JP2805753B2 - 集積化能動フィルタ - Google Patents
集積化能動フィルタInfo
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- JP2805753B2 JP2805753B2 JP63092689A JP9268988A JP2805753B2 JP 2805753 B2 JP2805753 B2 JP 2805753B2 JP 63092689 A JP63092689 A JP 63092689A JP 9268988 A JP9268988 A JP 9268988A JP 2805753 B2 JP2805753 B2 JP 2805753B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、例えば民生用ビデオ機器に使用して好適な
モノリシックIC化の可能な集積化能動フィルタに関す
る。
モノリシックIC化の可能な集積化能動フィルタに関す
る。
本発明は例えば民生用ビデオ機器に使用して好適なモ
ノリシックIC化の可能な集積化能動フィルタであって、
積分器より成り入力信号を濾波して出力信号を得る信号
処理用フィルタと、所定周波数の１次参照信号を生成す
る参照信号発生回路と、その積分器と同じ特性の積分器
より成りその１次参照信号を濾波して２次参照信号を得
る参照用フィルタと、それら１次参照信号と２次参照信
号との位相差が一定の値になる用にそれら各積分器の利
得を調整する遮断周波数制御回路とより構成され、遮断
周波数がその所定周波数である集積化能動フィルタにお
いて、積分器の中の位相遅れ補償用の容量を調整するこ
とにより信号処理用フィルタの遮断周波数での利得を所
定値に設定する利得制御回路を設けることにより、遮断
周波数を高く設定しても遮断周波数近傍での利得の誤差
が減少する様にしたものである。
ノリシックIC化の可能な集積化能動フィルタであって、
積分器より成り入力信号を濾波して出力信号を得る信号
処理用フィルタと、所定周波数の１次参照信号を生成す
る参照信号発生回路と、その積分器と同じ特性の積分器
より成りその１次参照信号を濾波して２次参照信号を得
る参照用フィルタと、それら１次参照信号と２次参照信
号との位相差が一定の値になる用にそれら各積分器の利
得を調整する遮断周波数制御回路とより構成され、遮断
周波数がその所定周波数である集積化能動フィルタにお
いて、積分器の中の位相遅れ補償用の容量を調整するこ
とにより信号処理用フィルタの遮断周波数での利得を所
定値に設定する利得制御回路を設けることにより、遮断
周波数を高く設定しても遮断周波数近傍での利得の誤差
が減少する様にしたものである。
民生用ビデオ機器の普及に伴い、これらの機器をより
小型化して低価格化するために能動フィルタをモノリシ
ックIC化することが研究されている。この場合、モノリ
シック化するためにはコイルを用いた能動フィルタでは
不都合であるため、能動RCフィルタが研究の対象となっ
ている。この様なモノリシックIC化の可能な能動RCフィ
ルタの一例として、本発明者を含む研究者によって電子
情報通信学会論文誌C Vol.J70−C No.9 pp.1247〜1254
（1987年９月）において、積分器を用いた集積化能動フ
ィルタが提案されている。
小型化して低価格化するために能動フィルタをモノリシ
ックIC化することが研究されている。この場合、モノリ
シック化するためにはコイルを用いた能動フィルタでは
不都合であるため、能動RCフィルタが研究の対象となっ
ている。この様なモノリシックIC化の可能な能動RCフィ
ルタの一例として、本発明者を含む研究者によって電子
情報通信学会論文誌C Vol.J70−C No.9 pp.1247〜1254
（1987年９月）において、積分器を用いた集積化能動フ
ィルタが提案されている。
第４図はその従来の積分器を用いた集積化能動フィル
タを全体と示し、その第４図において、（１）は周波数
ｆの入力信号Sinが供給される入力端子、（２）は信号
処理用フィルタ、（３）は入力信号Sinを濾波して得ら
れた出力信号Soutの出力される出力端子である。ここで
信号処理用フィルタ（２）は積分器（７）及び２個の積
分器（８）とより成る３次ローパスフィルタとされてい
る。
タを全体と示し、その第４図において、（１）は周波数
ｆの入力信号Sinが供給される入力端子、（２）は信号
処理用フィルタ、（３）は入力信号Sinを濾波して得ら
れた出力信号Soutの出力される出力端子である。ここで
信号処理用フィルタ（２）は積分器（７）及び２個の積
分器（８）とより成る３次ローパスフィルタとされてい
る。
また、（４）は周波数f0の１次参照信号Vrefを生成す
る参照信号発生回路、（５）はその１次参照信号Vrefを
濾波して２次参照信号Vref′を得る参照用フィルタ、
（６）は遮断周波数制御回路である。この参照用フィル
タ（５）は信号処理用フィルタ（２）を構成する積分器
（８）と同じ構造及び特性を有する２個の積分器（８）
より成る２次ローパスフィルタである。また、遮断周波
数制御回路（６）はアナログ乗算器より成る位相比較器
（９）、ループフィルタ（10）及びバイアス回路（11）
より構成され、その位相比較器（９）の２つの入力端子
