JP2806825B2 - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
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- JP2806825B2 JP2806825B2 JP7130163A JP13016395A JP2806825B2 JP 2806825 B2 JP2806825 B2 JP 2806825B2 JP 7130163 A JP7130163 A JP 7130163A JP 13016395 A JP13016395 A JP 13016395A JP 2806825 B2 JP2806825 B2 JP 2806825B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタル無線方式におけ
る直交多値変調信号の復調装置に関し、特に復調器の後
段にトランスバーサル等化器を接続する復調装置に関す
る。
る直交多値変調信号の復調装置に関し、特に復調器の後
段にトランスバーサル等化器を接続する復調装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】近年、ＬＳＩの高速化，低価格化が進展
するに伴って、図２のブロック図に示す如き、全デジタ
ル化されたベースバンド帯のトランスバーサル等化器５
を用いる復調装置が実現されてきている。
するに伴って、図２のブロック図に示す如き、全デジタ
ル化されたベースバンド帯のトランスバーサル等化器５
を用いる復調装置が実現されてきている。
【０００３】この復調装置はデジタルマイクロ波無線方
式の受信装置に内蔵される装置であり、２N （Ｎは整
数）値の直交多値変調信号Ｓ１が信号入力端子２１に供
給される。この直交多値変調信号は無線区間を通って上
記受信装置に入力されたマイクロ波信号を中間周波数
（ＩＦ）帯信号に周波数変換した信号である。直交多値
変調信号Ｓ１は２分岐され、その一方は掛算器１ａで局
発入力端子２３ａに入力された再生搬送波Ｓ２ａと掛け
合わされ、もう一方は掛算器１ｂで局発入力端子２３ｂ
に入力された再生搬送波Ｓ２ａと掛け合わされる。な
お、再生搬送波２３ａと２３ｂとは、互いに９０°の位
相差を持ち、この復調装置の等化デジタル信号Ｓ６０ａ
およびＳ６０ｂを用いる公知の再生搬送波再生回路で生
成される。掛算器２ａおよび２ｂの出力は低域通過ろ波
器２ａおよび２ｂにより所定の帯域制限を受けてそれぞ
れ復調ベースバンド信号Ｓ３ａおよびＳ３ｂとなる。上
述した諸回路は直交多値変調信号の復調器をなし、復調
ベースバンド信号３ａは同相（Ｉ相）変調成分の復調信
号、復調ベースバンド信号Ｓ３ｂは直交相（Ｑ相）変調
成分の復調信号である。これら復調ベースバンド信号Ｓ
３ａおよびＳ３ｂは、直交多値変調信号Ｓ１の信号レベ
ルに対応した複数レベルを有する。
式の受信装置に内蔵される装置であり、２N （Ｎは整
数）値の直交多値変調信号Ｓ１が信号入力端子２１に供
給される。この直交多値変調信号は無線区間を通って上
記受信装置に入力されたマイクロ波信号を中間周波数
（ＩＦ）帯信号に周波数変換した信号である。直交多値
変調信号Ｓ１は２分岐され、その一方は掛算器１ａで局
発入力端子２３ａに入力された再生搬送波Ｓ２ａと掛け
合わされ、もう一方は掛算器１ｂで局発入力端子２３ｂ
に入力された再生搬送波Ｓ２ａと掛け合わされる。な
お、再生搬送波２３ａと２３ｂとは、互いに９０°の位
相差を持ち、この復調装置の等化デジタル信号Ｓ６０ａ
およびＳ６０ｂを用いる公知の再生搬送波再生回路で生
成される。掛算器２ａおよび２ｂの出力は低域通過ろ波
器２ａおよび２ｂにより所定の帯域制限を受けてそれぞ
れ復調ベースバンド信号Ｓ３ａおよびＳ３ｂとなる。上
述した諸回路は直交多値変調信号の復調器をなし、復調
ベースバンド信号３ａは同相（Ｉ相）変調成分の復調信
号、復調ベースバンド信号Ｓ３ｂは直交相（Ｑ相）変調
成分の復調信号である。これら復調ベースバンド信号Ｓ
３ａおよびＳ３ｂは、直交多値変調信号Ｓ１の信号レベ
ルに対応した複数レベルを有する。
【０００４】復調ベースバンド信号３ａおよび３ｂは、
増幅器３ａおよび３ｂによって増幅される。ここで、増
幅器３ａおよび３ｂは制御信号Ｓ９０ａ（Ｓ９０ａｇ，
Ｓ９０ａｄ）およびＳ９０ｂ（Ｓ９０ｂｇ，Ｓ９０ｇ
ｄ）によってそれぞれ利得およびＤＣレベルのオフセッ
ト（以下、ＤＣオフセット）調整を受ける一種のＡＧＣ
増幅器である。制御信号Ｓ９０の第２サフィックスｇが
利得制御用，ｄがＤＣオフセット用を示している。増幅
器３ａおよび３ｂからそれぞれ出力される復調ベースバ
ンド信号Ｓ４０ａおよび４０ｂは、アナログ・デジタル
変換器（Ａ／Ｄ）４ａおよび４ｂによりそれぞれ標本・
量子化され、デジタル信号Ｓ５０ａおよびＳ５０ｂとさ
れる。
増幅器３ａおよび３ｂによって増幅される。ここで、増
幅器３ａおよび３ｂは制御信号Ｓ９０ａ（Ｓ９０ａｇ，
Ｓ９０ａｄ）およびＳ９０ｂ（Ｓ９０ｂｇ，Ｓ９０ｇ
ｄ）によってそれぞれ利得およびＤＣレベルのオフセッ
ト（以下、ＤＣオフセット）調整を受ける一種のＡＧＣ
増幅器である。制御信号Ｓ９０の第２サフィックスｇが
利得制御用，ｄがＤＣオフセット用を示している。増幅
器３ａおよび３ｂからそれぞれ出力される復調ベースバ
ンド信号Ｓ４０ａおよび４０ｂは、アナログ・デジタル
変換器（Ａ／Ｄ）４ａおよび４ｂによりそれぞれ標本・
量子化され、デジタル信号Ｓ５０ａおよびＳ５０ｂとさ
れる。
【０００５】デジタル信号Ｓ５０ａおよびＳ５０ｂは全
デジタル処理形のトランスバーサルフィルタ等化器５に
供給される。トランスバーサル等化器５は、上記無線区
間のフェージング等により生じる，デジタル信号Ｓ５０
ａおよびＳ５０ｂの符号間干渉をそれぞれ除去して等化
デジタル信号Ｓ６０ａおよびＳ６０ｂを生じる。これら
等化デジタル信号Ｓ６０ａおよびＳ６０ｂは、端子２５
ａ，２５ｂにそれぞれ出力され、フレーム同期処理およ
び符号判定処理が行われる。等化デジタル信号Ｓ６０ａ
およびＳ６０ｂは、分岐されて制御信号発生器１０にも
供給される。なお、トランスバーサル等化器５は、トラ
ンスバーサルフィルタの各タップ係数を制御することに
よって入力されるデジタル信号Ｓ５０ａおよびＳ５０ｂ
