がって，上記時定数可変回路と同じ半導体基板上に上記
ＲＣ誤差検出回路が設けられる。
られる制御電圧により時定数が可変制御される時定数可
変回路に適用される。この発明は，１つの半導体ウエハ
に形成される複数の抵抗のＲのばらつきの方向は同方向
でありかつその大きさも同程度であること，同じように
１つの半導体ウエハに形成される複数のキャパシタ（コ
ンデンサ）の容量のばらつきの方向は同方向でありかつ
その大きさも同程度であることを前提としている。した
がって，上記時定数可変回路と同じ半導体基板上に上記
ＲＣ誤差検出回路が設けられる。
【００３６】上記ＲＣ誤差検出回路から出力されるＲＣ
誤差を表わす補正電圧が上記制御回路を介して上記時定
数可変回路にその制御電圧として与えられることによ
り，上記時定数可変回路のＲＣ誤差に基づく時定数誤差
が補償される。
誤差を表わす補正電圧が上記制御回路を介して上記時定
数可変回路にその制御電圧として与えられることによ
り，上記時定数可変回路のＲＣ誤差に基づく時定数誤差
が補償される。
【００３７】
【発明の効果】この発明によるＲＣ誤差検出回路による
とＩＣプロセスにおいて生じるＲＣ誤差の方向と大きさ
を表わす補正電圧が得られる。したがって，この補正電
圧は時定数可変回路においてＲＣ誤差に基づいて生じる
時定数誤差を補償するため等に有効に利用できる。
とＩＣプロセスにおいて生じるＲＣ誤差の方向と大きさ
を表わす補正電圧が得られる。したがって，この補正電
圧は時定数可変回路においてＲＣ誤差に基づいて生じる
時定数誤差を補償するため等に有効に利用できる。
【００３８】この発明による時定数自動調整回路による
と，ＩＣプロセスによって生じるＲＣ誤差に基づく時定
数可変回路の時定数誤差が自動的に補償されるので，設
計値または理論値に近い時定数を実現することができ
る。時定数可変回路の時定数調整のための工程が不要と
なるのでその分コストを下げることができる。
と，ＩＣプロセスによって生じるＲＣ誤差に基づく時定
数可変回路の時定数誤差が自動的に補償されるので，設
計値または理論値に近い時定数を実現することができ
る。時定数可変回路の時定数調整のための工程が不要と
なるのでその分コストを下げることができる。
【００３９】また，所望の時定数を外部から与える電圧
によって設定できる回路においては，ＲＣ誤差に基づく
時定数誤差を考慮せずに設定電圧の設定を行なうことが
できるので使い易いものとなる。
によって設定できる回路においては，ＲＣ誤差に基づく
時定数誤差を考慮せずに設定電圧の設定を行なうことが
できるので使い易いものとなる。
【００４０】さらにＲ，Ｃの温度変化に基づく時定数の
温度変化もＲ，Ｃ誤差に基づく時定数誤差の補償と同時
に補償されるので，周囲温度変化に起因する時定数変化
の少ない回路が実現できる。
温度変化もＲ，Ｃ誤差に基づく時定数誤差の補償と同時
に補償されるので，周囲温度変化に起因する時定数変化
の少ない回路が実現できる。
【００４１】
【実施例】図３はこの発明の実施例を示すものである。
【００４２】１つの半導体基板上に作製されたモノリシ
ックＩＣ内に時定数可変回路50とＲＣ誤差検出回路１と
が設けられている。１つの半導体ウエハに形成される複
数の抵抗のばらつきの方向（Ｒが大きくなるまたは小さ
くなる）とばらつき量はほぼ同じであると考えることが
でき，同じように１つの半導体ウエハに形成される複数
のキャパシタの容量のばらつきの方向とばらつき量はほ
ぼ同じであると考えることができる。ＲＣ誤差検出回路
１内には抵抗とキャパシタ（コンデンサ）とが含まれて
おり，そのＲＣ誤差が検出される。この検出されたＲＣ
誤差を表わす検出出力（補正電圧出力）を用いて制御回
路40により時定数可変回路50内のＲＣ誤差が補正され
る。
ックＩＣ内に時定数可変回路50とＲＣ誤差検出回路１と
が設けられている。１つの半導体ウエハに形成される複
数の抵抗のばらつきの方向（Ｒが大きくなるまたは小さ
くなる）とばらつき量はほぼ同じであると考えることが
でき，同じように１つの半導体ウエハに形成される複数
のキャパシタの容量のばらつきの方向とばらつき量はほ
