JP4792308B2

JP4792308B2 - デジタルアンプの保護装置

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Publication number: JP4792308B2
Application number: JP2006078728A
Authority: JP
Inventors: 耕司川口
Original assignee: Toa Corp
Current assignee: Toa Corp
Priority date: 2006-03-22
Filing date: 2006-03-22
Publication date: 2011-10-12
Anticipated expiration: 2026-03-22
Also published as: JP2007258903A

Description

本発明は、デジタルアンプに共振電流が流れていることを検出する検出装置を用いたデジタルアンプの保護装置に関する。

電子機器、例えばデジタルアンプでは、その出力をＬＣローパスフィルタを介してスピーカに供給している。ＬＣローパスフィルタは共振周波数を持つが、デジタルアンプからの出力信号に共振周波数成分に近い周波数成分が含まれていると、ＬＣローパスフィルタには過大な共振電流が流れる。負荷に流れる過電流を検出するための技術として、特許文献１の段落番号０００５には、スピーカ等を接続する出力信号経路、或いは電源供給経路に抵抗器を挿入し、この抵抗器に流れる電流を抵抗器の両端に発生する電圧として検出し、この検出電圧が一定レベルを超えたとき、電源を遮断する技術が開示されている。

特開２００５−２０３９６８号公報

特許文献１の技術の変形例として、ＬＣローパスフィルタに直列に抵抗器を接続して、その電圧を検出し、その検出電圧が一定レベルを超えたときに、電源を遮断することが考えられる。しかし、ＬＣローパスフィルタは、不要な高周波成分が出力されることを防止するために、ＬＣローパスフィルタのコンデンサで交流的に接地されているが、電流検出用に抵抗器をコンデンサと直列に挿入すると、ＬＣローパスフィルタの高周波特性が悪化し、不要なノイズを放射したり、発熱したりすることがある。また、検出用の抵抗器に代えて、ホール素子や電流検出用トランスを使用することも考えられるが、コストが高くなる。このような共振電流の検出は、デジタルアンプに限らず、コンデンサやインダクタが使用され、これらが共振回路を構成する可能性がある電気機器であって、その共振回路の共振周波数の高調波成分が発生する可能性がある機器、例えばインバータのようなスイッチング電源や、ＬＣを用いた高電力無線機器等でも必要となる。

本発明は、フィルタ回路に過大な共振電流が流れたことを、フィルタ回路の特性に影響を与えることなく検出することができる共振電流検出装置を用いたデジタルアンプの保護装置を提供することを目的とする。

本発明の一態様のデジタルアンプの保護装置は、ハイインピーダンス型の複数のスピーカを備え、接続されるスピーカの数が変化するデジタルアンプにおいて、このデジタルアンプの出力側と前記スピーカとの間に設けられた、コンデンサとインダクタとからなるＬＣローパス出力フィルタと、このＬＣローパス出力フィルタの出力電圧が供給され、前記ＬＣローパス出力フィルタの共振周波数よりも幾分低い周波数で、ゲインが正となり、前記共振周波数よりも高い周波数でも正のゲインを有する検出フィルタと、この検出フィルタの出力信号が供給され、前記検出フィルタが正のゲインを有しているとき動作して前記デジタルアンプを保護する保護回路とを、具備するものである。

このように構成されたデジタルアンプでは、デジタルアンプの出力波形が歪んだことによりローパス出力フィルタの共振周波数及びその付近の周波数成分がローパス出力フィルタに供給されると、ローパス出力フィルタの出力電圧が検出フィルタに供給され、検出フィルタに共振電流に基づく出力信号が生じ、保護回路が動作する。従って、過大な共振電流によってデジタルアンプや、このデジタルアンプの電源回路が損傷することを防止できる。しかも、検出フィルタは、ローパス出力フィルタの構成素子と直列には接続されて無く、ローパス出力フィルタの特性に影響を殆ど与えることがない。

前記ローパス出力フィルタの出力に対して並列に接続された分圧回路によって前記ローパス出力フィルタの出力電圧が分圧されて、この分圧された電圧が前記検出フィルタに供給されるように構成することもできる。