の符号間干渉を等化する回路であり、例えば“ディジタ
ルマイクロ波通信，Ｐ．２４０〜２４２，桑原守二監
修，企画センター発行”に述べられている。
デジタル処理形のトランスバーサルフィルタ等化器５に
供給される。トランスバーサル等化器５は、上記無線区
間のフェージング等により生じる，デジタル信号Ｓ５０
ａおよびＳ５０ｂの符号間干渉をそれぞれ除去して等化
デジタル信号Ｓ６０ａおよびＳ６０ｂを生じる。これら
等化デジタル信号Ｓ６０ａおよびＳ６０ｂは、端子２５
ａ，２５ｂにそれぞれ出力され、フレーム同期処理およ
び符号判定処理が行われる。等化デジタル信号Ｓ６０ａ
およびＳ６０ｂは、分岐されて制御信号発生器１０にも
供給される。なお、トランスバーサル等化器５は、トラ
ンスバーサルフィルタの各タップ係数を制御することに
よって入力されるデジタル信号Ｓ５０ａおよびＳ５０ｂ
の符号間干渉を等化する回路であり、例えば“ディジタ
ルマイクロ波通信，Ｐ．２４０〜２４２，桑原守二監
修，企画センター発行”に述べられている。
【０００６】図３の制御信号発生器１０の動作例を示す
図を参照して制御信号発生器１０の動作を説明する。こ
の動作例は直交多値変調信号Ｓ１が、Ｎ＝２，つまり復
調ベースバンド信号Ｓ４ａおよびＳ４ｂが２値の場合を
示している。制御信号発生器１０に供給される等化デジ
タル信号Ｓ６０ａおよびＳ６０ａは、復調ベースバンド
信号Ｓ４ａおよびＳ４ｂの信号レベルが“１”の場合に
はＭＳＢが“１”であり、信号レベルが“０”の場合に
はＭＳＢが“０”である。そして、等化デジタル信号Ｓ
６０ａおよびＳ６０ａの第２ビット（復調ベースバンド
信号Ｓ４０ａおよびＳ４０ｂの信号レベルがＮ値である
場合は第Ｎビット）およびＭＳＢビットが、復調ベース
バンド信号Ｓ４０ａ（および等化デジタル信号６０ａ）
および復調ベースバンド信号Ｓ４０ｂ（および等化デジ
タル信号６０ｂ）の信号レベルおよびＤＣオフセットが
適切であるかどうかの判定ビットとされる。
図を参照して制御信号発生器１０の動作を説明する。こ
の動作例は直交多値変調信号Ｓ１が、Ｎ＝２，つまり復
調ベースバンド信号Ｓ４ａおよびＳ４ｂが２値の場合を
示している。制御信号発生器１０に供給される等化デジ
タル信号Ｓ６０ａおよびＳ６０ａは、復調ベースバンド
信号Ｓ４ａおよびＳ４ｂの信号レベルが“１”の場合に
はＭＳＢが“１”であり、信号レベルが“０”の場合に
はＭＳＢが“０”である。そして、等化デジタル信号Ｓ
６０ａおよびＳ６０ａの第２ビット（復調ベースバンド
信号Ｓ４０ａおよびＳ４０ｂの信号レベルがＮ値である
場合は第Ｎビット）およびＭＳＢビットが、復調ベース
バンド信号Ｓ４０ａ（および等化デジタル信号６０ａ）
および復調ベースバンド信号Ｓ４０ｂ（および等化デジ
タル信号６０ｂ）の信号レベルおよびＤＣオフセットが
適切であるかどうかの判定ビットとされる。
【０００７】まず、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６
０ｂのレベル制御（増幅器３ａおよび３ｂの利得制御）
について説明すると、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび
６０ｂの適切なレベル範囲（アイ開口部）は、高レベル
が“１，１”と“１，０”の間であり、低レベルが
“０，０”と“０，１”の間である。そこで、制御信号
発生器１０は、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂ
が“１，０”または“０，１”であれば等化デジタル信
号Ｓ６０ａおよび６０ｂの信号レベルが低いと判定し、
増幅器３ａおよび３ｂの利得を増加させるために“１”
の判定信号Ｓ７０ａｇおよびＳ７０ｂｇを出力する。ま
た、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂが“１，
１”または“０，０”であれば、制御信号発生器１０
は、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂの信号レベ
ルが高いと判定し、増幅器３ａおよび３ｂの利得を低下
させるために“０”の判定信号Ｓ７０ａｇおよびＳ７０
ｂｇを出力する。
０ｂのレベル制御（増幅器３ａおよび３ｂの利得制御）
について説明すると、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび
６０ｂの適切なレベル範囲（アイ開口部）は、高レベル
が“１，１”と“１，０”の間であり、低レベルが
“０，０”と“０，１”の間である。そこで、制御信号
発生器１０は、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂ
が“１，０”または“０，１”であれば等化デジタル信
号Ｓ６０ａおよび６０ｂの信号レベルが低いと判定し、
増幅器３ａおよび３ｂの利得を増加させるために“１”
の判定信号Ｓ７０ａｇおよびＳ７０ｂｇを出力する。ま
た、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂが“１，
１”または“０，０”であれば、制御信号発生器１０
は、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂの信号レベ
ルが高いと判定し、増幅器３ａおよび３ｂの利得を低下
させるために“０”の判定信号Ｓ７０ａｇおよびＳ７０
ｂｇを出力する。
【０００８】判定信号Ｓ７０ａおよびＳ７０ｂは、積分
器６ａおよび６ｂでそれぞれ積分されて、上述の制御信
号Ｓ９０ａｇおよびＳ９０ｂｇとなる。積分された結果
の制御信号Ｓ９０ａｇおよびＳ９０ｂｇの値が大きけれ
ば増幅器３ａおよび３ｂは利得が増大するように制御さ
れ、逆に制御信号Ｓ９０ａｇおよびＳ９０ｂｇの値が小
さければ増幅器３ａおよび３ｂは利得が低下するように
制御されて、復調ベースバンド信号Ｓ４０ａおよび４０
ｂは最適な信号レベルとなる。
器６ａおよび６ｂでそれぞれ積分されて、上述の制御信
号Ｓ９０ａｇおよびＳ９０ｂｇとなる。積分された結果
の制御信号Ｓ９０ａｇおよびＳ９０ｂｇの値が大きけれ
ば増幅器３ａおよび３ｂは利得が増大するように制御さ
れ、逆に制御信号Ｓ９０ａｇおよびＳ９０ｂｇの値が小