には夫々１次参照信号と２次参照信号とが供給されてい
る。更に、ループフィルタ（10）の遮断周波数はその１
次参照信号の周波数f0に対して1/1000程度以下に設定さ
れ、ループフィルタ（10）からは１次参照信号Verfと２
次参照信号Vref′との位相差が90゜の時に０となる信号
が出力されバイアス回路（11）はそのループフィルタ
（10）の出力信号が０となる様にその出力電圧である制
御電圧VCを増減して各積分器（７），（８）の制御電圧
入力端子（16）に供給する。
る参照信号発生回路、（５）はその１次参照信号Vrefを
濾波して２次参照信号Vref′を得る参照用フィルタ、
（６）は遮断周波数制御回路である。この参照用フィル
タ（５）は信号処理用フィルタ（２）を構成する積分器
（８）と同じ構造及び特性を有する２個の積分器（８）
より成る２次ローパスフィルタである。また、遮断周波
数制御回路（６）はアナログ乗算器より成る位相比較器
（９）、ループフィルタ（10）及びバイアス回路（11）
より構成され、その位相比較器（９）の２つの入力端子
には夫々１次参照信号と２次参照信号とが供給されてい
る。更に、ループフィルタ（10）の遮断周波数はその１
次参照信号の周波数f0に対して1/1000程度以下に設定さ
れ、ループフィルタ（10）からは１次参照信号Verfと２
次参照信号Vref′との位相差が90゜の時に０となる信号
が出力されバイアス回路（11）はそのループフィルタ
（10）の出力信号が０となる様にその出力電圧である制
御電圧VCを増減して各積分器（７），（８）の制御電圧
入力端子（16）に供給する。
ここで、第４図例に使用されている従来の積分器
（８）の構成を第５図に示す。この第５図における端子
（13），（14），（15），（16）は第４図に代表的に示
した端子（13），（14），（15），（16）に夫々対応し
ている。
（８）の構成を第５図に示す。この第５図における端子
（13），（14），（15），（16）は第４図に代表的に示
した端子（13），（14），（15），（16）に夫々対応し
ている。
第５図において、端子（12），（13），（14），（1
6）には夫々正側電源電圧Vcc（＝5V）、入力電圧V+、入
力電圧V-、制御電圧VCが印加されており、端子（15）か
らは出力電圧V0が後続の回路に出力されている。また、
R1〜R14は夫々抵抗器、Q1〜Q6,Q9〜Q14,Q17〜Q22は夫々
NPNトランジスタ、Q7,Q8,Q15,Q16,Q23,Q24は夫々PNPト
ランジスタである。また、端子（17）及び（18）の間に
は外付け抵抗器（19）（抵抗値RE）が接続され、端子
（20）及び（21）の間には補償用コンデンサ（22）（容
量値CC）が接続されている。ここで、第５図に破線で示
してある（23）及び（24）は夫々トランジスタQ1及びQ2
のコレクタ・サブストレート間容量（容量値CS）を示
す。更に、（25）はモノリシックIC上にMOS構造で形成
した積分用コンデンサ（容量値CL）を示している。
6）には夫々正側電源電圧Vcc（＝5V）、入力電圧V+、入
力電圧V-、制御電圧VCが印加されており、端子（15）か
らは出力電圧V0が後続の回路に出力されている。また、
R1〜R14は夫々抵抗器、Q1〜Q6,Q9〜Q14,Q17〜Q22は夫々
NPNトランジスタ、Q7,Q8,Q15,Q16,Q23,Q24は夫々PNPト
ランジスタである。また、端子（17）及び（18）の間に
は外付け抵抗器（19）（抵抗値RE）が接続され、端子
（20）及び（21）の間には補償用コンデンサ（22）（容
量値CC）が接続されている。ここで、第５図に破線で示
してある（23）及び（24）は夫々トランジスタQ1及びQ2
のコレクタ・サブストレート間容量（容量値CS）を示
す。更に、（25）はモノリシックIC上にMOS構造で形成
した積分用コンデンサ（容量値CL）を示している。
この場合、第５図例の積分器の伝達関数T0（ｓ）は となる。式（１）において、ｓはｊω（ωは入力信号Si
nの角周波数）、IEはトランジスタQ14のエミッタ電流、
IDはトランジスタQ12及びQ13のエミッタ電流、reはトラ
ンジスタQ1及びQ2の等価エミッタ抵抗、τＰはPNPトラ
ンジスタQ7及びQ8の位相遅れ時定数である。
nの角周波数）、IEはトランジスタQ14のエミッタ電流、
IDはトランジスタQ12及びQ13のエミッタ電流、reはトラ
ンジスタQ1及びQ2の等価エミッタ抵抗、τＰはPNPトラ
ンジスタQ7及びQ8の位相遅れ時定数である。
式（１）において、 τＰ＝RE（CS/2＋CC） ‥‥（２） となる様に、補償用コンデンサ（22）の容量値CCを選択
すれば、 となり、近似的に理想的な積分特性が得られる。通常の
オーディオ用のIC製造のプロセスを用いて第４図例の集
積化能動フィルタを製造する場合、遮断周波数を1MHzと
すると、式（２）及び（３）の中の抵抗値REは5kΩ程
度、また、容量値CCは2pF程度に設定する。ここで式
（３）が近似的に成立する場合には、エミッタ電流IEを
制御することによって遮断周波数が線形に制御できる
が、第５図から明らかな様にエミッタ電流IEは制御電圧
VCにほぼ比例している。従って、第５図例の積分器の遮
断周波数は制御電圧VCによって容易に変化させることが
できる。