ぼ同じであると考えることができる。ＲＣ誤差検出回路
１内には抵抗とキャパシタ（コンデンサ）とが含まれて
おり，そのＲＣ誤差が検出される。この検出されたＲＣ
誤差を表わす検出出力（補正電圧出力）を用いて制御回
路40により時定数可変回路50内のＲＣ誤差が補正され
る。
【００４３】ＲＣ誤差検出回路１は，２つの充放電回路
10，20と，差動増幅器２と，ホールド・コンデンサＣH
とを含んでいる。これらの充放電回路10，20にはそれぞ
れ抵抗とコンデンサが含まれている。２つの充放電回路
10，20のうちのいずれか一方の充放電回路に含まれる抵
抗とコンデンサがＩＣ内に形成され，他方の充放電回路
に含まれる抵抗とコンデンサがＩＣの外部に設けられて
いる。この実施例では，後に詳述するように，充放電回
路10の抵抗ＲA とコンデンサＣA が他の回路構成要素と
ともにＩＣ内にＩＣプロセスにより形成されており，充
放電回路20の抵抗ＲB とコンデンサＣB がＩＣの外部に
設けられ，外付けによりＩＣに接続されている。もちろ
ん，充放電回路10の抵抗ＲA とコンデンサＣA を外付け
とし，充放電回路20の抵抗ＲB とコンデンサＣB をＩＣ
内に形成してもよい。
10，20と，差動増幅器２と，ホールド・コンデンサＣH
とを含んでいる。これらの充放電回路10，20にはそれぞ
れ抵抗とコンデンサが含まれている。２つの充放電回路
10，20のうちのいずれか一方の充放電回路に含まれる抵
抗とコンデンサがＩＣ内に形成され，他方の充放電回路
に含まれる抵抗とコンデンサがＩＣの外部に設けられて
いる。この実施例では，後に詳述するように，充放電回
路10の抵抗ＲA とコンデンサＣA が他の回路構成要素と
ともにＩＣ内にＩＣプロセスにより形成されており，充
放電回路20の抵抗ＲB とコンデンサＣB がＩＣの外部に
設けられ，外付けによりＩＣに接続されている。もちろ
ん，充放電回路10の抵抗ＲA とコンデンサＣA を外付け
とし，充放電回路20の抵抗ＲB とコンデンサＣB をＩＣ
内に形成してもよい。
【００４４】充放電回路10は，リセット電源13（電源電
圧＝ＶR ），コンデンサＣA ，コンデンサＣA に充電す
るための電流を供給する定電流源12およびコンデンサＣ
A の充放電を制御するスイッチング素子11から構成され
ている。
圧＝ＶR ），コンデンサＣA ，コンデンサＣA に充電す
るための電流を供給する定電流源12およびコンデンサＣ
A の充放電を制御するスイッチング素子11から構成され
ている。
【００４５】定電流源12の一例が図４に示されている。
この定電流源12はトランジスタ14，15と，これらのトラ
ンジスタ14，15の負荷抵抗およびバイアス抵抗を兼ねる
抵抗ＲR ，ＲA と，電流ミラー16とから構成されてい
る。２つの抵抗ＲR とトランジスタ14によってトランジ
スタ15のエミッタ電位がＶCC／２に定められる。ＶCCは
電源電圧である。したがって，トランジスタ15にはＶCC
／２ＲA の電流が流れ，この電流が電流ミラー16から出
力されることになる。定電流源12の出力電流ＩA は，
この定電流源12はトランジスタ14，15と，これらのトラ
ンジスタ14，15の負荷抵抗およびバイアス抵抗を兼ねる
抵抗ＲR ，ＲA と，電流ミラー16とから構成されてい
る。２つの抵抗ＲR とトランジスタ14によってトランジ
スタ15のエミッタ電位がＶCC／２に定められる。ＶCCは
電源電圧である。したがって，トランジスタ15にはＶCC
／２ＲA の電流が流れ，この電流が電流ミラー16から出
力されることになる。定電流源12の出力電流ＩA は，
【数９】ＩA ＝ＶCC／２ＲA ‥‥式９ で与えられる。定電流源12で使用されるトランジスタの
タイプ（ｐｎｐとｎｐｎ）を交換することにより出力電
流の方向が逆になるのはいうまでもない。
タイプ（ｐｎｐとｎｐｎ）を交換することにより出力電
流の方向が逆になるのはいうまでもない。
【００４６】この充放電回路10の充放電タイミングおよ
び充放電電圧波形が図７に示されている。
び充放電電圧波形が図７に示されている。
【００４７】クロック・パルスＣＬＫによってスイッチ
ング素子11がオンとされる。これによりコンデンサＣA