以上のように、本発明で使用する検出フィルタは、ローパス出力フィルタに過大な共振電流が流れたことをローパス出力フィルタの特性に影響を与えることなく検出することができる。また、この検出装置を使用したデジタルアンプの保護装置では、過大な電流がデジタルアンプ等に流れることを防止することができ、デジタルアンプ等が損傷することを防止できる。

本発明の１実施形態は、デジタルアンプに本発明を実施したものである。このデジタルアンプは、図１に示すようにデジタルアンプ回路２を有している。デジタルアンプ回路２は、アナログ入力信号をパルス幅変調器やパルス密度変調器においてキャリア信号を用いてパルス幅変調信号またはパルス密度信号（以下、デジタル信号と称する。）に変換し、このデジタル信号をＤ級増幅方式による増幅器で電力増幅する。この増幅されたデジタル信号は、第１フィルタまたはローパス出力フィルタ、例えばＬＣ出力フィルタ４によってデジタル信号に含まれるキャリア信号成分が除去されて、出力アナログ信号に変換されている。ＬＣ出力フィルタ４は、インダクタ４L及びコンデンサ４ｃの直列回路からなる。

ＬＣ出力フィルタ４からの出力アナログ信号は、並列に接続された複数のスピーカ６に供給されている。これらスピーカは、ハイインピーダンス型のもので、ビルや店舗等における異なる位置に配置されている。出力アナログ信号は、これらスピーカ６に直列に接続されているスイッチ７が閉じられたものに供給される。各スイッチ７のうち図示しない制御回路から制御信号が供給されたものが閉じられる。または、スピーカ設置先のアッテネータ（減衰器）により音量が調整されることが多い。つまり、パワーアンプの負荷が頻繁に変化する。

デジタルアンプ回路２を動作させるための直流電圧が、交流−直流変換手段、例えば直流電源回路８によって生成されている。即ち、直流電源回路８は、出力端子８Ｐ、８Ｎを有し、出力端子８Ｐがデジタルアンプ回路２の正電源端子２Ｐに接続され、出力端子８Ｎ及びデジタルアンプ回路２の負電源端子２Ｎが基準電位、例えば接地電位に接続されている。

直流電源回路８は、２つの入力端子２ＩＮ−１、２ＩＮ−２を有し、これらは、商用交流電源入力端子、例えばコンセント１０を介して商用交流電源（図示せず）に接続状態または非接続状態にされる。商用交流電源は、例えば実効値が１００Ｖで、商用交流周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのものである。

直流電源回路８は、例えばスイッチング電源で、入力端子２ＩＮ−１、２ＩＮ−２に供給された商用交流電圧を整流する整流手段、例えば全波整流回路または半波整流回路によって整流し、この整流電圧を平滑手段、例えば平滑コンデンサで平滑する。この平滑電圧は、例えばチョッパ回路またはインバータ回路のようなスイッチング回路によって高周波電圧に変換され、絶縁トランスの一次巻線に供給される。絶縁トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧が出力側整流平滑手段、例えば整流ダイオードによって整流され、かつ平滑リアクトルまたは平滑コンデンサによって平滑され、２つの出力端子８Ｐ、８Ｎ間に直流電圧を発生する。

直流電源回路８は、出力端子８Ｐ、８Ｎの他に基準電位端子８Ｒを持ち、出力端子８Ｐが基準電位端子８Ｒよりも正で、出力端子８Ｎが基準電位端子８Ｒよりも負の電圧を発生するように構成することもできる。なお、コンセント１０の両端間、即ち直流電源回路８の入力端子２ＩＮ−１、２ＩＮ−２間には、第１のコンデンサ、例えば雑音除去用コンデンサ２４が接続されている。

ＬＣ出力フィルタ４と各スピーカ６のスイッチ７との間には、開閉接点、例えばリレー開閉接点１２が配置されている。リレー開閉接点１２は通常には閉じられており、駆動回路１４から駆動信号が供給されたとき、開放される。駆動回路１４は、後述するように、コンセント１０が商用交流電源と非接続状態になったとき、瞬時にリレー開閉接点１２を開いて、デジタルアンプ回路２に供給される電圧の変動に基づく異音の発生を防止するためのものである。リレー開閉接点１２と駆動回路１４とが、保護回路、例えば出力側保護回路を構成している。