すれば、 となり、近似的に理想的な積分特性が得られる。通常の
オーディオ用のIC製造のプロセスを用いて第４図例の集
積化能動フィルタを製造する場合、遮断周波数を1MHzと
すると、式（２）及び（３）の中の抵抗値REは5kΩ程
度、また、容量値CCは2pF程度に設定する。ここで式
（３）が近似的に成立する場合には、エミッタ電流IEを
制御することによって遮断周波数が線形に制御できる
が、第５図から明らかな様にエミッタ電流IEは制御電圧
VCにほぼ比例している。従って、第５図例の積分器の遮
断周波数は制御電圧VCによって容易に変化させることが
できる。
また、第４図において、積分器（７）は第５図例の積
分器（８）の入力部を２個並列に接続し、出力部は１個
の容量で積分するように構成したものである。第４図の
各積分器（７），（８）は外付け部品（19），（22）を
除いて共通基板上にモノリシックIC化されている。
分器（８）の入力部を２個並列に接続し、出力部は１個
の容量で積分するように構成したものである。第４図の
各積分器（７），（８）は外付け部品（19），（22）を
除いて共通基板上にモノリシックIC化されている。
ここで第４図において、遮断周波数制御回路（６）で
生成された制御電圧VCは、信号処理用フィルタ（２）の
中の積分器（７）及び２個の積分器（８）並びに参照用
フィルタ（５）の中の２個の積分器（８）の夫々の制御
電圧入力端子（16）に供給されており、式（３）よりこ
の制御電圧VCの高低によって、各積分器（７），（８）
の遮断周波数がほぼ同じ傾向で変化する。また、遮断周
波数制御回路（６）はその位相比較器（９）の出力信号
が０となるように制御電圧VCを増減しているので、第４
図例においては参照用フィルタ（５）によって２次参照
信号Vref′の位相が１次参照信号Vrefよりも90゜遅れる
所で制御電圧VCが固定される。また、一般に２次のバタ
ワース特性を有するローパスフィルタ等では、入力信号
の周波数が遮断周波数の時には出力信号の位相が90゜遅
れるので、その１次参照信号Vrefの周波数f0は参照用フ
ィルタ（５）の遮断周波数になっているとみなすことが
できる。ここで各積分器（７），（８）の特性はほぼ共
通であるため、信号処理用フィルタ（２）の遮断周波数
fcもその１次参照信号Vrefの周波数f0とほぼ一致する。
従って、この第４図例の集積化能動フィルタに依れば、
IC製作時の各積分器（７），（８）の諸特性の絶対値精
度が設計値からばらついても、モノリシックIC化されて
いるためその比精度は良好であるため、参照信号発生回
路（４）の発振周波数f0がそのまま全体の遮断周波数fC
となり、またその発振周波数f0を変化させることによっ
て、遮断周波数fCを任意に制御することができる。
生成された制御電圧VCは、信号処理用フィルタ（２）の
中の積分器（７）及び２個の積分器（８）並びに参照用
フィルタ（５）の中の２個の積分器（８）の夫々の制御
電圧入力端子（16）に供給されており、式（３）よりこ
の制御電圧VCの高低によって、各積分器（７），（８）
の遮断周波数がほぼ同じ傾向で変化する。また、遮断周
波数制御回路（６）はその位相比較器（９）の出力信号
が０となるように制御電圧VCを増減しているので、第４
図例においては参照用フィルタ（５）によって２次参照
信号Vref′の位相が１次参照信号Vrefよりも90゜遅れる
所で制御電圧VCが固定される。また、一般に２次のバタ
ワース特性を有するローパスフィルタ等では、入力信号
の周波数が遮断周波数の時には出力信号の位相が90゜遅
れるので、その１次参照信号Vrefの周波数f0は参照用フ
ィルタ（５）の遮断周波数になっているとみなすことが
できる。ここで各積分器（７），（８）の特性はほぼ共
通であるため、信号処理用フィルタ（２）の遮断周波数
fcもその１次参照信号Vrefの周波数f0とほぼ一致する。
従って、この第４図例の集積化能動フィルタに依れば、
IC製作時の各積分器（７），（８）の諸特性の絶対値精
度が設計値からばらついても、モノリシックIC化されて
いるためその比精度は良好であるため、参照信号発生回
路（４）の発振周波数f0がそのまま全体の遮断周波数fC
となり、またその発振周波数f0を変化させることによっ
て、遮断周波数fCを任意に制御することができる。
しかしながら、斯かる従来の積分器を用いた集積化能
動フィルタにおいては、遮断周波数の制御はなされてい
ても、遮断周波数を高く設定した場合、入力信号の周波
数がその遮断周波数の近傍に達すると、利得が設計値か
らはずれてしまうという不都合があった。
動フィルタにおいては、遮断周波数の制御はなされてい
ても、遮断周波数を高く設定した場合、入力信号の周波
数がその遮断周波数の近傍に達すると、利得が設計値か
らはずれてしまうという不都合があった。
例えば、第４図例の集積化能動フィルタ（ローパスフ
ィルタ）を通常のオーディオ用ICの製造のプロセスで製
造した場合の利得−周波数の特性を第６図に示す。第６
図において、遮断周波数fc（＝f0）が1MHz（曲線B0）程
度では入力信号の周波数ｆがfCに近傍に達しても利得は
ほぼ設計値通りである。遮断周波数fcが3MHz（曲線B1）
になると、入力信号の周波数ｆがfC近傍に達するとその
利得は設計値（曲線B1′）から２〜3dB程度大きくなっ