に蓄えられていた負の電荷が急速に放電され，コンデン
サＣA の端子電圧ＶA はリセット電圧電源13のリセット
電圧ＶR になる。
ング素子11がオンとされる。これによりコンデンサＣA
に蓄えられていた負の電荷が急速に放電され，コンデン
サＣA の端子電圧ＶA はリセット電圧電源13のリセット
電圧ＶR になる。
【００４８】クロック・パルスＣＬＫが立下がってスイ
ッチング素子11がオフとなると，電流源12から出力され
る電流ＩA がコンデンサＣA に流入し，コンデンサＣA
が負に充電される。これによってコンデンサＣA の端子
電圧ＶA は下降していく。
ッチング素子11がオフとなると，電流源12から出力され
る電流ＩA がコンデンサＣA に流入し，コンデンサＣA
が負に充電される。これによってコンデンサＣA の端子
電圧ＶA は下降していく。
【００４９】次のクロック・パルスＣＬＫの入力によっ
てスイッチング素子11がオンとなると，コンデンサＣA
が放電され，コンデンサＣA の端子電圧ＶA はリセット
電圧ＶR に戻る。上記の動作がクロック・パルスＣＬＫ
の周期で繰返されていく。コンデンサＣAの端子電圧Ｖ
A は差動増幅器２の正入力端子に与えられる。
てスイッチング素子11がオンとなると，コンデンサＣA
が放電され，コンデンサＣA の端子電圧ＶA はリセット
電圧ＶR に戻る。上記の動作がクロック・パルスＣＬＫ
の周期で繰返されていく。コンデンサＣAの端子電圧Ｖ
A は差動増幅器２の正入力端子に与えられる。
【００５０】充放電回路20は，リセット電源23（電源電
圧ＶR），コンデンサＣB ，コンデンサＣB に充電する
ための電流源22およびコンデンサＣB の充放電を制御す
るためのスイッチング素子21から構成されている。コン
デンサＣB はＩＣの外部に設けられている。スイッチン
グ素子21はスイッチング素子11を制御するものと同じク
ロック・パルスＣＬＫによりオン，オフ制御される。充
放電回路20の充放電動作は充放電回路10の充放電動作と
基本的に同じであり，コンデンサＣB の端子電圧ＶB の
変化の様子が図７に示されている。
圧ＶR），コンデンサＣB ，コンデンサＣB に充電する
ための電流源22およびコンデンサＣB の充放電を制御す
るためのスイッチング素子21から構成されている。コン
デンサＣB はＩＣの外部に設けられている。スイッチン
グ素子21はスイッチング素子11を制御するものと同じク
ロック・パルスＣＬＫによりオン，オフ制御される。充
放電回路20の充放電動作は充放電回路10の充放電動作と
基本的に同じであり，コンデンサＣB の端子電圧ＶB の
変化の様子が図７に示されている。
【００５１】コンデンサＣB の端子電圧ＶB が差動増幅
器２の負入力端子に与えられる。差動増幅器２の出力電
圧ＶO はコンデンサＣH にホールドされるとともに，充
放電回路20の電流源22にフィードバックされる。これに
より，２つの充放電回路10と20の出力電圧ＶA とＶB の
差が零になるような電圧ＶO が得られることになる。
器２の負入力端子に与えられる。差動増幅器２の出力電
圧ＶO はコンデンサＣH にホールドされるとともに，充
放電回路20の電流源22にフィードバックされる。これに
より，２つの充放電回路10と20の出力電圧ＶA とＶB の
差が零になるような電圧ＶO が得られることになる。
【００５２】電流源22の構成例が図５に示されている。
この電流源22は２つの同じ値の電流Ｉb を発生する定電
流源30と，これらの電流Ｉb によって駆動される差動回
路と，電流ミラー33とから構成されている。差動回路
は，一方の電流Ｉb が流入するトランジスタ31と，他方
の電流Ｉb が流入するトランジスタ32と，これらのトラ
ンジスタ31と32のエミッタ間に接続された抵抗ＲC とか
ら構成されている。一方のトランジスタ31のベースに基
準電圧ＶC が印加され，他方のトランジスタ32のベース
に差動増幅器２の出力電圧ＶO が印加される。抵抗ＲC
にはこれらの電圧の差，
この電流源22は２つの同じ値の電流Ｉb を発生する定電
流源30と，これらの電流Ｉb によって駆動される差動回