さければ増幅器３ａおよび３ｂは利得が低下するように
制御されて、復調ベースバンド信号Ｓ４０ａおよび４０
ｂは最適な信号レベルとなる。
【０００９】次に、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６
０ｂのＤＣオフセット制御（増幅器３ａおよび３ｂのＤ
Ｃオフセット制御）について説明すると、等化デジタル
信号Ｓ６０ａおよび６０ｂの適正なＤＣオフセットは、
これら信号の中間点である“１，０”と“０，１”の間
である。そこで、制御信号発生器１０は、等化デジタル
信号Ｓ６０ａおよび６０ｂが“１，１”または“１，
０”であれば等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂの
ＤＣオフセットが正側にずれていると判定し、増幅器３
ａおよび３ｂのＤＣオフセットを負側に移動させるため
に“１”の判定信号Ｓ７０ａｄおよびＳ７０ｂｄを出力
する。また、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂが
“０，１”または“０，０”であれば、制御信号発生器
１０は、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂの信号
レベルが負側にずれていると判定し、増幅器３ａおよび
３ｂのＤＣオフセットを正側に移動させるために“０”
の判定信号Ｓ７０ａｄおよびＳ７０ｂｄを出力する。
０ｂのＤＣオフセット制御（増幅器３ａおよび３ｂのＤ
Ｃオフセット制御）について説明すると、等化デジタル
信号Ｓ６０ａおよび６０ｂの適正なＤＣオフセットは、
これら信号の中間点である“１，０”と“０，１”の間
である。そこで、制御信号発生器１０は、等化デジタル
信号Ｓ６０ａおよび６０ｂが“１，１”または“１，
０”であれば等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂの
ＤＣオフセットが正側にずれていると判定し、増幅器３
ａおよび３ｂのＤＣオフセットを負側に移動させるため
に“１”の判定信号Ｓ７０ａｄおよびＳ７０ｂｄを出力
する。また、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂが
“０，１”または“０，０”であれば、制御信号発生器
１０は、等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂの信号
レベルが負側にずれていると判定し、増幅器３ａおよび
３ｂのＤＣオフセットを正側に移動させるために“０”
の判定信号Ｓ７０ａｄおよびＳ７０ｂｄを出力する。
【００１０】判定信号Ｓ７０ａｄおよびＳ７０ｂｄは、
積分器６ａおよび６ｂでそれぞれ積分されて、上述の制
御信号Ｓ９０ａｄおよびＳ９０ｂｄとなる。積分された
結果の制御信号Ｓ９０ａｄおよびＳ９０ｂｄの値が大き
ければ増幅器３ａおよび３ｂはＤＣオフセットが負側に
移動するように制御され、逆に制御信号Ｓ９０ａｄおよ
びＳ９０ｂｄの値が小さければ増幅器３ａおよび３ｂは
ＤＣオフセットが正側に移動するように制御されて、復
調ベースバンド信号Ｓ４０ａおよび４０ｂは最適なＤＣ
オフセットに配置される。
積分器６ａおよび６ｂでそれぞれ積分されて、上述の制
御信号Ｓ９０ａｄおよびＳ９０ｂｄとなる。積分された
結果の制御信号Ｓ９０ａｄおよびＳ９０ｂｄの値が大き
ければ増幅器３ａおよび３ｂはＤＣオフセットが負側に
移動するように制御され、逆に制御信号Ｓ９０ａｄおよ
びＳ９０ｂｄの値が小さければ増幅器３ａおよび３ｂは
ＤＣオフセットが正側に移動するように制御されて、復
調ベースバンド信号Ｓ４０ａおよび４０ｂは最適なＤＣ
オフセットに配置される。
【００１１】上述の復調器の後段にトランスバーサル等
化器５を接続する復調装置では、フェージング等により
デジタル信号Ｓ５０ａおよびＳ５０ｂの符号間干渉が増
加することにより、等化器５が十分に機能しないで等化
デジタル信号Ｓ６０ａおよびＳ６０ｂに多量の誤りが発
生すると、信号Ｓ６０ａおよびＳ６０ｂを基に生成され
る制御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂも増幅器３ａおよび
３ｂの利得およびＤＣオフセットを適切に制御せず、こ
の復調装置の復調動作が発散してしまうときがある。
化器５を接続する復調装置では、フェージング等により
デジタル信号Ｓ５０ａおよびＳ５０ｂの符号間干渉が増
加することにより、等化器５が十分に機能しないで等化
デジタル信号Ｓ６０ａおよびＳ６０ｂに多量の誤りが発
生すると、信号Ｓ６０ａおよびＳ６０ｂを基に生成され
る制御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂも増幅器３ａおよび
３ｂの利得およびＤＣオフセットを適切に制御せず、こ
の復調装置の復調動作が発散してしまうときがある。
【００１２】発散した復調装置においては、トランスバ
ーサル等化器５の各タップも最適な制御を行えず発散し
ている。この発散したトランスバーサル等化器５を通過
して符号誤りが重畳された等化デジタル信号Ｓ６０ａお
よびＳ６０ｂを基に制御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂが
作られるため、復調装置は制御が誤り収束は困難とな
る。よって復調装置が発散している場合にはトランスバ
ーサル等化器５をリセットする必要があるが、一方、リ
セットしたままではデジタル信号Ｓ５０ａおよびＳ５０
ｂの符号間干渉を等化しないため、フェージングが浅く
なるまで復調装置は収束しない。
ーサル等化器５の各タップも最適な制御を行えず発散し
ている。この発散したトランスバーサル等化器５を通過
して符号誤りが重畳された等化デジタル信号Ｓ６０ａお
よびＳ６０ｂを基に制御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂが
作られるため、復調装置は制御が誤り収束は困難とな
る。よって復調装置が発散している場合にはトランスバ
ーサル等化器５をリセットする必要があるが、一方、リ
セットしたままではデジタル信号Ｓ５０ａおよびＳ５０
ｂの符号間干渉を等化しないため、フェージングが浅く