ている。これは、集積化能動フィルタ中の各能動素子の
周波数特性が高周波領域では良好でないことに起因する
ものである。
ィルタ）を通常のオーディオ用ICの製造のプロセスで製
造した場合の利得−周波数の特性を第６図に示す。第６
図において、遮断周波数fc（＝f0）が1MHz（曲線B0）程
度では入力信号の周波数ｆがfCに近傍に達しても利得は
ほぼ設計値通りである。遮断周波数fcが3MHz（曲線B1）
になると、入力信号の周波数ｆがfC近傍に達するとその
利得は設計値（曲線B1′）から２〜3dB程度大きくなっ
ている。これは、集積化能動フィルタ中の各能動素子の
周波数特性が高周波領域では良好でないことに起因する
ものである。
但し、オーディオ用ICの製造プロセスとは別の製造プ
ロセスに依れば、遮断周波数fCが20MHz程度まではその
利得−周波数特性に誤差が生じない様にすることができ
る。
ロセスに依れば、遮断周波数fCが20MHz程度まではその
利得−周波数特性に誤差が生じない様にすることができ
る。
ここで、この様な利得の誤差に対しては、従来例えば
特公昭61−17368号公報及び特公昭62−54242号公報にお
いて、入力信号電圧の大小に応じて利得を調整する回路
が提案されている。しかし、この様な回路では入力信号
の大小によって利得が変わると共に、積分を用いた集積
化能動フィルタには適用し難いという不都合があった。
特公昭61−17368号公報及び特公昭62−54242号公報にお
いて、入力信号電圧の大小に応じて利得を調整する回路
が提案されている。しかし、この様な回路では入力信号
の大小によって利得が変わると共に、積分を用いた集積
化能動フィルタには適用し難いという不都合があった。
本発明はこの様な点に鑑み成されたもので、その目的
とする所は、遮断周波数を高く設定しても入力信号の周
波数がその遮断周波数の近傍にある時の利得の誤差を減
少できる様な集積化能動フィルタを提案するにある。
とする所は、遮断周波数を高く設定しても入力信号の周
波数がその遮断周波数の近傍にある時の利得の誤差を減
少できる様な集積化能動フィルタを提案するにある。
本発明による集積化能動フィルタは、例えば第１図に
示す如く、積分器（28）及び（29）より成り入力信号Si
nを濾波して出力信号Soutを得る信号処理用フィルタ
（２）と、所定周波数f0の１次参照信号Vrefを生成する
参照信号発生回路（４）と、積分器（29）より成り１次
参照信号Vrefを濾波して２次参照信号Vref′を得る参照
用フィルタ（５）と、それら１次参照信号Vrefと２次参
照信号Vref′との位相差が一定の値になる様に各積分器
（28），（29）の利得を調整する遮断周波数制御回路
（６）とより構成され、遮断周波数fcがその所定周波数
f0である集積化能動フィルタにおいて、各積分器（2
8），（29）の中の位相遅れ補償用のコンデンサ（36）
及び（37）の容量を調整することにより信号処理用フィ
ルタ（２）の遮断周波数での利得を所定値に設定する利
得制御回路（27）を設けたものである。
示す如く、積分器（28）及び（29）より成り入力信号Si
nを濾波して出力信号Soutを得る信号処理用フィルタ
（２）と、所定周波数f0の１次参照信号Vrefを生成する
参照信号発生回路（４）と、積分器（29）より成り１次
参照信号Vrefを濾波して２次参照信号Vref′を得る参照
用フィルタ（５）と、それら１次参照信号Vrefと２次参
照信号Vref′との位相差が一定の値になる様に各積分器
（28），（29）の利得を調整する遮断周波数制御回路
（６）とより構成され、遮断周波数fcがその所定周波数
f0である集積化能動フィルタにおいて、各積分器（2
8），（29）の中の位相遅れ補償用のコンデンサ（36）
及び（37）の容量を調整することにより信号処理用フィ
ルタ（２）の遮断周波数での利得を所定値に設定する利
得制御回路（27）を設けたものである。
斯かる本発明に依れば、補償用コンデンサ（36）及び
（37）の容量値を夫々CC′とすれば、従来の積分器
（８）との対応より積分器（29）の伝達関数Ｔ（ｓ）
は、式（１）において（CS/2＋CC）を（CS/2＋CC′/2）
で置き換えた形になる。
（37）の容量値を夫々CC′とすれば、従来の積分器
（８）との対応より積分器（29）の伝達関数Ｔ（ｓ）
は、式（１）において（CS/2＋CC）を（CS/2＋CC′/2）
で置き換えた形になる。
この時遮断周波数制御回路（６）の作用によって、そ
の伝達関数Ｔ（ｓ）の遮断周波数が決定される。更に容
量値CC′を増減することによっても、伝達関数Ｔ（Ｓ）
の振幅及び位相が調整できる。そこで、本発明では、利
得制御回路（27）で容量値Ｃ′を調整することにより、
信号処理用フィルタ（２）の遮断周波数fcでの利得を所
定値に設定する。これにより、入力信号Sinの周波数ｆ
が遮断周波数fCの近傍にある場合でも、集積化能動フィ
ルタの利得の誤差を補償できる。
の伝達関数Ｔ（ｓ）の遮断周波数が決定される。更に容
量値CC′を増減することによっても、伝達関数Ｔ（Ｓ）
の振幅及び位相が調整できる。そこで、本発明では、利
得制御回路（27）で容量値Ｃ′を調整することにより、
信号処理用フィルタ（２）の遮断周波数fcでの利得を所
定値に設定する。これにより、入力信号Sinの周波数ｆ
