JP2808024B2 - スイッチングアンプの保護回路 - Google Patents
スイッチングアンプの保護回路Info
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- JP2808024B2 JP2808024B2 JP1298956A JP29895689A JP2808024B2 JP 2808024 B2 JP2808024 B2 JP 2808024B2 JP 1298956 A JP1298956 A JP 1298956A JP 29895689 A JP29895689 A JP 29895689A JP 2808024 B2 JP2808024 B2 JP 2808024B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔概 要〕 PWM信号を入力とするスイッチングアンプの保護回路
に関し、 スイッチングアンプの異常性に電力増幅段のスイッチ
ング素子を破壊しないようにすることを目的とし、 一定のキャリア周波数でパルス幅変調したPWM信号を
ドライバ段に入力し、その出力で電力増幅段の直列スイ
ッチング素子を排他的に駆動するスイッチングアンプの
保護回路であって、前記ドライバ段の入力または前記電
力増幅段の出力から前記キャリアを抽出するバンドパス
フィルタと、該フィルタの出力レベルを検知するレベル
検知回路と、該レベル検知回路の出力が一定値以下に低
下したときは、前記ドライバ段の出力を全て非駆動レベ
ルに固定する制御回路とを備えるよう構成する。
に関し、 スイッチングアンプの異常性に電力増幅段のスイッチ
ング素子を破壊しないようにすることを目的とし、 一定のキャリア周波数でパルス幅変調したPWM信号を
ドライバ段に入力し、その出力で電力増幅段の直列スイ
ッチング素子を排他的に駆動するスイッチングアンプの
保護回路であって、前記ドライバ段の入力または前記電
力増幅段の出力から前記キャリアを抽出するバンドパス
フィルタと、該フィルタの出力レベルを検知するレベル
検知回路と、該レベル検知回路の出力が一定値以下に低
下したときは、前記ドライバ段の出力を全て非駆動レベ
ルに固定する制御回路とを備えるよう構成する。
本発明はPWM信号を入力とするスイッチングアンプの
保護回路に関する。
保護回路に関する。
近年のオーディオ機器はソース（音源）のデジタル化
に伴ない各部もデジタル化される傾向にある。スピーカ
を駆動する電力増幅器もその一例で、ここにスイッチン
グアンプと呼ばれるデジタルアンプを使用すると高効率
に大出力を実現できる。
に伴ない各部もデジタル化される傾向にある。スピーカ
を駆動する電力増幅器もその一例で、ここにスイッチン
グアンプと呼ばれるデジタルアンプを使用すると高効率
に大出力を実現できる。
第５図はスイッチングアンプの説明図で、SPはスピー
カ、Q1〜Q4は電力増幅段のスイッチング素子、G1は駆動
信号、G2はその反転信号、VCCは電源、GNDはアースであ
る。素子Q1,Q3は信号G1がＨ（ハイ）のときにオンとな
り、スピーカSPに実線矢印の極性で駆動電流を流す。こ
れに対し素子Q2,Q4は信号G2がＨのときにオンになり、
スピーカSPに逆極性の電流（破線矢印で示す）を流す。
本例はBTL方式としているため素子数が多いが、簡単に
はスピーカSPの一端を接地し、他端側の素子対Q1,Q2ま
たはQ3,Q4を用いるだけでよい。
カ、Q1〜Q4は電力増幅段のスイッチング素子、G1は駆動
信号、G2はその反転信号、VCCは電源、GNDはアースであ
る。素子Q1,Q3は信号G1がＨ（ハイ）のときにオンとな
り、スピーカSPに実線矢印の極性で駆動電流を流す。こ
れに対し素子Q2,Q4は信号G2がＨのときにオンになり、
スピーカSPに逆極性の電流（破線矢印で示す）を流す。
本例はBTL方式としているため素子数が多いが、簡単に
はスピーカSPの一端を接地し、他端側の素子対Q1,Q2ま
たはQ3,Q4を用いるだけでよい。
駆動信号G1,G2は第６図に示すように一定周期Ｔ（キ
ャリア）のパルス列の各パルスのデューティをオーディ
オ信号の振幅に応じて変化させたPWM（パルス幅変調）
信号である。このPWM信号で素子Q1〜Q4を駆動すると、
スピーカSPにはVCCの振幅を持つパルス電圧が印加さ
れ、それによりPWM信号のデューティに応じた平均振幅
の駆動電流が流れる。この駆動電流により元のアナログ
値に復元されたオーディオ信号がスピーカSPから再生さ
れる。