なるまで復調装置は収束しない。
【００１３】上述の問題を解消するものとして特公平１
−２９３２４号公報（発明の名称：自動等化器のリセッ
ト装置）に開示された技術がある。このトランスバーサ
ル形の自動等化器においては、自動等化器（図２ではト
ランスバーサル等化器５）が発散している時には間欠パ
ルスで（図２ではリセット信号端子２２から供給される
リセット信号Ｓ１２）この自動等化器を断続制御し、タ
ップ係数が収束したときに、復調装置を収束させること
で、フェージングが深い状態での収束を可能にしてい
る。なお、上記自動等化器の発散は出力信号（図２では
等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂ）のフレーム非
同期あるいは誤り率の増大をを公知の技術で検出するこ
とで検出でき、このフレーム非同期検出あるいは誤り率
増大検出をトリガとして上記間欠パルス（リセット信号
Ｓ１２）が作成される。
−２９３２４号公報（発明の名称：自動等化器のリセッ
ト装置）に開示された技術がある。このトランスバーサ
ル形の自動等化器においては、自動等化器（図２ではト
ランスバーサル等化器５）が発散している時には間欠パ
ルスで（図２ではリセット信号端子２２から供給される
リセット信号Ｓ１２）この自動等化器を断続制御し、タ
ップ係数が収束したときに、復調装置を収束させること
で、フェージングが深い状態での収束を可能にしてい
る。なお、上記自動等化器の発散は出力信号（図２では
等化デジタル信号Ｓ６０ａおよび６０ｂ）のフレーム非
同期あるいは誤り率の増大をを公知の技術で検出するこ
とで検出でき、このフレーム非同期検出あるいは誤り率
増大検出をトリガとして上記間欠パルス（リセット信号
Ｓ１２）が作成される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上述の特公平１−２９
３２４号公報の技術を適用する従来の復調装置は、この
復調装置発散時にトランスバーサル等化器５をリセット
する時間が、トランスバーサル等化器５の各タップをリ
セットし，入力されたデジタル信号Ｓ５０ａおよびＳ５
０ｂが等化なしに出力されるのに必要な時間より非常に
長く設定される必要があった。これは、復調装置が収束
せず、トランスバーサル等化器５が動作からリセットに
切り替わる時には、トランスバーサル等化器５の各タッ
プも収束せず発散状態にあるため、等化デジタル信号Ｓ
６０ａおよびＳ６０ｂには多くの誤りが発生しており、
これを基に作られる制御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂも
乱調となっているため、増幅器３ａおよび３ｂの利得，
ＤＣオフセットの誤った制御が行われ、復調ベースバン
ド信号Ｓ４０ａおよびＳ４０ｂの信号レベルおよびＤＣ
オフセットが正常値に対して偏りをもってしまうからで
ある。
３２４号公報の技術を適用する従来の復調装置は、この
復調装置発散時にトランスバーサル等化器５をリセット
する時間が、トランスバーサル等化器５の各タップをリ
セットし，入力されたデジタル信号Ｓ５０ａおよびＳ５
０ｂが等化なしに出力されるのに必要な時間より非常に
長く設定される必要があった。これは、復調装置が収束
せず、トランスバーサル等化器５が動作からリセットに
切り替わる時には、トランスバーサル等化器５の各タッ
プも収束せず発散状態にあるため、等化デジタル信号Ｓ
６０ａおよびＳ６０ｂには多くの誤りが発生しており、
これを基に作られる制御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂも
乱調となっているため、増幅器３ａおよび３ｂの利得，
ＤＣオフセットの誤った制御が行われ、復調ベースバン
ド信号Ｓ４０ａおよびＳ４０ｂの信号レベルおよびＤＣ
オフセットが正常値に対して偏りをもってしまうからで
ある。
【００１５】トランスバーサル等化器５をリセットにす
る時間は、制御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂの正常値か
らの偏りを戻すのに必要な時間である。但し、トランス
バーサル等化器５をリセットにしている間もフェージン
グによる符号間干渉により、等化デジタル信号Ｓ６０
ａ，Ｓ６０ｂおよび制御信号Ｓ９０ａ，Ｓ９０ｂに誤り
が発生しているため、制御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂ
の偏りは最短時間で戻っている訳ではない。即ち、従来
の復調装置のリセット時間がトランスバーサル等化器５
をリセットする時間より非常に長く必要だったのは、制
御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂが誤差成分を含み、正常
値に戻るのに長い時間がかかるためであった。
る時間は、制御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂの正常値か
らの偏りを戻すのに必要な時間である。但し、トランス
バーサル等化器５をリセットにしている間もフェージン
グによる符号間干渉により、等化デジタル信号Ｓ６０
ａ，Ｓ６０ｂおよび制御信号Ｓ９０ａ，Ｓ９０ｂに誤り
が発生しているため、制御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂ
の偏りは最短時間で戻っている訳ではない。即ち、従来
の復調装置のリセット時間がトランスバーサル等化器５
をリセットする時間より非常に長く必要だったのは、制
御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂが誤差成分を含み、正常
値に戻るのに長い時間がかかるためであった。
【００１６】よって、本発明の目的は、トランスバーサ
ル等化器のリセット時において、従来例と同様にトラン
スバーサル等化器を断続的にリセットさせることに加
え、上記制御信号もリセットしてこの制御信号の偏りを
速かに正常値に戻すことで、トランスバーサル等化器の
リセット時間を短縮し、復調装置の再収束に要する時間
を短縮することを目的とする。
ル等化器のリセット時において、従来例と同様にトラン