出力側保護回路を動作させるために、検出手段、例えば検出回路１６が設けられている。検出回路１６は、一次側と二次側を有し、両者が絶縁されたもので、例えばホトカプラーから構成されている。即ち、検出回路１６は、一次側に発光素子、例えば発光ダイオード１６Ｌを、二次側に受光素子、例えばホトトランジスタ１６Ｐを有している。コンセント１０が商用交流電源に接続されている状態では、発光ダイオード１６Ｌが発光し、ホトトランジスタ１６Ｐが受光信号を発生している。コンセント１０が商用電源に非接続となると、ホトトランジスタ１６Ｐが受光信号を発生しなくなる。これによって、比較回路１８が駆動回路１４に付勢信号を送り、駆動回路１４が接点１２を開放する。

なお、ホトカプラー１６には、交流入力対応型のものを使用することができる。この場合、２つの発光ダイオードが逆並列に接続されているので、付加回路は不要である。また、標準型のものを使用する場合、付加回路として発光ダイオードに逆並列にダイオードを接続する。

発光ダイオード１６Ｌは、フィルタ手段、例えばハイパスフィルタ２１を介してコンセント１０に接続されている。ハイパスフィルタ２１は、抵抗手段、例えば抵抗回路網２０と第２のコンデンサ、例えばコンデンサ２２の直列回路によって構成されている。このハイパスフィルタ２１のカット周波数は、商用交流電源の周波数よりも幾分低い周波数、例えば５０Ｈｚよりも幾分低い周波数に設定されている。

抵抗回路網２０は、本来、発光ダイオード１６Ｌの電流制限用に設けられており、図２に示すように、複数、例えば２つの並列回路２０ａ、２０ｂの直列回路によって構成されている。並列回路２０ａの２つの抵抗器は、予め定めた値、例えば６８ｋΩのチップ型である。並列回路２０ｂは、３つのチップ型抵抗器を並列に接続可能なものである。並列回路２０ｂは、全ての抵抗器を取り外し、１つの抵抗器の接続端間をジャンパー線で短絡した状態としたり、２つの抵抗器に例えば６８ｋΩの抵抗器を使用し、かつ残りの１つの抵抗器を除去したり、２つの抵抗器に例えば１５０ｋΩの抵抗器を使用し、かつ残りの１つの抵抗器を除去したりすることが可能である。

このように並列回路２０ｂの構成を変更することによって、このデジタルアンプが、日本以外の地域でも使用される場合に、例えば米国のような商用交流電源の電圧が１２０Ｖであって周波数が６０Ｈｚの地域で使用される場合にも、欧州のような商用交流電源の電圧が２３０Ｖであって周波数が５０Ｈｚの地域で使用される場合にも、発光ダイオード１６Ｌに流れる電流を所定の電流に制限することができる。また、どのような地域で使用される場合でも、コンデンサ２２と共に構成しているハイパスフィルタ２１のカット周波数を５０Ｈｚよりも幾分低い周波数に設定することができる。しかも、この構成の変更は、ごく容易に行える。

図２に示すように比較回路１８は、ホトトランジスタ１６Ｐのコレクタに抵抗器２６を介して制御電極、例えばベースが接続されたスイッチング素子、例えばＰＮＰトランジスタ２８を有している。ホトトランジスタ１６Ｐのエミッタは基準電位点、例えば接地電位に接続され、コレクタは抵抗器３０を介して電源端子＋Ｖに接続されている。電源端子＋Ｖの電圧は、直流電源回路８の出力電圧より得られている。トランジスタ２８の共通電極、例えばエミッタは電源端子＋Ｖに接続され、出力電極、例えばコレクタは、抵抗器３２を介して感度調整回路３４に接続されている。感度調整回路３４は、コンデンサ３６と抵抗器３８とを並列に接続した時定数回路で、抵抗器３２のコレクタとは反対側の端部と接地電位との間に接続されている。この並列回路３４の抵抗器３８の接地側と反対側の端部が抵抗器４０を介してスイッチング素子、例えばＮＰＮトランジスタ４２の制御電極、例えばベースに接続され、共通電極、例えばエミッタが接地されている。従って、感度調整回路３４の出力電圧がベースに供給されている。トランジスタ４２のコレクタは抵抗器４４を介して電源端子＋Ｖに接続されている。図示していないが、駆動回路１４の動作電圧も＋Ｖ端子から供給されている。