路と，電流ミラー33とから構成されている。差動回路
は，一方の電流Ｉb が流入するトランジスタ31と，他方
の電流Ｉb が流入するトランジスタ32と，これらのトラ
ンジスタ31と32のエミッタ間に接続された抵抗ＲC とか
ら構成されている。一方のトランジスタ31のベースに基
準電圧ＶC が印加され，他方のトランジスタ32のベース
に差動増幅器２の出力電圧ＶO が印加される。抵抗ＲC
にはこれらの電圧の差，
【数１０】ΔＶ＝ＶC −ＶO ‥‥式10 に応じた電流ΔＶ／ＲC が流れる。
【００５３】電流ミラー33は，トランジスタ31に接続さ
れた一方のトランジスタ33ａと他方のトランジスタ33ｂ
とから構成されている。トランジスタ33ａに流れる電流
はＩb −ΔＶ／ＲC となるので，電流ミラー33の出力電
流ＩB もこれに等しい値の電流となる。
れた一方のトランジスタ33ａと他方のトランジスタ33ｂ
とから構成されている。トランジスタ33ａに流れる電流
はＩb −ΔＶ／ＲC となるので，電流ミラー33の出力電
流ＩB もこれに等しい値の電流となる。
【００５４】
【数１１】ＩB ＝Ｉb −ΔＶ／ＲC ‥‥式11
【００５５】定電流源30の構成例が図６に示されてい
る。この定電流源30は基本的には図４に示す定電流源12
と同じ構成であり，２つのバイアス抵抗ＲR と，２つの
トランジスタ24，25と，出力電流値を定める抵抗Ｒ
B と，２出力電流ミラー26とから構成されている。抵抗
ＲB はＩＣの外部に設けられている。２出力電流ミラー
26は２つの同じ値の電流を出力するためである。この定
電流源30の出力電流Ｉb は次式で与えられる。
る。この定電流源30は基本的には図４に示す定電流源12
と同じ構成であり，２つのバイアス抵抗ＲR と，２つの
トランジスタ24，25と，出力電流値を定める抵抗Ｒ
B と，２出力電流ミラー26とから構成されている。抵抗
ＲB はＩＣの外部に設けられている。２出力電流ミラー
26は２つの同じ値の電流を出力するためである。この定
電流源30の出力電流Ｉb は次式で与えられる。
【００５６】
【数１２】Ｉb ＝ＶCC／２ＲB ‥‥式12
【００５７】上述のように，充放電回路10における抵抗
ＲA とコンデンサＣA はＩＣ内にＩＣプロセスにより作
製されている。充放電回路20における抵抗ＲB とコンデ
ンサＣB は外付けであり，ＩＣプロセスの影響を受けな
い。したがって，抵抗ＲB とコンデンサＣB とを基準と
した場合に，ＩＣプロセスにより生じる抵抗ＲA とコン
デンサＣA におけるＲ，Ｃ誤差は，これらの充放電回路
10と20における時定数の差として現われ，それは図７に
示すようにコンデンサＣA とＣB の端子電圧ＶA とＶB
の差として現われる。
ＲA とコンデンサＣA はＩＣ内にＩＣプロセスにより作
製されている。充放電回路20における抵抗ＲB とコンデ
ンサＣB は外付けであり，ＩＣプロセスの影響を受けな
い。したがって，抵抗ＲB とコンデンサＣB とを基準と
した場合に，ＩＣプロセスにより生じる抵抗ＲA とコン
デンサＣA におけるＲ，Ｃ誤差は，これらの充放電回路
10と20における時定数の差として現われ，それは図７に
示すようにコンデンサＣA とＣB の端子電圧ＶA とＶB
の差として現われる。
【００５８】抵抗ＲA とコンデンサＣA においてＩＣプ
ロセスによる生じるＲ，Ｃ誤差を次に定量的に説明す
る。
ロセスによる生じるＲ，Ｃ誤差を次に定量的に説明す
る。
【００５９】クロック・パルスＣＬＫの一周期内におい
て，充放電回路10，20におけるコンデンサＣA ，ＣB の
端子電圧ＶA ，ＶB の時間変化は次式で表わされる。ｔ
は時間を表わす。
て，充放電回路10，20におけるコンデンサＣA ，ＣB の
端子電圧ＶA ，ＶB の時間変化は次式で表わされる。ｔ
は時間を表わす。
【００６０】
【数１３】ＶA ＝ＶR −（ＩA ／ＣA ）ｔ‥‥式13
【００６１】
【数１４】ＶB ＝ＶR −（ＩB ／ＣB ）ｔ‥‥式14
【００６２】また，差動増幅器２の伝達コンダクタンス
をｇとした場合に，この差動増幅器２の出力電圧ＶO は