ャリア）のパルス列の各パルスのデューティをオーディ
オ信号の振幅に応じて変化させたPWM（パルス幅変調）
信号である。このPWM信号で素子Q1〜Q4を駆動すると、
スピーカSPにはVCCの振幅を持つパルス電圧が印加さ
れ、それによりPWM信号のデューティに応じた平均振幅
の駆動電流が流れる。この駆動電流により元のアナログ
値に復元されたオーディオ信号がスピーカSPから再生さ
れる。
上述したスイッチングアンプはスイッチング素子Q1〜
Q4からなる電力増幅段と、該素子を駆動するドライバ段
とで構成されるが、入出力の信号線に天絡や地絡が生じ
たり、スピーカSPの端子間に短絡したりする異常が生ず
ると、電力増幅段に異常電流が流れて素子Q1〜Q4を熱破
壊する問題がある。
Q4からなる電力増幅段と、該素子を駆動するドライバ段
とで構成されるが、入出力の信号線に天絡や地絡が生じ
たり、スピーカSPの端子間に短絡したりする異常が生ず
ると、電力増幅段に異常電流が流れて素子Q1〜Q4を熱破
壊する問題がある。
本発明はこのような異常時に電力増幅段の全スイッチ
ング素子を強制的にオフにすることで、その熱破壊を防
止しようとするものである。
ング素子を強制的にオフにすることで、その熱破壊を防
止しようとするものである。
第１図は本発明の原理図で、１はスイッチングアンプ
の入力または出力信号線、２は該信号線１を通るPWM信
号のキャリアを検出する狭帯域のBPF（バンドパスフィ
ルタ）、３は該BPF2の出力レベルを検知するレベル検知
回路、４は該検知回路３の検知出力を一定値と比較して
スイッチングアンプの動作／非動作を決定する制御回路
である。
の入力または出力信号線、２は該信号線１を通るPWM信
号のキャリアを検出する狭帯域のBPF（バンドパスフィ
ルタ）、３は該BPF2の出力レベルを検知するレベル検知
回路、４は該検知回路３の検知出力を一定値と比較して
スイッチングアンプの動作／非動作を決定する制御回路
である。
スイッチングアンプが正常に動作しているときは信号
線１にPWM信号の電圧波形が現われる。PWM信号は所定周
波数のパルス列をキャリアとしてパルス幅変調したもの
であるから、該キャリアの有無を検出すればスイッチン
グアンプの正異常を判別できる。
線１にPWM信号の電圧波形が現われる。PWM信号は所定周
波数のパルス列をキャリアとしてパルス幅変調したもの
であるから、該キャリアの有無を検出すればスイッチン
グアンプの正異常を判別できる。
第１図のBPF2と、レベル検知回路３、制御回路４はこ
のためのもので、最終段の制御回路４はレベル検知回路
３の出力が一定値以下に低下したらスイッチングアンプ
を非動作状態にする制御信号を出力する。スイッチング
アンプの動作状態とは電力増幅用スイッチング素子がオ
ン、オフできる状態であり、非動作状態とは該素子が全
てオフに固定された状態である。
のためのもので、最終段の制御回路４はレベル検知回路
３の出力が一定値以下に低下したらスイッチングアンプ
を非動作状態にする制御信号を出力する。スイッチング
アンプの動作状態とは電力増幅用スイッチング素子がオ
ン、オフできる状態であり、非動作状態とは該素子が全
てオフに固定された状態である。
第２図は本発明の一実施例を示す構成図で、10はオー
ディオ信号の振幅情報によってパルス符号変調されたPC
M信号を入力とし、それを例えば192KHzのキャリア周波
数でパルス幅変調したPWM信号に変換するPCM/PWM変換回
路、20はドライバ段21と電力増幅段22からなるスイッチ
ングアンプである。
ディオ信号の振幅情報によってパルス符号変調されたPC
M信号を入力とし、それを例えば192KHzのキャリア周波
数でパルス幅変調したPWM信号に変換するPCM/PWM変換回
路、20はドライバ段21と電力増幅段22からなるスイッチ
ングアンプである。
PCM/PWM変換回路10の出力PWM信号は入力信号線1Aを通
してドライバ段21に入力する。ドライバ段21はこのPWM
信号と同相のゲート駆動信号G1、並びに逆相のゲート駆
動信号G2を作成し、これらで電力増幅段22のスイッチン
グ素子Q1,Q2を排他的に駆動する。この電力増幅段22の
出力は出力信号線1Bを通してスピーカSPの一端に印加さ
れる。本例は第５図のスイッチング素子Q3,Q4を省いた
簡易形を示しているため、スピーカSPの他端は接地され
ている。
してドライバ段21に入力する。ドライバ段21はこのPWM
信号と同相のゲート駆動信号G1、並びに逆相のゲート駆