が遮断周波数fCの近傍にある場合でも、集積化能動フィ
ルタの利得の誤差を補償できる。
以下、本発明の集積化能動フィルタの一実施例を第１
図ないし第３図を参照して説明しよう。尚、第１図及び
第２図において、従来例の第４図及び第５図に対応する
部分には同一符号を付してその詳細説明は省略する。
図ないし第３図を参照して説明しよう。尚、第１図及び
第２図において、従来例の第４図及び第５図に対応する
部分には同一符号を付してその詳細説明は省略する。
本例の集積化能動フィルタは、第１図に示す様に基本
的には第４図の従来例と同様に、入力端子（１）、信号
処理用フィルタ（２）、出力端子（３）、参照信号発生
回路（４）、参照用フィルタ（５）及び遮断周波数制御
回路（６）とより構成する。しかし、その信号処理用フ
ィルタ（２）及び参照用フィルタ（５）の中で使用され
ている積分器（29）は、第４図例の積分器（８）と異な
り後述の補償電圧PCを入力するための端子（30）を有す
る。同様に、信号処理用フィルタ（２）の中で使用され
ている積分器（28）にも従来と異なり補償電圧PCを入力
するための端子を有する。これら各積分器（28），（2
9）は共通の基板上にモノリシックIC化されている。
的には第４図の従来例と同様に、入力端子（１）、信号
処理用フィルタ（２）、出力端子（３）、参照信号発生
回路（４）、参照用フィルタ（５）及び遮断周波数制御
回路（６）とより構成する。しかし、その信号処理用フ
ィルタ（２）及び参照用フィルタ（５）の中で使用され
ている積分器（29）は、第４図例の積分器（８）と異な
り後述の補償電圧PCを入力するための端子（30）を有す
る。同様に、信号処理用フィルタ（２）の中で使用され
ている積分器（28）にも従来と異なり補償電圧PCを入力
するための端子を有する。これら各積分器（28），（2
9）は共通の基板上にモノリシックIC化されている。
そして、第１図例の集積化能動フィルタには上述の基
本構成の多に、各積分器（28）及び（29）に補償電圧PC
を供給するための利得制御回路（27）を設ける。この利
得制御回路（27）において、（31）及び（32）は夫々整
流回路であり、整流回路（31）は１次参照信号Vrefを整
流して直流信号DS1を減衰回路（33）に供給し、整流回
路（32）は２次参照信号Vref′を整流して直流信号DS2
を差動増幅器（34）の−側入力端子に供給する。また、
減衰回路（33）は入力された直流信号DS1をＫ倍（Ｋ
１）にして差動増幅器（34）の＋側入力端子に供給す
る。従って、差動増幅器（34）は増幅率をαとして次式
で表わされる出力信号DS0を生成してループフィルタ（3
5）に供給する。
本構成の多に、各積分器（28）及び（29）に補償電圧PC
を供給するための利得制御回路（27）を設ける。この利
得制御回路（27）において、（31）及び（32）は夫々整
流回路であり、整流回路（31）は１次参照信号Vrefを整
流して直流信号DS1を減衰回路（33）に供給し、整流回
路（32）は２次参照信号Vref′を整流して直流信号DS2
を差動増幅器（34）の−側入力端子に供給する。また、
減衰回路（33）は入力された直流信号DS1をＫ倍（Ｋ
１）にして差動増幅器（34）の＋側入力端子に供給す
る。従って、差動増幅器（34）は増幅率をαとして次式
で表わされる出力信号DS0を生成してループフィルタ（3
5）に供給する。
DS0＝α（KDS1−DS2） ‥‥（４） また、このループフィルタ（35）はローパスフィルタ
内蔵すると共に、入力されている信号DS0が０になる用
にその出力信号としての補償電圧PCを増減する。そのた
め、通常は式（４）で表わされる出力信号DS0は０とな
っているため、直流信号DS1とDS2との間には次の関係が
成立している。
内蔵すると共に、入力されている信号DS0が０になる用
にその出力信号としての補償電圧PCを増減する。そのた
め、通常は式（４）で表わされる出力信号DS0は０とな
っているため、直流信号DS1とDS2との間には次の関係が
成立している。
KDS1＝DS2（DS2/DS1＝Ｋ） ‥‥（５） 尚、本例においては、２次参照信号Vref′が１次参照
信号Vrefよりも3dB減衰する様に補償電圧PCを設定する
ので、Ｋの値は 20logK＝−３〔dB〕 ‥‥（６） が成立する様に、即ちＫ＝0.708である様に設定する。
また、本例における遮断周波数制御回路（６）は従来例
と同じく、２次参照信号Vref′の位相が１次参照信号Vr
efの位相よりも90゜遅れる様に制御電圧VCを増減する様
に作用する。
信号Vrefよりも3dB減衰する様に補償電圧PCを設定する
ので、Ｋの値は 20logK＝−３〔dB〕 ‥‥（６） が成立する様に、即ちＫ＝0.708である様に設定する。
また、本例における遮断周波数制御回路（６）は従来例
と同じく、２次参照信号Vref′の位相が１次参照信号Vr
efの位相よりも90゜遅れる様に制御電圧VCを増減する様
に作用する。
ここで、第１図例で使用されている積分器（29）の構
成を第２図を用いて説明する様に、第２図の端子（13）
〜（16）及び（30）は夫々第１図の端子（13）〜（16）
及び（30）に対応している。
成を第２図を用いて説明する様に、第２図の端子（13）
〜（16）及び（30）は夫々第１図の端子（13）〜（16）