次式で与えられる。
をｇとした場合に，この差動増幅器２の出力電圧ＶO は
次式で与えられる。
【００６３】
【数１５】 ＶO ＝［ｇ（ＶA −ＶB ）／ＣH ］ｔ‥‥式15
【００６４】式15に式13および式14を代入し，さらに式
13，14のＩA ，ＩB の値として式９，式11および12を用
いると次のようになる。
13，14のＩA ，ＩB の値として式９，式11および12を用
いると次のようになる。
【００６５】
【数１６】 ＶO ＝ｇＶCC［（１／２ＲB ＣB ＣH ）−（１／２ＲA ＣA ＣH ）］ｔ2 −ｇΔＶ（１／ＲC ＣB ＣH ）ｔ2 ‥‥式16
【００６６】式16に式10を代入し，ΔＶについて導くと
次式が得られる。
次式が得られる。
【００６７】
【数１７】 ΔＶ＝ＶC ／｛１−［ｇ／（ＣH ＣB ＲC ）］ｔ2 ｝ −（ｇＶCC／２ＣH ）［（１／ＣB ＲB ）−（１／ＣA ＲA ）］ｔ2 ／ ［１−（ｇ／ＣH ＣB ＲC ）ｔ2 ］‥‥式17
【００６８】ｔを∞とすると，最終的には
【数１８】 ΔＶ＝（ＶCC／２）［（ＲC ／ＲB ）−ＣB ＲC ／ＣA ＲA ）］‥‥式18 となる。
【００６９】ＲB ，ＣB を基準として，
【数１９】ＲB ＝ＲO ‥‥式19
【数２０】ＣB ＝ＣO ‥‥式20 と置く。ＩＣ製造プロセスにおいて生じるＲ，Ｃ誤差を
それぞれα，βとすると，ＲA ，ＣA は次式で与えられ
る。
それぞれα，βとすると，ＲA ，ＣA は次式で与えられ
る。
【００７０】
【数２１】ＲA ＝αＲO ‥‥式21
【００７１】
【数２２】ＣA ＝βＲO ‥‥式22
【００７２】式19〜式22を用いると，式18は次のように
なる。
なる。
【００７３】
【数２３】 ΔＶ＝（ＶCC／２）（ＲC ／ＲO ）［１−（１／αβ）］‥‥式23
【００７４】式23から電圧ΔＶにＩＣプロセスにおいて
生じるＲ，Ｃ誤差が含まれ，この誤差が検出できること
が理解できよう。
生じるＲ，Ｃ誤差が含まれ，この誤差が検出できること
が理解できよう。
【００７５】図３において，差動増幅器３においてΔＶ
＝ＶC −ＶO の演算が行なわれ，補正電圧ΔＶが出力さ
れる。ここで差動増幅器３のゲインを１に設定してい
る。
＝ＶC −ＶO の演算が行なわれ，補正電圧ΔＶが出力さ
れる。ここで差動増幅器３のゲインを１に設定してい
る。
【００７６】時定数可変回路50の時定数をτm ，この時
定数τm を規定する抵抗成分，容量成分をそれぞれ
Ｒm ，Ｃm とする。
定数τm を規定する抵抗成分，容量成分をそれぞれ
Ｒm ，Ｃm とする。
【００７７】
【数２４】τm ＝１／Ｒm Ｃm ‥‥式24
【００７８】このＲm ，Ｃm にもＩＣ製造プロセスによ
る誤差が含まれており，その誤差は誤差検出回路１に含
まれる抵抗ＲA およびＣA の誤差α，βと等しいと考え
ることができる。したがって，時定数可変回路50におけ
る時定数の理論値をτ0 ，抵抗成分，容量成分の理論値
をそれぞれＲm0，Ｃm0とすると，次式が成立つ。
る誤差が含まれており，その誤差は誤差検出回路１に含
まれる抵抗ＲA およびＣA の誤差α，βと等しいと考え
ることができる。したがって，時定数可変回路50におけ
る時定数の理論値をτ0 ，抵抗成分，容量成分の理論値
をそれぞれＲm0，Ｃm0とすると，次式が成立つ。
【００７９】
【数２５】 τm ＝１／Ｒm Ｃm ＝１／αＲm0βＣm0＝（１／αβ）（１／Ｒm0Ｃm0） ＝（１／αβ）τ0 ‥‥式25
【００８０】一方，補正電圧ΔＶは制御回路40によって
ゲインＧC倍されて時定数可変回路50に与えられる。時
定数可変回路50の時定数τm は制御回路40から与えられ
る電圧によって次式にしたがって変化するものとする。
ゲインＧC倍されて時定数可変回路50に与えられる。時
定数可変回路50の時定数τm は制御回路40から与えられ
る電圧によって次式にしたがって変化するものとする。
【００８１】
【数２６】τm ＝τ0 （１＋ＧC ΔＶ）‥‥式26
【００８２】式25および式26により，
【数２７】 ΔＶ＝（１／ＧC ）［（１／αβ）−１］‥‥式27 が得られる。