ハイパスフィルタ２１のカットオフ周波数は、商用交流電源の周波数よりも低いので、コンセント１０が商用交流電源に接続されているとき、商用交流電圧がハイパスフィルタ２１を介して発光ダイオード１６に供給される。その結果、発光ダイオード１６Ｌが発光し、ホトトランジスタ１６Ｐが導通している。これによって、トランジスタ２８、４２が共に導通し、駆動回路１４の入力側電圧は接地電位であり、接点１２は閉じられたままである。このとき、感度調整回路３４のコンデンサは、充電されている。また、コンデンサ２４は、商用交流電圧によって充放電が繰り返されている。

この状態において、コンセント１０が商用交流電源と非接続状態になると、発光ダイオード１６Ｌの発光が停止し、ホトトランジスタ１６Ｐが非導通になる。これによって、トランジスタ２８も非導通になり、コンデンサ３４が放電を開始する。この放電電圧が、トランジスタ４２の導通を維持するためにベース・エミッタ間に印加する必要のある電圧（基準電圧）よりも低下すると、トランジスタ４２が非導通となり、＋Ｖ端子の電圧が付勢信号として駆動回路１４に供給され、駆動回路１４が接点１２を開放する。なお、感度調整回路３４を設けたのは、瞬間的に商用交流電源の不具合により瞬間的に停電して、直ちに復電したような場合に、接点１２が開放されることを防止するためである。

上記の説明は、コンセント１０が商用交流電源と非接続状態になると、発光ダイオード１６Ｌの発光が直ちに停止すると仮定した場合である。しかし、実際には、コンセント１０の両端には雑音抑制用のコンデンサ２４が接続されているので、発光ダイオード１６Ｌの発光は直ちに停止しない。

即ち、コンセント１０が商用交流電源に接続されているとき、このコンデンサ２４の充放電が繰り返されている。従って、コンセント１０が商用交流電源と非接続になったとき、コンデンサ２４は、正または負の或る電圧に充電されており、その電圧から放電が開始される。図３にコンデンサ２４が正のピーク電圧に充電された状態で、商用交流電源にコンセント１０が非接続とされ、コンデンサ２４から放電が開始された状態を示す。この放電による放電電流が緩やかに発光ダイオード１６Ｌに流れ続け、発光は直ちに停止せず、接点１２が閉じられたままの状態が維持される。そのため直流電源回路８の出力電圧の低下に伴い、異音をスピーカ６から発生する可能性が高い。

ところで、この放電電流の周波数は、商用交流電源の周波数よりも低い。従って、コンデンサ２２と抵抗回路網２０とによって構成されたハイパスフィルタ２１のカットオフ周波数の方が放電電流の周波数よりも高いので、ハイパスフィルタ２１が、発光ダイオード１６Ｌに放電電流が流れるのを急速に遮断し、発光ダイオード１６Ｌの発光を急速に停止させる。コンセント１０が非接続状態になると、＋Ｖ端子の電圧も直流電源回路８内の平滑コンデンサ等の放電によって低下しているが、＋Ｖ端子の電圧が比較回路１８や駆動回路１４を正常に動作させることができる電圧を維持している間に、発光ダイオード１６Ｌが発光を停止し、接点１２が開かれる。よって、異音がスピーカ６から出力されることはない。