動信号G2を作成し、これらで電力増幅段22のスイッチン
グ素子Q1,Q2を排他的に駆動する。この電力増幅段22の
出力は出力信号線1Bを通してスピーカSPの一端に印加さ
れる。本例は第５図のスイッチング素子Q3,Q4を省いた
簡易形を示しているため、スピーカSPの他端は接地され
ている。
出力信号線1BはBPF2の入力例にも接続されている。こ
のBPF2は中心周波数192KHzの狭帯域特性であり、これで
スイッチングアンプ20の出力側からPWM信号のキャリア
だけを抽出する。このBPF2の後段のレベル検知回路３は
検波器3Aと積分器3Bからなり、前者で包絡線検波したレ
ベルを後者で積分して平均化する。この積分器3Bの出力
の大小を判定する制御回路４には比較器を使用し、ここ
で積分出力を一定の判定値と比較する。積分出力はキャ
リアがあれば判定値より充分に高く、このとき制御信号
は正常レベルのＬ（ロー）を示す。これに対しキャリア
が消失して積分出力が判定値以下になると、制御信号は
異常レベルのＨ（ハイ）になる。
のBPF2は中心周波数192KHzの狭帯域特性であり、これで
スイッチングアンプ20の出力側からPWM信号のキャリア
だけを抽出する。このBPF2の後段のレベル検知回路３は
検波器3Aと積分器3Bからなり、前者で包絡線検波したレ
ベルを後者で積分して平均化する。この積分器3Bの出力
の大小を判定する制御回路４には比較器を使用し、ここ
で積分出力を一定の判定値と比較する。積分出力はキャ
リアがあれば判定値より充分に高く、このとき制御信号
は正常レベルのＬ（ロー）を示す。これに対しキャリア
が消失して積分出力が判定値以下になると、制御信号は
異常レベルのＨ（ハイ）になる。
ドライバ段21は例えば第３図のような回路構成をゲー
ト駆動信号G1,G2の数だけ備え、制御信号がＬ（正常）
のときはトランジスタT3がオフであるから、PWM信号の
H,Lによって出力段のトランジスタT1,T2を排他的にオ
ン、オフし、ゲート駆動信号G1またはG2をＨまたはＬに
する。第４図はこの動作波形図である。
ト駆動信号G1,G2の数だけ備え、制御信号がＬ（正常）
のときはトランジスタT3がオフであるから、PWM信号の
H,Lによって出力段のトランジスタT1,T2を排他的にオ
ン、オフし、ゲート駆動信号G1またはG2をＨまたはＬに
する。第４図はこの動作波形図である。
これに対し、制御信号がＨ（異常）になるとトランジ
スタT3がオンになるため、出力段のトランジスタはT1が
オフ固定、T2がオン固定になり、ゲート駆動信号G1,G2
はいずれも第４図のようにＬ（GND）になる。このゲー
ト駆動信号G1,G2がＬになると第２図のスイッチング素
子Q1,Q2はいずれもオフになるため、出力信号線1Bへの
通過経路はVCC側からもGND側からも遮断される。
スタT3がオンになるため、出力段のトランジスタはT1が
オフ固定、T2がオン固定になり、ゲート駆動信号G1,G2
はいずれも第４図のようにＬ（GND）になる。このゲー
ト駆動信号G1,G2がＬになると第２図のスイッチング素
子Q1,Q2はいずれもオフになるため、出力信号線1Bへの
通過経路はVCC側からもGND側からも遮断される。
入力信号線1Aからキャリア検出するときは同様構成の
保護回路30をもう１組設け、これらの出力をオアゲート
40で合成して単一の制御信号とする。但し、PWM信号入
力は振幅5V程度であるのに対し、スイッチング出力は振
幅15V程度あるのでこの違いを考慮する必要はある。こ
の様な複合構成は電源の立上げ、立下げ時に各部を順次
チェックしながらスイッチングアンプを動作させる場合
に必要である。但し、出力側の過電流チェックだけでよ
ければ、出力信号線1Bについての実線構成だけで充分で
ある。
保護回路30をもう１組設け、これらの出力をオアゲート
40で合成して単一の制御信号とする。但し、PWM信号入
力は振幅5V程度であるのに対し、スイッチング出力は振
幅15V程度あるのでこの違いを考慮する必要はある。こ
の様な複合構成は電源の立上げ、立下げ時に各部を順次
チェックしながらスイッチングアンプを動作させる場合
に必要である。但し、出力側の過電流チェックだけでよ
ければ、出力信号線1Bについての実線構成だけで充分で
ある。
以上述べたように本発明によれば、スイッチングアン
プの電力増幅用スイッチング素子に長時間異常電流が流
れることを未然に防止できるので、スイッチングアンプ
の入出力信号線が天絡、地絡したり、スピーカの端子間
が短絡した場合でも、スイッチング素子を破壊せずに済