【００８３】式23と式27からα，βを消去すれば次式が
得られる。
得られる。
【００８４】
【数２８】 ＧC ＝−１／［（ＶCC／２）（ＲC ／Ｒ0）］‥‥式28
【００８５】ゲインＧを式28を満足するように定めるこ
とにより，時定数可変回路50における時定数が自動的に
理論値に等しくなるように調整されることが理解されよ
う。
とにより，時定数可変回路50における時定数が自動的に
理論値に等しくなるように調整されることが理解されよ
う。
【００８６】図８および図９はそれぞれ充放電回路10お
よび20の具体的構成例を示すものである。
よび20の具体的構成例を示すものである。
【００８７】これらの図において，スイッチング素子1
1，21はトランジスタによってそれぞれ実現されてい
る。また，リセット電圧ＶR は電源電圧ＶCCに設定され
ている。電流源12および30はそれぞれ図４および図６に
示すものが用いられる。
1，21はトランジスタによってそれぞれ実現されてい
る。また，リセット電圧ＶR は電源電圧ＶCCに設定され
ている。電流源12および30はそれぞれ図４および図６に
示すものが用いられる。
【００８８】クロック・パルスＣＬＫとして図10に示す
ように，ＬレベルがＶR1でＨレベルがＶR2のパルスがト
ランジスタ11，21にそれぞれ入力し，これらのトランジ
スタが制御される。コンデンサＣA ，ＣB はそれぞれ電
圧ＶR2−ＶBEとＶR1−ＶBEの間で充放電を繰返すことに
なる。ここでＶBEはスイッチング・トランジスタ11，12
のベース／エミッタ間電圧である。このような構成にす
ることにより，たとえば画像処理装置で用いられるクラ
ンプ・パルス（その周期は１水平走査期間１Ｈに等し
い）のような周期の長いパルスをクロック・パルスとし
て用いれば図７または図10に示すような充放電波形を得
ることができる。すなわち，トランジスタ11，21は電圧
ＶR1を下限電位とするリミッタを兼ねている。
ように，ＬレベルがＶR1でＨレベルがＶR2のパルスがト
ランジスタ11，21にそれぞれ入力し，これらのトランジ
スタが制御される。コンデンサＣA ，ＣB はそれぞれ電
圧ＶR2−ＶBEとＶR1−ＶBEの間で充放電を繰返すことに
なる。ここでＶBEはスイッチング・トランジスタ11，12
のベース／エミッタ間電圧である。このような構成にす
ることにより，たとえば画像処理装置で用いられるクラ
ンプ・パルス（その周期は１水平走査期間１Ｈに等し
い）のような周期の長いパルスをクロック・パルスとし
て用いれば図７または図10に示すような充放電波形を得
ることができる。すなわち，トランジスタ11，21は電圧
ＶR1を下限電位とするリミッタを兼ねている。
【００８９】図11はこの発明によるＲＣ誤差検出回路お
よび時定数自動調整回路を周波数可変型アクティブ・フ
ィルタに適用した実施例を示すものである。この図にお
いて，図２および図３に示すものと同一物には同一符号
を付し説明を省略する。また，図７または図10に示す波
形図がそのままあてはまる。
よび時定数自動調整回路を周波数可変型アクティブ・フ
ィルタに適用した実施例を示すものである。この図にお
いて，図２および図３に示すものと同一物には同一符号
を付し説明を省略する。また，図７または図10に示す波
形図がそのままあてはまる。
【００９０】アクティブ・フィルタは上述のように３つ
の入力端子（ｖA ，ｖB ，ｖC ）を適当に設定すること
によりＨＰＦ，ＬＰＦおよびＢＰＦを構成することがで
きる。この実施例の周波数可変型アクティブ・フィルタ
は，これらのフィルタにおけるカットオフ周波数を外部
から与える設定電圧ＶS によって任意に設定することが
できる。
の入力端子（ｖA ，ｖB ，ｖC ）を適当に設定すること
によりＨＰＦ，ＬＰＦおよびＢＰＦを構成することがで
きる。この実施例の周波数可変型アクティブ・フィルタ
は，これらのフィルタにおけるカットオフ周波数を外部
から与える設定電圧ＶS によって任意に設定することが
できる。
【００９１】すなわち，制御回路40は，周波数可変型ア
クティブ・フィルタのカットオフ周波数を設定周波数に
一致するように制御するとともに，ＩＣプロセスにより