スバーサル等化器を断続的にリセットさせることに加
え、上記制御信号もリセットしてこの制御信号の偏りを
速かに正常値に戻すことで、トランスバーサル等化器の
リセット時間を短縮し、復調装置の再収束に要する時間
を短縮することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明による復調装置
は、直交多値変調信号からこの同相変調成分に対応する
第１の復調ベースバンド信号および直交変調成分に対応
する第２の復調ベースバンド信号を復調する復調器と、
第１および第２の制御信号にそれぞれ応答して前記第１
および第２の復調ベースバンド信号の信号レベルおよび
ＤＣレベルオフセット調整を行う第１および第２の増幅
器と、前記第１および第２の増幅器が出力する前記第１
および第２の復調ベースバンド信号を第１および第２の
デジタル信号にそれぞれ変換する第１および第２のアナ
ログ・デジタル変換器と、前記第１および第２のデジタ
ル信号の符号間干渉をそれぞれ等化して第１および第２
の等化デジタル信号を生じリセット信号を受けると前記
等化の動作をリセットするトランスバーサル等化器と、
前記第１および第２の等化デジタル信号に応答して前記
第１および第２の制御信号をそれぞれ生じる制御信号発
生手段とを備える復調装置において、前記制御信号発生
手段が、前記リセット信号を受けないときには前記第１
および第２の等化デジタル信号をそれぞれ演算処理した
あと積分して前記第１および第２の制御信号を生じ、前
記リセット信号を受けるときには予め定めた第１および
第２のリファレンス電圧にそれぞれ対応する第１および
第２の識別信号を積分してそれぞれ前記第１および第２
の制御信号を生じる。
は、直交多値変調信号からこの同相変調成分に対応する
第１の復調ベースバンド信号および直交変調成分に対応
する第２の復調ベースバンド信号を復調する復調器と、
第１および第２の制御信号にそれぞれ応答して前記第１
および第２の復調ベースバンド信号の信号レベルおよび
ＤＣレベルオフセット調整を行う第１および第２の増幅
器と、前記第１および第２の増幅器が出力する前記第１
および第２の復調ベースバンド信号を第１および第２の
デジタル信号にそれぞれ変換する第１および第２のアナ
ログ・デジタル変換器と、前記第１および第２のデジタ
ル信号の符号間干渉をそれぞれ等化して第１および第２
の等化デジタル信号を生じリセット信号を受けると前記
等化の動作をリセットするトランスバーサル等化器と、
前記第１および第２の等化デジタル信号に応答して前記
第１および第２の制御信号をそれぞれ生じる制御信号発
生手段とを備える復調装置において、前記制御信号発生
手段が、前記リセット信号を受けないときには前記第１
および第２の等化デジタル信号をそれぞれ演算処理した
あと積分して前記第１および第２の制御信号を生じ、前
記リセット信号を受けるときには予め定めた第１および
第２のリファレンス電圧にそれぞれ対応する第１および
第２の識別信号を積分してそれぞれ前記第１および第２
の制御信号を生じる。
【００１８】前記復調装置の一つは、前記制御信号発生
手段が、前記第１および第２の等化デジタル信号の予め
定めた基準値からのずれにそれぞれ対応する第１および
第２の判定信号を生じる制御信号発生器と、前記第１お
よび第２のリファレンス電圧と前記第１および第２の制
御信号とをそれぞれ比較して前記第１および第２の識別
信号をそれぞれ生じる第１および第２の識別回路と、前
記リセット信号を受けないときには前記第１および第２
の判定信号を選択し，前記リセット信号を受けるときに
は前記第１および第２の識別信号を選択して出力する選
択回路と、前記選択回路の出力をそれぞれ積分して前記
第１および第２の制御信号を生じる第１および第２の積
分回路とを備える構成をとることができる。
手段が、前記第１および第２の等化デジタル信号の予め
定めた基準値からのずれにそれぞれ対応する第１および
第２の判定信号を生じる制御信号発生器と、前記第１お
よび第２のリファレンス電圧と前記第１および第２の制
御信号とをそれぞれ比較して前記第１および第２の識別
信号をそれぞれ生じる第１および第２の識別回路と、前
記リセット信号を受けないときには前記第１および第２
の判定信号を選択し，前記リセット信号を受けるときに
は前記第１および第２の識別信号を選択して出力する選
択回路と、前記選択回路の出力をそれぞれ積分して前記
第１および第２の制御信号を生じる第１および第２の積
分回路とを備える構成をとることができる。
【００１９】前記復調装置の別の一つは、前記制御信号
発生手段が、前記第１および第２の等化デジタル信号の
予め定めた基準値からのずれにそれぞれ対応する２値論
理信号である第１および第２の判定信号を生じる制御信
号発生器と、前記リセット信号を受けないときには前記
第１および第２の判定信号をそれぞれ選択し前記リセッ
ト信号を受けるときには２値論理信号である前記第１お
よび第２の識別信号を選択する第１および第２の選択回
路と、前記第１および第２の選択回路の出力をそれぞれ
積分して前記第１および第２の制御信号を生じる第１お
よび第２の積分器と、前記第１および第２の制御信号と
予め定めた第１および第２のリファレンス電圧とをそれ
ぞれ比較してこれら制御信号とリファレンス電圧との差
を縮小させる極性の２値論理信号である前記第１および
第２の識別信号をそれぞれ生じる第１および第２の識別
器とを備える構成をとることができる。
発生手段が、前記第１および第２の等化デジタル信号の
予め定めた基準値からのずれにそれぞれ対応する２値論
理信号である第１および第２の判定信号を生じる制御信
号発生器と、前記リセット信号を受けないときには前記
第１および第２の判定信号をそれぞれ選択し前記リセッ
ト信号を受けるときには２値論理信号である前記第１お
よび第２の識別信号を選択する第１および第２の選択回
路と、前記第１および第２の選択回路の出力をそれぞれ
積分して前記第１および第２の制御信号を生じる第１お
よび第２の積分器と、前記第１および第２の制御信号と
予め定めた第１および第２のリファレンス電圧とをそれ
ぞれ比較してこれら制御信号とリファレンス電圧との差
を縮小させる極性の２値論理信号である前記第１および
第２の識別信号をそれぞれ生じる第１および第２の識別
器とを備える構成をとることができる。