及び（30）に対応している。
第２図に示す積分器（29）は基本的には第５図の従来
の積分器（８）と同じ構成であるが、第１に異なってい
る点は、端子（20）及び（21）の間に可変容量ダイオー
ド（36）及び（37）を並列に設けたことである。また、
第２に異なっている点は、補償電圧PCを供給する端子
（30）を新たに設けて、この端子（30）をそれら可変容
量ダイオード（36）及び（37）の夫々のカソード側に接
続したことであり、これ以外は第５図例と同一である。
の積分器（８）と同じ構成であるが、第１に異なってい
る点は、端子（20）及び（21）の間に可変容量ダイオー
ド（36）及び（37）を並列に設けたことである。また、
第２に異なっている点は、補償電圧PCを供給する端子
（30）を新たに設けて、この端子（30）をそれら可変容
量ダイオード（36）及び（37）の夫々のカソード側に接
続したことであり、これ以外は第５図例と同一である。
ここで、その可変容量ダイオード（36）及び（37）の
容量値を夫々CC′とすると、この値CC′は補償電圧PCの
大小に応じて変化する。この時、第２図例の積分器（2
9）の伝達関数Ｔ（ｓ）は、式（１）と同様に と表わされる。式（７）において、エミッタ電流IEは制
御電圧VCによって変化させることができ、また、容量値
CC′は補償電圧PCによって変化させることができる。
容量値を夫々CC′とすると、この値CC′は補償電圧PCの
大小に応じて変化する。この時、第２図例の積分器（2
9）の伝達関数Ｔ（ｓ）は、式（１）と同様に と表わされる。式（７）において、エミッタ電流IEは制
御電圧VCによって変化させることができ、また、容量値
CC′は補償電圧PCによって変化させることができる。
また、第１図例で使用されている積分器（28）は、第
４図例の積分器（７）と同様に、積分器（29）の入力部
を２個並列に接続すると共に、出力部には１個の積分用
のコンデンサを設けて構成する。この場合、第２図例の
積分器（29）の積分用コンデンサ（25）の容量値は30pF
程度、外付け抵抗器（19）の抵抗値を5kΩ程度とする
と、対応する積分器（28）の積分用コンデンサの容量値
及び外付け抵抗器の抵抗値は夫々60pF程度及び2.5kΩ程
度に設定する。そして、可変容量ダイオード（36），
（37）については、最大可変容量値が20pF程度のものを
使用する。
４図例の積分器（７）と同様に、積分器（29）の入力部
を２個並列に接続すると共に、出力部には１個の積分用
のコンデンサを設けて構成する。この場合、第２図例の
積分器（29）の積分用コンデンサ（25）の容量値は30pF
程度、外付け抵抗器（19）の抵抗値を5kΩ程度とする
と、対応する積分器（28）の積分用コンデンサの容量値
及び外付け抵抗器の抵抗値は夫々60pF程度及び2.5kΩ程
度に設定する。そして、可変容量ダイオード（36），
（37）については、最大可変容量値が20pF程度のものを
使用する。
ここで、本例の集積化能動フィルタの作用を説明する
に、第１図の３次ローパスフィルタとしての信号処理用
フィルタ（２）の遮断周波数fcをf0に設定する場合を考
える。
に、第１図の３次ローパスフィルタとしての信号処理用
フィルタ（２）の遮断周波数fcをf0に設定する場合を考
える。
この場合は先ず、参照信号発生回路（４）の発振周波
数をf0にして１次参照信号Vrefの周波数をf0に設定す
る。この時、遮断周波数制御回路（６）が作用して、２
次参照信号Vref′の位相が１次参照信号Vrefの位相より
も90゜遅れるまで制御電圧VCが増減される。これは、式
（７）におけるエミッタ電流IEが増減されて、遮断周波
数fcが増減されることを意味する。そして、２次参照信
号Vref′の位相が１次参照信号Vrefの位相よりも90゜遅
れる所で、制御電圧VCが固定される。
数をf0にして１次参照信号Vrefの周波数をf0に設定す
る。この時、遮断周波数制御回路（６）が作用して、２
次参照信号Vref′の位相が１次参照信号Vrefの位相より
も90゜遅れるまで制御電圧VCが増減される。これは、式
（７）におけるエミッタ電流IEが増減されて、遮断周波
数fcが増減されることを意味する。そして、２次参照信
号Vref′の位相が１次参照信号Vrefの位相よりも90゜遅
れる所で、制御電圧VCが固定される。
本例においては更に、利得制御回路（27）が作用し
て、２次参照信号Vref′が１次参照信号Vrefよりも3dB
減衰するまで補償電圧PCが増減される。これは、式
（７）における容量値CC′が増減されて、利得が増減さ
れることを意味する。そして、２次参照信号Vref′が１
次参照信号Vrefよりも3dB減衰した所で、補償電圧PCが
固定される。
て、２次参照信号Vref′が１次参照信号Vrefよりも3dB
減衰するまで補償電圧PCが増減される。これは、式
（７）における容量値CC′が増減されて、利得が増減さ
れることを意味する。そして、２次参照信号Vref′が１
次参照信号Vrefよりも3dB減衰した所で、補償電圧PCが
固定される。
このため、本例の２次ローパスフィルタである参照用
フィルタ（５）は入力信号の周波数がf0の時に、振幅が
3dB減衰して位相が90゜遅れる様に調整されている。こ
れは入力信号の周波数が遮断周波数に一致する時の２次