生じるＲＣ誤差によるカットオフ周波数のばらつきを補
償する働きをする。
クティブ・フィルタのカットオフ周波数を設定周波数に
一致するように制御するとともに，ＩＣプロセスにより
生じるＲＣ誤差によるカットオフ周波数のばらつきを補
償する働きをする。
【００９２】ＩＣ回路の外部に可変抵抗43が設けられ，
この可変抵抗43によって設定電圧ＶS が設定される。設
定電圧ＶS は差動増幅器41の正入力端子に与えられる。
差動増幅器41の負入力端子には基準電圧ＥR が与えられ
ている。差動増幅器41から差電圧ＶS −ＥR に比例した
電圧が出力され，差動増幅器42の正入力端子に与えられ
る。
この可変抵抗43によって設定電圧ＶS が設定される。設
定電圧ＶS は差動増幅器41の正入力端子に与えられる。
差動増幅器41の負入力端子には基準電圧ＥR が与えられ
ている。差動増幅器41から差電圧ＶS −ＥR に比例した
電圧が出力され，差動増幅器42の正入力端子に与えられ
る。
【００９３】差動増幅器42の負入力端子にはＲＣ誤差検
出回路１から出力される補正電圧ΔＶが与えられてい
る。差動増幅器42は，差動増幅器41の出力電圧と補正電
圧ΔＶとの差をゲインＧC 倍して出力し，その出力電圧
をＧＣＡ１およびＧＣＡ２に与える。これにより，式８
にしたがってカットオフ周波数が自動調整される。
出回路１から出力される補正電圧ΔＶが与えられてい
る。差動増幅器42は，差動増幅器41の出力電圧と補正電
圧ΔＶとの差をゲインＧC 倍して出力し，その出力電圧
をＧＣＡ１およびＧＣＡ２に与える。これにより，式８
にしたがってカットオフ周波数が自動調整される。
【００９４】このようにして，ＩＣプロセスにおいて生
じるＲＣのばらつきにかかわらず，設定した電圧ＶS に
よって規定されるカットオフ周波数をもつフィルタが得
られるので，使い勝手が非常によいものとなる。
じるＲＣのばらつきにかかわらず，設定した電圧ＶS に
よって規定されるカットオフ周波数をもつフィルタが得
られるので，使い勝手が非常によいものとなる。
【図１】時定数可変回路における従来の時定数調整方法
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図２】アクティブ・フィルタにおける従来のカットオ
フ周波数調整方法を示す回路図である。
フ周波数調整方法を示す回路図である。
【図３】この発明によるＲＣ誤差検出回路および時定数
自動調整回路の構成を示す回路図である。
自動調整回路の構成を示す回路図である。
【図４】一方の充放電回路における定電流源の具体的構
成例を示す回路図である。
成例を示す回路図である。
【図５】他方の充放電回路における電流源の具体的構成
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
【図６】図５における電流源で用いられる定電流源の具
体的構成を示す回路図である。
体的構成を示す回路図である。
【図７】クロック・パルスおよび充放電電圧波形を示す
波形図である。
波形図である。
【図８】一方の充放電回路の具体例を示す回路図であ
る。
る。
【図９】他方の充放電回路の具体例を示す回路図であ
る。
る。
【図１０】図８および図９に示す充放電回路におけるク
ロック・パルスおよび充放電電圧波形を示す波形図であ
る。
ロック・パルスおよび充放電電圧波形を示す波形図であ
る。
【図１１】この発明を周波数可変型アクティブ・フィル
タに適用した実施例を示す回路図である。
タに適用した実施例を示す回路図である。
１ ＲＣ誤差検出回路 ２，３ 差動増幅器 10，20 充放電回路 11，21 スイッチング素子 12，30 定電流源 22 電流源 31，32 差動回路を構成するトランジスタ ＲA ＩＣ内の抵抗 ＲB 外付けの抵抗 ＲC 差動回路を構成する抵抗 ＣA ＩＣ内のコンデンサ ＣB 外付けのコンデンサ ＣH ホールド・コンデンサ
Claims (4)
- 【請求項１】 第１の充放電回路の抵抗とコンデンサが
ＲＣ誤差を検出すべきＩＣ内に形成され，第２の充放電
回路の抵抗とコンデンサが上記ＩＣの外部に設けられた