【００２０】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【００２１】図１は本発明の一実施例のブロック図であ
る。
る。
【００２２】この復調装置は、図２の復調装置に加え、
選択回路９ａおよび９ｂと、識別器７ａおよび７ｂとを
備える。図２を参照して説明した構成要素は、図２の復
調装置におけると同じ動作をするので、動作説明等はこ
の実施例の説明に必要な程度に留める。なお、同じ構成
要素で処理されても、取り扱う信号の内容がいくらか異
なることがあるが、この場合には信号の符号を変えて説
明する。
選択回路９ａおよび９ｂと、識別器７ａおよび７ｂとを
備える。図２を参照して説明した構成要素は、図２の復
調装置におけると同じ動作をするので、動作説明等はこ
の実施例の説明に必要な程度に留める。なお、同じ構成
要素で処理されても、取り扱う信号の内容がいくらか異
なることがあるが、この場合には信号の符号を変えて説
明する。
【００２３】図１において、増幅器３ａおよび３ｂは、
制御信号Ｓ９ａ（Ｓ９ａｇ，Ｓ９ａｄ）およびＳ９ｂ
（Ｓ９ｂｇ，Ｓ９ｂｄ）にそれぞれ制御されて多値信号
レベルの復調ベースバンド信号Ｓ３ａおよびＳ３ｂの信
号レベルおよびＤＣオフセット調整を行い、復調ベース
バンド信号Ｓ４ａおよびＳ４ｂを出力する。復調ベース
バンド信号Ｓ４ａおよびＳ４ｂは、アナログ・デジタル
変換器（Ａ／Ｄ）によりデジタル信号Ｓ５ａおよびＳ５
ｂに変換されたあと、トランスバーサル等化器５により
符号間干渉を等化されて等化デジタル信号Ｓ６ａおよび
Ｓ６ｂとなる。制御信号発生器１０は、等化デジタル信
号Ｓ６ａおよびＳ６ｂから、図２および図３を参照して
説明した判定信号Ｓ７０ａおよびＳ７０ｂと同様の、判
定信号Ｓ７ａ（Ｓ７ａｇ，Ｓ７ａｄ）およびＳ７ｂ（Ｓ
７ｂｇ，Ｓ７ｂｄ）を生じる。
制御信号Ｓ９ａ（Ｓ９ａｇ，Ｓ９ａｄ）およびＳ９ｂ
（Ｓ９ｂｇ，Ｓ９ｂｄ）にそれぞれ制御されて多値信号
レベルの復調ベースバンド信号Ｓ３ａおよびＳ３ｂの信
号レベルおよびＤＣオフセット調整を行い、復調ベース
バンド信号Ｓ４ａおよびＳ４ｂを出力する。復調ベース
バンド信号Ｓ４ａおよびＳ４ｂは、アナログ・デジタル
変換器（Ａ／Ｄ）によりデジタル信号Ｓ５ａおよびＳ５
ｂに変換されたあと、トランスバーサル等化器５により
符号間干渉を等化されて等化デジタル信号Ｓ６ａおよび
Ｓ６ｂとなる。制御信号発生器１０は、等化デジタル信
号Ｓ６ａおよびＳ６ｂから、図２および図３を参照して
説明した判定信号Ｓ７０ａおよびＳ７０ｂと同様の、判
定信号Ｓ７ａ（Ｓ７ａｇ，Ｓ７ａｄ）およびＳ７ｂ（Ｓ
７ｂｇ，Ｓ７ｂｄ）を生じる。
【００２４】判定信号７ａは選択回路９ａの入力端Ａに
供給され、判定信号７ｂは選択回路９ｂの入力端Ａに供
給される。選択回路９ａおよび９Ｂの各各は、入力端Ａ
および入力端Ｂとリセット信号Ｓ１２を受けるリセット
端子Ｓとを有し、リセット信号Ｓ１２を受けないときに
は入力端子Ａに供給される判定信号７ａおよび７ｂをそ
れぞれ選択し、リセット信号Ｓ１２を受けるときには入
力端子Ｂに供給される識別信号Ｓ１１ａ（Ｓ１１ａｇ，
Ｓ１１ａｄ）および１１ｂ（Ｓ１１ｂｇ，Ｓ１１ｂｄ）
をそれぞれ選択して、選択された信号を出力端子Ｙに積
分用信号Ｓ８ａ（Ｓ８ａｇ，Ｓ８ａｄ）およびＳ８ｂ
（Ｓ８ｂｇ，Ｓ８ｂｄ）として出力する。積分用信号Ｓ
８ａおよびＳ８ｂは、積分器６ａおよび６ｂによりそれ
ぞれ積分されて、制御信号Ｓ９ａおよびＳ９ｂを生じ
る。
供給され、判定信号７ｂは選択回路９ｂの入力端Ａに供
給される。選択回路９ａおよび９Ｂの各各は、入力端Ａ
および入力端Ｂとリセット信号Ｓ１２を受けるリセット
端子Ｓとを有し、リセット信号Ｓ１２を受けないときに
は入力端子Ａに供給される判定信号７ａおよび７ｂをそ
れぞれ選択し、リセット信号Ｓ１２を受けるときには入
力端子Ｂに供給される識別信号Ｓ１１ａ（Ｓ１１ａｇ，
Ｓ１１ａｄ）および１１ｂ（Ｓ１１ｂｇ，Ｓ１１ｂｄ）
をそれぞれ選択して、選択された信号を出力端子Ｙに積
分用信号Ｓ８ａ（Ｓ８ａｇ，Ｓ８ａｄ）およびＳ８ｂ
（Ｓ８ｂｇ，Ｓ８ｂｄ）として出力する。積分用信号Ｓ
８ａおよびＳ８ｂは、積分器６ａおよび６ｂによりそれ
ぞれ積分されて、制御信号Ｓ９ａおよびＳ９ｂを生じ
る。
【００２５】リセット信号Ｓ１２を受けないときには、
選択回路９ａおよび９ｂは、制御信号発生器１０が出力
する判定信号Ｓ７ａおよびＳ７ｂ，つまり図２の復調装
置における判定信号Ｓ７０ａおよびＳ７０ｂを選択し、
積分器６ａおよび６ａに入力する積分用信号Ｓ８ａおよ
びＳ８ａとする。リセット信号Ｓ１２を受けないときの
制御信号Ｓ９ａおよびＳ９ｂはそれぞれ図２における制
御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂと同じであり、このとき
の実施例の復調装置は従来技術による復調装置と同じ動
作をする。
選択回路９ａおよび９ｂは、制御信号発生器１０が出力
する判定信号Ｓ７ａおよびＳ７ｂ，つまり図２の復調装
置における判定信号Ｓ７０ａおよびＳ７０ｂを選択し、
積分器６ａおよび６ａに入力する積分用信号Ｓ８ａおよ
びＳ８ａとする。リセット信号Ｓ１２を受けないときの
制御信号Ｓ９ａおよびＳ９ｂはそれぞれ図２における制
御信号Ｓ９０ａおよびＳ９０ｂと同じであり、このとき
の実施例の復調装置は従来技術による復調装置と同じ動
作をする。
【００２６】さて、制御信号Ｓ９ａおよびＳ９ｂは、識
別器７ａおよび７ｂにもそれぞれ供給されている。識別
器７ａは予め定めたリファレンス電圧ＶｒａｇおよびＶ
ｒａｄをリファレンス電圧端子２４ａｇおよび２４ａｄ
からそれぞれ供給され、識別器７ｂは予め定めたリファ
レンス電圧ＶｒｂｇおよびＶｒｂｄをリファレンス電圧
端子２４ｂｇおよび２４ｂｄからそれぞれ供給される。
ここで、リファレンス電圧ＶｒａｇおよびＶｒｂｇは、
この復調装置が標準信号レベルの直交多値変調信号Ｓ１
を受けて安定的に動作している時の制御信号Ｓ９ａｇお
よびＳ９ｂｇの電圧（利得制御電圧）にそれぞれ設定す
る。また、リファレンス電圧ＶｒａｄおよびＶｒｂｄ
は、この復調装置が標準信号レベルの直交多値変調信号
Ｓ１を受けて安定的に動作している時の制御信号Ｓ９ａ
ｄおよびＳ９ｂｄの電圧（ＤＣオフセット制御電圧）に