図１に戻って、ＬＣ出力フィルタ４は、デジタルアンプ回路２から出力されるデジタル信号をアナログ信号に変換する、即ち、デジタルアンプ回路２から出力されるキャリア信号を含んだ波形からキャリア信号を除去するためのローパスフィルタである。このＬＣ出力フィルタ４のカットオフ周波数は、デジタルアンプ回路２の変調器におけるキャリア周波数、例えば３５０Ｈｚ以下であって、このデジタルアンプの品質保証帯域、例えば２０Ｈｚ乃至２０ｋＨｚの帯域の上限周波数である２０ｋＨｚよりも高く設定されている。

ところで、デジタルアンプ回路２に入力されるアナログ信号またはデジタルアンプ回路２内で増幅されたアナログ信号が過大となることがある。この場合、デジタルアンプ回路２から出力されるデジタル信号が歪む。この歪んだデジタル信号は様々な高調波成分を含み、ＬＣ出力フィルタ４の共振周波数及びその近傍の周波数成分を含むことがある。この場合、ＬＣ出力フィルタ４には大きな電流が流れる。そのため、デジタルアンプ回路２や直流電源回路８が破損する可能性がある。

ＬＣ出力フィルタ４は、各スイッチ７が全て閉じられて、全てのハイインピーダンス型のスピーカ６がＬＣ出力フィルタ４に接続されている際、所定の負荷インピーダンスとなり、図４に実線で示すようなローパスフィルタ特性を示す。しかし、各スピーカ６のうちスイッチ７が閉じられているものの数は常に一定ではなく、種々に変更されている。または、スピーカ設置先のアッテネータによって個別に音量調整されることもある。従って、ＬＣ出力フィルタ４に接続されているスピーカ６の数によって負荷インピーダンスが変化し、特にＬＣ出力フィルタ４に接続されているスピーカ６の数が少ないときには、即ち、軽負荷のときには、ＬＣ出力フィルタ４は、図４に破線で示すように共振周波数において鋭いピークを発生する。この状態において、ＬＣ出力フィルタ４を流れる電流に共振周波数成分が含まれていると、共振電流が流れ、かつ共振電圧が発生する。特に、ハイインピーダンス型のスピーカ６が使用されている場合、各スピーカ６の定格出力電圧は日本で１００Ｖ、米国では７０Ｖと高圧であるので、ＬＣ出力フィルタ４に流れる共振電流は過大で、共振電圧も過大となる。従って、ＬＣ出力フィルタ４、デジタルアンプ回路２、直流電源回路８、接続されているスピーカが過大電圧による定格オーバーとなり、損傷する可能性が高い。

そこで、図５に示すようにＬＣ出力フィルタ４のコンデンサ４Ｃの両端間電圧を分圧回路、例えば抵抗分圧回路４６によって分圧した電圧が、第２フィルタまたは検出フィルタ、例えばバンドパスフィルタ４８に供給される。なお、抵抗分圧回路４６を構成する２つの直列接続抵抗器には、抵抗値の大きいものを使用し、ＬＣ出力フィルタ４の周波数特性に影響を与えないようにしてある。このバンドパスフィルタ４８は、ＬＣ出力フィルタ４の共振周波数よりも幾分低い周波数付近にピークを持つ、例えば図６に示すようにＱピークを持つものである。このバンドパスフィルタ４８の出力電圧が、共振電流検出手段、例えば比較回路５０に供給され、ＬＣ出力フィルタ４に共振電流が流れている場合、比較回路５０が共振検出信号、例えば付勢信号を発生する。これに応動して、駆動回路５２が、デジタルアンプ回路２内に設けられた信号減衰手段、例えばミュート回路（図示せず）を作動させて、デジタルアンプ回路２から歪んだデジタル信号が出力されることを阻止している。これによって、デジタルアンプ回路２や直流電源回路８に過大な電流が流れて、これらが破損することを防止している。比較回路５０、駆動回路５２及びミュート回路によって保護回路、或いは入力側保護回路が構成されている。