のバタワース特性であるため、本例の参照用フィルタ
（５）の遮断周波数はf0であることになる。ここで、本
例の信号処理用フィルタ（２）は参照用フィルタ（５）
で使用されている積分器（29）と同一特性の積分器で構
成されており、また、制御電圧VC及び補償電圧PCも共通
に供給されているため、信号処理用フィルタ（２）の遮
断周波数fcは参照用フィルタ（５）の遮断周波数である
f0にほぼ一致する。
フィルタ（５）は入力信号の周波数がf0の時に、振幅が
3dB減衰して位相が90゜遅れる様に調整されている。こ
れは入力信号の周波数が遮断周波数に一致する時の２次
のバタワース特性であるため、本例の参照用フィルタ
（５）の遮断周波数はf0であることになる。ここで、本
例の信号処理用フィルタ（２）は参照用フィルタ（５）
で使用されている積分器（29）と同一特性の積分器で構
成されており、また、制御電圧VC及び補償電圧PCも共通
に供給されているため、信号処理用フィルタ（２）の遮
断周波数fcは参照用フィルタ（５）の遮断周波数である
f0にほぼ一致する。
また、本例の参照用フィルタ（５）は入力信号の周波
数が遮断周波数f0である時でも、その利得は設計値通り
に3dB減衰している。従って、参照用フィルタ（５）と
同様の特性を有する信号処理用フィルタ（２）について
も、入力信号Sinの周波数ｆが遮断周波数fc（≒f0）に
達しても、その利得はほぼ設計通りに減衰する。ここ
で、信号処理用フィルタ（２）の遮断周波数での利得
は、利得制御回路（27）の中の減衰回路（33）の係数Ｋ
を調整することにより所定値に設定することができる。
また、係数Ｋを１以上に設定する、すなわち減衰回路
（33）の代わりに増幅回路を用いることも可能で、この
場合は信号処理用フィルタ（２）に所定のピーキング効
果を持たせることができる。
数が遮断周波数f0である時でも、その利得は設計値通り
に3dB減衰している。従って、参照用フィルタ（５）と
同様の特性を有する信号処理用フィルタ（２）について
も、入力信号Sinの周波数ｆが遮断周波数fc（≒f0）に
達しても、その利得はほぼ設計通りに減衰する。ここ
で、信号処理用フィルタ（２）の遮断周波数での利得
は、利得制御回路（27）の中の減衰回路（33）の係数Ｋ
を調整することにより所定値に設定することができる。
また、係数Ｋを１以上に設定する、すなわち減衰回路
（33）の代わりに増幅回路を用いることも可能で、この
場合は信号処理用フィルタ（２）に所定のピーキング効
果を持たせることができる。
ここで、本例の集積化能動フィルタをオーディオ用IC
の製造プロセスで製造した場合の一種のシミュレーショ
ンによる利得−周波数特性を第３図に示す。遮断周波数
fcが1MHz（曲線A0）の場合は勿論、従来では利得誤差が
生じていた遮断周波数fCが3MHzの場合（曲線A1）でも利
得誤差は減少している。
の製造プロセスで製造した場合の一種のシミュレーショ
ンによる利得−周波数特性を第３図に示す。遮断周波数
fcが1MHz（曲線A0）の場合は勿論、従来では利得誤差が
生じていた遮断周波数fCが3MHzの場合（曲線A1）でも利
得誤差は減少している。
以上説明した様に、本例の集積化能動フィルタに依れ
ば、遮断周波数fCが素子の絶対値特性のバラツキに影響
されず所定値f0に設定できると共に、遮断周波数fCを高
く設定した場合でも、その遮断周波数fcの近傍での利得
誤差を補償できるという利益がある。
ば、遮断周波数fCが素子の絶対値特性のバラツキに影響
されず所定値f0に設定できると共に、遮断周波数fCを高
く設定した場合でも、その遮断周波数fcの近傍での利得
誤差を補償できるという利益がある。
尚、本例では積分器（28），（29）の位相補償用に可
変容量ダイオード（36），（37）を使用したが、本発明
はこれに限定されず、例えば回路構成によって積分器
（28），（29）の位相補償量を増減する様な構成にも適
用される。
変容量ダイオード（36），（37）を使用したが、本発明
はこれに限定されず、例えば回路構成によって積分器
（28），（29）の位相補償量を増減する様な構成にも適
用される。
また、本例では信号処理用フィルタ（２）及び参照用
フィルタ（５）としては夫々３次及び次のローパスフィ
ルタを用いたが、例えば次数の異なるローパスフィルタ
を用いても良く、また、ハイパスフィルタを用いた場合
でも本発明は適用される。
フィルタ（５）としては夫々３次及び次のローパスフィ
ルタを用いたが、例えば次数の異なるローパスフィルタ
を用いても良く、また、ハイパスフィルタを用いた場合
でも本発明は適用される。
この様に、本発明の集積化能動フィルタは上述の実施
例に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更
が可能であるのは勿論である。
例に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更
が可能であるのは勿論である。
本発明の集積化能動フィルタは、上述の様に構成され
ているので、遮断周波数を高く設定した場合であって
も、入力信号の周波数がその遮断周波数の近傍にある時
の利得の誤差を減少できるという利益がある。
ているので、遮断周波数を高く設定した場合であって