それぞれ設定する。
別器７ａおよび７ｂにもそれぞれ供給されている。識別
器７ａは予め定めたリファレンス電圧ＶｒａｇおよびＶ
ｒａｄをリファレンス電圧端子２４ａｇおよび２４ａｄ
からそれぞれ供給され、識別器７ｂは予め定めたリファ
レンス電圧ＶｒｂｇおよびＶｒｂｄをリファレンス電圧
端子２４ｂｇおよび２４ｂｄからそれぞれ供給される。
ここで、リファレンス電圧ＶｒａｇおよびＶｒｂｇは、
この復調装置が標準信号レベルの直交多値変調信号Ｓ１
を受けて安定的に動作している時の制御信号Ｓ９ａｇお
よびＳ９ｂｇの電圧（利得制御電圧）にそれぞれ設定す
る。また、リファレンス電圧ＶｒａｄおよびＶｒｂｄ
は、この復調装置が標準信号レベルの直交多値変調信号
Ｓ１を受けて安定的に動作している時の制御信号Ｓ９ａ
ｄおよびＳ９ｂｄの電圧（ＤＣオフセット制御電圧）に
それぞれ設定する。
【００２７】識別器７ａおよび７ｂは、制御信号９ａお
よび９ｂとリファレンス電圧ＶｒａおよびＶｒａの電圧
の大小をそれぞれ比較し、制御信号９ａおよび９ｂが大
であれば“０”，小であれば“１”の２値のデジタル値
である識別信号Ｓ１１ａ（Ｓ１１ａｇおよびＳ１１ａ
ｄ）および識別信号Ｓ１１ｂ（Ｓ１１ｂｇおよびＳ１１
ｂｄ）をそれぞれ出力する。
よび９ｂとリファレンス電圧ＶｒａおよびＶｒａの電圧
の大小をそれぞれ比較し、制御信号９ａおよび９ｂが大
であれば“０”，小であれば“１”の２値のデジタル値
である識別信号Ｓ１１ａ（Ｓ１１ａｇおよびＳ１１ａ
ｄ）および識別信号Ｓ１１ｂ（Ｓ１１ｂｇおよびＳ１１
ｂｄ）をそれぞれ出力する。
【００２８】いま、リセット信号Ｓ１２がトランスバー
サル等化器５とともに選択回路９ａおよび９ｂに供給さ
れると、選択回路９ａおよび９ｂは識別信号Ｓ１１ａお
よびＳ１１ｂをそれぞれ選択して積分用信号Ｓ８ａおよ
びＳ８ｂとして出力する。識別信号Ｓ１１ａおよびＳ１
１ｂはリファレンス電圧Ｖｒａ（ＶｒａｇおよびＶｒａ
ｄ）およびＶｒｂ（ＶｒｂｇおよびＶｒｂｄ）との差を
縮める方向の極性であるので、制御信号Ｓ９ａおよびＳ
９ｂはリファレンス電圧ＶｒａおよびＶｒｂにそれぞれ
一致するように制御される。なお、リファレンス電圧Ｖ
ｒａおよびＶｒｂを増幅器３ａおよび３ｂに直接的でな
く積分器６ａおよび６ｂを通して供給するのは、リセッ
ト信号Ｓ１２の供給開始および停止時において、判定信
号Ｓ７ａ，Ｓ７ｂとリファレンス電圧Ｖｒａ，Ｖｒｂに
対応する識別信号Ｓ１１ａ，Ｓ１１ｂとの切替によって
も、制御信号Ｓ９ａおよびＳ９ｂに急激な変化を生じさ
せることなく、この復調装置を常に安定動作させるため
である。
サル等化器５とともに選択回路９ａおよび９ｂに供給さ
れると、選択回路９ａおよび９ｂは識別信号Ｓ１１ａお
よびＳ１１ｂをそれぞれ選択して積分用信号Ｓ８ａおよ
びＳ８ｂとして出力する。識別信号Ｓ１１ａおよびＳ１
１ｂはリファレンス電圧Ｖｒａ（ＶｒａｇおよびＶｒａ
ｄ）およびＶｒｂ（ＶｒｂｇおよびＶｒｂｄ）との差を
縮める方向の極性であるので、制御信号Ｓ９ａおよびＳ
９ｂはリファレンス電圧ＶｒａおよびＶｒｂにそれぞれ
一致するように制御される。なお、リファレンス電圧Ｖ
ｒａおよびＶｒｂを増幅器３ａおよび３ｂに直接的でな
く積分器６ａおよび６ｂを通して供給するのは、リセッ
ト信号Ｓ１２の供給開始および停止時において、判定信
号Ｓ７ａ，Ｓ７ｂとリファレンス電圧Ｖｒａ，Ｖｒｂに
対応する識別信号Ｓ１１ａ，Ｓ１１ｂとの切替によって
も、制御信号Ｓ９ａおよびＳ９ｂに急激な変化を生じさ
せることなく、この復調装置を常に安定動作させるため
である。
【００２９】上述のとおり、本実施例の復調装置は、リ
セット信号Ｓ１２を受けると、増幅器９ａおよび９ｂの
利得とＤＣオフセットとを制御する制御信号Ｓ９ａおよ
び９ｂを予め設定しておいたリファレンス電圧Ｖｒａお
よびＶｒｂへと速かにセットできることがわかる。この
結果、この復調装置は、リセット信号Ｓ１２の発動時
に、制御信号Ｓ９ａおよびＳ９ｂの偏りを速かに正常値
に戻すことで、トランスバーサル等化器５のリセット発
動時間を短縮することができ、トランスバーサル等化器
５の速かな収束を実現できるという効果がある。
セット信号Ｓ１２を受けると、増幅器９ａおよび９ｂの
利得とＤＣオフセットとを制御する制御信号Ｓ９ａおよ
び９ｂを予め設定しておいたリファレンス電圧Ｖｒａお
よびＶｒｂへと速かにセットできることがわかる。この
結果、この復調装置は、リセット信号Ｓ１２の発動時
に、制御信号Ｓ９ａおよびＳ９ｂの偏りを速かに正常値
に戻すことで、トランスバーサル等化器５のリセット発
動時間を短縮することができ、トランスバーサル等化器
５の速かな収束を実現できるという効果がある。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように本発明の復調装置
は、デジタル信号化された復調ベースバンド信号の符号
間干渉を等化するトランスバーサル等化器が発散してこ
の等化器がリセット信号を受けた際に、増幅器が出力す
る上記復調ベースバンド信号の信号レベルおよびＤＣオ
フセット調整の制御を行う制御信号をリファレンス電圧
に設定するので、上記トランスバーサル等化器のリセッ
ト発動時間を短縮することが可能となり、上記トランス
バーサル等化器およびこの復調装置の速かな収束を実現
できるという効果を有する。
は、デジタル信号化された復調ベースバンド信号の符号
間干渉を等化するトランスバーサル等化器が発散してこ
の等化器がリセット信号を受けた際に、増幅器が出力す
る上記復調ベースバンド信号の信号レベルおよびＤＣオ
フセット調整の制御を行う制御信号をリファレンス電圧
に設定するので、上記トランスバーサル等化器のリセッ
ト発動時間を短縮することが可能となり、上記トランス
バーサル等化器およびこの復調装置の速かな収束を実現
できるという効果を有する。
【図１】本発明による一実施例のブロック図である。
【図２】従来技術による復調装置のブロック図である。
【図３】復調装置に用いた制御信号発生器１０の動作例
を示す図である。
を示す図である。