む利点がある。
プの電力増幅用スイッチング素子に長時間異常電流が流
れることを未然に防止できるので、スイッチングアンプ
の入出力信号線が天絡、地絡したり、スピーカの端子間
が短絡した場合でも、スイッチング素子を破壊せずに済
む利点がある。
第１図は本発明の原理図、 第２図は本発明の一実施例を示す構成図、 第３図はドライバ段の回路図、 第４図はその動作波形図、 第５図はスイッチングアンプの説明図、 第６図はその動作波形図である。 図中、２はバンドパスフィルタ、３はレベル検知回路、
４は制御回路、20はスイッチングアンプ、21はドライバ
段、22は電力増幅段、Q1,Q2はスイッチング素子、30は
保護回路である。
４は制御回路、20はスイッチングアンプ、21はドライバ
段、22は電力増幅段、Q1,Q2はスイッチング素子、30は
保護回路である。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03F 1/52 H03F 3/217
Claims (1)
- 【請求項１】一定のキャリア周波数でパルス幅変調した
PWM信号をドライバ段（21）に入力し、その出力（G1,
G2）で電力増幅段（22）の直列スイッチング素子（Q1,Q
2）を排他的に駆動するスイッチングアンプの保護回路
であって、 前記ドライバ段（21）の入力または前記電力増幅段（2
2）の出力から前記キャリアを抽出するバンドパスフィ
ルタ（２）と、 該フィルタの出力レベルを検知するレベル検知回路
（３）と、 該レベル検知回路の出力が一定値以下に低下したとき
は、前記ドライバ段の出力（G1,G2）を全て非駆動レベ
ルに固定する制御回路（４）とを備えることを特徴とす
るスイッチングアンプの保護回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1298956A JP2808024B2 (ja) | 1989-11-17 | 1989-11-17 | スイッチングアンプの保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1298956A JP2808024B2 (ja) | 1989-11-17 | 1989-11-17 | スイッチングアンプの保護回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03159408A JPH03159408A (ja) | 1991-07-09 |
| JP2808024B2 true JP2808024B2 (ja) | 1998-10-08 |
Family
ID=17866360
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1298956A Expired - Fee Related JP2808024B2 (ja) | 1989-11-17 | 1989-11-17 | スイッチングアンプの保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2808024B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007189621A (ja) * | 2006-01-16 | 2007-07-26 | Kenwood Corp | 増幅装置および増幅方法 |
| JP4792308B2 (ja) * | 2006-03-22 | 2011-10-12 | ティーオーエー株式会社 | デジタルアンプの保護装置 |
| JP4772719B2 (ja) * | 2007-03-15 | 2011-09-14 | ティーオーエー株式会社 | 電力増幅器 |
| JP5562781B2 (ja) | 2010-09-21 | 2014-07-30 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 保護装置、相補型保護装置、信号出力装置、ラッチアップ阻止方法、及びプログラム |
-
1989
- 1989-11-17 JP JP1298956A patent/JP2808024B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03159408A (ja) | 1991-07-09 |
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