２つの充放電回路，および上記２つの充放電回路のＲＣ
時定数の差によって生じる充放電電圧の差電圧を検出す
る回路，を備えたＲＣ誤差検出回路。 - 【請求項２】 第１の抵抗を含む第１の定電流源と，こ
の第１の定電流源から出力される電流によって充電され
る第１のコンデンサと，この第１のコンデンサの充放電
を所定周期で繰返すよう制御する第１のスイッチング回
路とからなる第１の充放電回路，第２の抵抗を有する第
２の定電流源を含み，所定の基準電圧と入力電圧との差
を表わす電流を出力する第１の差動回路と，この第１の
差動回路から出力される電流によって充電される第２の
コンデンサと，この第２のコンデンサの充放電を上記所
定周期で上記第１のスイッチング回路と同期して繰返す
よう制御する第２のスイッチング回路とからなる第２の
充放電回路，上記２つの充放電回路の充放電電圧の差電
圧を出力し，上記第２の充放電回路における上記第１の
差動回路の上記入力電圧としてフィードバックする第２
の差動回路，および上記第２の差動回路の出力差電圧を
保持するホールド・コンデンサを備え，上記第１の抵抗
と第１のコンデンサとの対か，上記第２の抵抗と第２の
コンデンサの対かのいずれか一方が，ＲＣ誤差を検出す
べきＩＣ内に形成され，他方が上記ＩＣの外部に設けら
れている，ＲＣ誤差検出回路。 - 【請求項３】 与えられる制御電圧により時定数が可変
制御される時定数可変回路と，ＲＣ誤差検出回路とが１
つの半導体基板に設けられており，上記ＲＣ誤差検出回
路は，２つの充放電回路と，これらの２つの充放電回路
のＲＣ時定数の差によって生じる充放電電圧の差電圧を
表わす補正電圧を出力する差動回路とを備え，上記２つ
の充放電回路のいずれか一方の抵抗とコンデンサが上記
半導体基板内に形成され，他方の充放電回路の抵抗とコ
ンデンサが上記半導体基板の外部に設けられており，上
記補正電圧が制御回路を介して制御電圧として上記時定
数可変回路に与えられる時定数自動調整回路。 - 【請求項４】 上記時定数可変回路が周波数可変アクテ
ィブ・フィルタであり，上記制御回路が，フィルタのカ
ットオフ周波数を規定する設定電圧と上記補正電圧とを
入力とし，これら２種類の電圧に応じた制御電圧を出力
して上記周波数可変アクティブ・フィルタに与えるもの
である，請求項３に記載の時定数自動調整回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10350391A JP2808194B2 (ja) | 1991-04-10 | 1991-04-10 | Ｒｃ誤差検出回路および時定数自動調整回路 |
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|---|---|---|---|
| JP10350391A JP2808194B2 (ja) | 1991-04-10 | 1991-04-10 | Ｒｃ誤差検出回路および時定数自動調整回路 |
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| JPH04347918A JPH04347918A (ja) | 1992-12-03 |
| JP2808194B2 true JP2808194B2 (ja) | 1998-10-08 |
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|---|
| JP5665571B2 (ja) * | 2011-01-28 | 2015-02-04 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体集積回路およびその動作方法 |
-
1991
- 1991-04-10 JP JP10350391A patent/JP2808194B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04347918A (ja) | 1992-12-03 |
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