バンドパスフィルタ４８は、図５に示すように２つの演算増幅器５４、５６、抵抗器５８、６０、６２、６４、６６、６８、コンデンサ７０、７２から構成され、図６に示すように、ＬＣ出力フィルタ４の共振周波数、例えば４１ｋＨｚよりも幾分低い周波数にＱピークを持つもので、そのゲインは、デジタルアンプ回路２の品質保証周波数帯の下限周波数、例えば２０Ｈｚ付近では最もゲインが負の値であり、周波数が高くなるに従ってゲインが徐々に増加する。但し、品質保証周波数帯の上限周波数、例えば２０ｋＨｚ付近でもまだ負のゲインであり、Ｑピーク周波数よりも幾分低い周波数でゲインが正となり、Ｑピーク周波数で最大ゲインとなる。以後、ゲインは周波数が高くなると低下するが、それでも負のゲインとなることはなく、デジタルアンプ回路２のキャリア周波数３５０ｋＨｚを超えても正の一定ゲインを有するように構成されている。なお、図示していない高い周波数領域において、ゲインは負の値となる。このようにＬＣ出力フィルタ４の共振周波数よりも幾分低い周波数よりも高い周波数成分がＬＣ出力フィルタ４に生じているとき、その成分の電圧よりも大きい電圧が出力電圧としてバンドパスフィルタ４８に生じる。

比較回路５０は、抵抗器６８及びダイオード６９を介して制御電極、例えばベースにバンドパスフィルタ４８の出力電圧が供給される半導体スイッチング素子、例えばＮＰＮトランジスタ７４を有し、その共通電極、例えばエミッタが基準電位、例えば接地電位に接続されている。出力電極、例えばコレクタは、抵抗器７６を介して＋Ｖ端子に接続されている。トランジスタ７４のコレクタは抵抗器７８を介して半導体スイッチング素子、例えばＰＮＰトランジスタ８０の制御電極、例えばベースに接続されている。このトランジスタ８０のエミッタに接続されている。また、出力電極、例えばコレクタは抵抗器８２を介して接地電位に接続され、かつ駆動回路５２に接続されている。また、ベースとコレクタとの間にはコンデンサ８４が接続されている。このコンデンサ８４と抵抗器７８とによって感度調整器が構成されている。

デジタルアンプ回路２への入力信号のレベルが低く、デジタルアンプ回路２の出力信号が歪んでいない状態や、周波数がＬＣ出力フィルタの共振周波数より離れているときは、ＬＣ出力フィルタ４に共振電流が流れていない。そのため、バンドパスフィルタ４８の出力電圧はその入力電圧よりも低く、トランジスタ７４を導通させるために必要なベース・エミッタ間電圧がトランジスタ７４のベース・エミッタ間には供給されて無く、トランジスタ７４は非導通である。そのため、トランジスタ８０を導通させるために必要なベース・エミッタ間電圧もトランジスタ８０のベース・エミッタ間にも得られず、トランジスタ８０も非導通である。よって、駆動回路５２には接地電位の電圧が供給されており、駆動回路５２は作動していない。このとき、コンデンサ８４は充電されている。

デジタルアンプ回路２への入力信号のレベルが高く、デジタルアンプ回路２の出力波形が歪んだ状態や、周波数がＬＣ出力フィルタの共振周波数に近いときは、ＬＣ出力フィルタ４に大きな共振電流が流れる。これによって、バンドパスフィルタ４８の出力電圧がその入力電圧よりも大きくなる。トランジスタ７４が導通し、コンデンサ８４が急速に放電して、トランジスタ８０が導通し、＋Ｖ端子の電圧が付勢信号として駆動回路５２に供給される。デジタルアンプ回路２内のミュート回路が作動し、デジタルアンプ回路２での歪んだ出力信号の発生が停止する。これによって、共振電流がＬＣ出力フィルタ４に流れなくなり、ＬＣ出力フィルタ４、デジタルアンプ回路２、直流電源回路８の破損を防止することができる。なお、バンドパスフィルタ８４の出力電圧が低下して、トランジスタ７４が非導通になっても、コンデンサ８４が充電されている期間中、トランジスタ８０の導通状態が維持され、ミュート回路の動作が継続される。