も、入力信号の周波数がその遮断周波数の近傍にある時
の利得の誤差を減少できるという利益がある。
第１図は本発明集積化能動フィルタの一実施例を示す構
成図、第２図は第１図例中の積分器（29）の構成図、第
３図は第１図例による利得−周波数特性を示す線図、第
４図は従来の集積化能動フィルタの一例を示す構成図、
第５図は第４図例中の積分器（８）の構成図、第６図は
第４図例による利得一周波数特性を示す線図である。 （２）は信号処理用フィルタ、（４）は参照信号発生回
路、（５）は参照用フィルタ、（６）は遮断周波数制御
回路、（28），（29）は夫々積分器、（27）は利得制御
回路、（33）は減衰回路である。
成図、第２図は第１図例中の積分器（29）の構成図、第
３図は第１図例による利得−周波数特性を示す線図、第
４図は従来の集積化能動フィルタの一例を示す構成図、
第５図は第４図例中の積分器（８）の構成図、第６図は
第４図例による利得一周波数特性を示す線図である。 （２）は信号処理用フィルタ、（４）は参照信号発生回
路、（５）は参照用フィルタ、（６）は遮断周波数制御
回路、（28），（29）は夫々積分器、（27）は利得制御
回路、（33）は減衰回路である。
Claims (1)
- 【請求項１】積分器より成り入力信号を濾波して出力信
号を得る信号処理用フィルタと、所定周波数の１次参照
信号を生成する参照信号発生回路と、上記積分器と同じ
特性の積分器より成り上記１次参照信号を濾波して２次
参照信号を得る参照用フィルタと、上記１次参照信号と
２次参照信号との位相差が一定の値になる様に上記各積
分器の利得を調整する遮断周波数制御回路とより構成さ
れ、遮断周波数が上記所定周波数である集積化能動フィ
ルタにおいて、 上記各積分器の中の位相遅れ補償用の容量を調整するこ
とにより上記信号処理用フィルタの上記遮断周波数での
利得を所定値に設定する利得制御回路を設けたことを特
徴とする集積化能動フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63092689A JP2805753B2 (ja) | 1988-04-15 | 1988-04-15 | 集積化能動フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63092689A JP2805753B2 (ja) | 1988-04-15 | 1988-04-15 | 集積化能動フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01264306A JPH01264306A (ja) | 1989-10-20 |
| JP2805753B2 true JP2805753B2 (ja) | 1998-09-30 |
Family
ID=14061459
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63092689A Expired - Lifetime JP2805753B2 (ja) | 1988-04-15 | 1988-04-15 | 集積化能動フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2805753B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109708729A (zh) * | 2018-12-14 | 2019-05-03 | 金卡智能集团股份有限公司 | 超声波仪表计量信号自动增益调整方法及超声波燃气表 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60126908A (ja) * | 1983-12-13 | 1985-07-06 | Sony Corp | フイルタ装置 |
| JPH0626296B2 (ja) * | 1984-10-29 | 1994-04-06 | 株式会社日立製作所 | 無調整フイルタ |
| JPS62117407A (ja) * | 1985-11-18 | 1987-05-28 | Sanyo Electric Co Ltd | アクティブフィルタの自動調整装置 |
-
1988
- 1988-04-15 JP JP63092689A patent/JP2805753B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109708729A (zh) * | 2018-12-14 | 2019-05-03 | 金卡智能集团股份有限公司 | 超声波仪表计量信号自动增益调整方法及超声波燃气表 |
| CN109708729B (zh) * | 2018-12-14 | 2020-10-20 | 金卡智能集团股份有限公司 | 超声波仪表计量信号自动增益调整方法及超声波燃气表 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01264306A (ja) | 1989-10-20 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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