このようにバンドパスフィルタ８４は、ＬＣ出力フィルタ４のコンデンサ４Ｃに直列には接続されずに、分圧回路４６を介してコンデンサ４Ｃの電圧を検出しているので、ＬＣ出力フィルタ４の特性に影響を与えることがなく、また、不要な高調波の放射を生じない。しかも、このバンドパスフィルタ８４を使用することによって、コンデンサ４Ｃを流れている共振電流を実質的に検出することができる。

第２の実施形態を図７に示す。この実施形態では、ホトカプラー１６に代えて一次巻線８６Ｐと二次巻線８６Ｓとが絶縁されている変圧器８６を使用したものである。一次巻線８６Ｐは、抵抗回路網２０と直列に接続されている。二次巻線８６Ｓには、整流ダイオード８８と平滑コンデンサ９０とからなる整流・平滑回路９２が接続されている。この平滑回路９２の出力電圧が、比較回路１８に供給される。他の構成は、第１の実施形態と同様である。

上記の２つの実施形態では、デジタルアンプに本発明を実施したが、フィルタを備え、そのフィルタの共振周波数またはそれに近い周波数の電流が流れる可能性のある機器、例えばスイッチング電源としてのインバータやＬＣ回路を用いた大電力無線機等に実施することもできる。上記の実施形態では、バンドパスフィルタ４８を使用したが、これに限ったものではなく、ＬＣ出力フィルタ４の共振周波数よりも幾分低い周波数にＱピークを持つハイパスフィルタを使用することもできる。また、上記の実施形態では、保護回路としてデジタルアンプ回路２内のミュート回路と駆動回路５２とを使用したが、例えば直流電源回路８からデジタルアンプ回路２への電源供給を遮断する回路を保護回路として使用することもできる。また、ＬＣフィルタを外付けで使用する汎用のデジタルＩＣアンプに、上述したバンドパスフィルタ４８及び比較回路５０等からなる検出用の回路を追加することで、デジタルＩＣアンプの本来の性能に影響を及ぼさないで容易に保護機能を追加することができる。また、上記の実施の形態では、バンドパスフィルタ４８のＱピーク周波数を、ＬＣ出力フィルタ４の共振周波数より幾分低い周波数としたが、共振周波数と一致させることもできる。

本発明の第１の実施形態のデジタルアンプのブロック図である。図１のデジタルアンプの商用電源への非接続状態を検出する部分の回路図である。図１のデジタルアンプのコンデンサ２４の電圧の変化を示す図である。図１のデジタルアンプのＬＣ出力フィルタ４の負荷の変化に伴う周波数特性の変化を示す図である。図１のデジタルアンプにおけるＬＣフィルタ出力フィルタの共振状態を検出する部分の回路図である。図１のデジタルアンプにおいて使用しているバンドパスフィルタの周波数特性部である。本発明の第２の実施形態のデジタルアンプの一部のブロック図である。

符号の説明

２デジタルアンプ回路
４ＬＣ出力フィルタ（第１フィルタ、ローパス出力フィルタ）
４８バンドパスフィルタ（第２フィルタ、検出フィルタ）
５０比較回路（共振検出手段）

Claims

ハイインピーダンス型の複数のスピーカを備え、接続されるスピーカの数が変化するデジタルアンプにおいて、
このデジタルアンプの出力側と前記スピーカとの間に設けられた、コンデンサとインダクタとからなるＬＣローパス出力フィルタと、
このＬＣローパス出力フィルタの出力電圧が供給され、前記ＬＣローパス出力フィルタの共振周波数よりも幾分低い周波数で、ゲインが正となり、前記共振周波数よりも高い周波数でも正のゲインを有する検出フィルタと、
この検出フィルタの出力信号が供給され、前記検出フィルタが正のゲインを有しているとき動作して前記デジタルアンプを保護する保護回路とを、
具備するデジタルアンプの保護装置。
請求項１記載のデジタルアンプの保護装置において、前記ローパス出力フィルタの出力に対して並列に接続された分圧回路によって前記ローパス出力フィルタの出力電圧が分圧されて、この分圧された電圧が前記検出フィルタに供給されているデジタルアンプの保護装置。