１ａ，１ｂ 掛算器 ２ａ，２ｂ 低域通過ろ波器 ３ａ，３ｂ 増幅器 ４ａ，４ｂ アナログ・デジタル変換器（Ａ／Ｄ） ５ トランスバーサル等化器 ６ａ，６ｂ 積分器 ７ａ，７ｂ 識別器 ９ａ，９ｂ 選択回路 １０ 制御信号発生器 ２１ 信号入力端子 ２２ リセット信号入力端子 ２３ａ，２３ｂ 局発入力端子 ２４ａ，２４ｂ リファレンス電圧端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｌ 27/38 Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｚ (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 3/00 - 3/18 H04B 7/005 - 7/01 H03H 15/00 - 21/00 H04L 27/00 - 27/22
Claims (3)
- 【請求項１】 直交多値変調信号からこの同相変調成分
に対応する第１の復調ベースバンド信号および直交変調
成分に対応する第２の復調ベースバンド信号を復調する
復調器と、第１および第２の制御信号にそれぞれ応答し
て前記第１および第２の復調ベースバンド信号の信号レ
ベルおよびＤＣレベルオフセット調整を行う第１および
第２の増幅器と、前記第１および第２の増幅器が出力す
る前記第１および第２の復調ベースバンド信号を第１お
よび第２のデジタル信号にそれぞれ変換する第１および
第２のアナログ・デジタル変換器と、前記第１および第
２のデジタル信号の符号間干渉をそれぞれ等化して第１
および第２の等化デジタル信号を生じリセット信号を受
けると前記等化の動作をリセットするトランスバーサル
等化器と、前記第１および第２の等化デジタル信号に応
答して前記第１および第２の制御信号をそれぞれ生じる
制御信号発生手段とを備える復調装置において、 前記制御信号発生手段が、前記リセット信号を受けない
ときには前記第１および第２の等化デジタル信号をそれ
ぞれ演算処理したあと積分して前記第１および第２の制
御信号を生じ、前記リセット信号を受けるときには予め
定めた第１および第２のリファレンス電圧にそれぞれ対
応する第１および第２の識別信号を積分してそれぞれ前
記第１および第２の制御信号を生じることを特徴とする
復調装置。 - 【請求項２】 前記制御信号発生手段が、前記第１およ
び第２の等化デジタル信号の予め定めた基準値からのず
れにそれぞれ対応する第１および第２の判定信号を生じ
る制御信号発生器と、前記第１および第２のリファレン
ス電圧と前記第１および第２の制御信号とをそれぞれ比
較して前記第１および第２の識別信号をそれぞれ生じる
第１および第２の識別回路と、前記リセット信号を受け
ないときには前記第１および第２の判定信号を選択し，
前記リセット信号を受けるときには前記第１および第２
の識別信号を選択して出力する選択回路と、前記選択回
路の出力をそれぞれ積分して前記第１および第２の制御
信号を生じる第１および第２の積分回路とを備えること
を特徴とする請求項１記載の復調装置。 - 【請求項３】 前記制御信号発生手段が、前記第１およ
び第２の等化デジタル信号の予め定めた基準値からのず
れにそれぞれ対応する２値論理信号である第１および第
２の判定信号を生じる制御信号発生器と、前記リセット
信号を受けないときには前記第１および第２の判定信号
をそれぞれ選択し前記リセット信号を受けるときには２
値論理信号である前記第１および第２の識別信号を選択
する第１および第２の選択回路と、前記第１および第２
の選択回路の出力をそれぞれ積分して前記第１および第
２の制御信号を生じる第１および第２の積分器と、前記
第１および第２の制御信号と予め定めた第１および第２
のリファレンス電圧とをそれぞれ比較してこれら制御信
号とリファレンス電圧との差を縮小させる極性の２値論
理信号である前記第１および第２の識別信号をそれぞれ
生じる第１および第２の識別器とを備えることを特徴と
する請求項１記載の復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7130163A JP2806825B2 (ja) | 1995-05-29 | 1995-05-29 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7130163A JP2806825B2 (ja) | 1995-05-29 | 1995-05-29 | 復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08331017A JPH08331017A (ja) | 1996-12-13 |
| JP2806825B2 true JP2806825B2 (ja) | 1998-09-30 |
Family
ID=15027521
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7130163A Expired - Fee Related JP2806825B2 (ja) | 1995-05-29 | 1995-05-29 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2806825B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7602865B2 (en) | 2003-11-22 | 2009-10-13 | Lg Electronics Inc. | Apparatus and method for enhancing a reception rate of a receiver |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6449320B1 (en) | 1999-07-02 | 2002-09-10 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Equalization with DC-offset compensation |
| JP2001168755A (ja) * | 1999-09-29 | 2001-06-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 送受信装置 |
-
1995
- 1995-05-29 JP JP7130163A patent/JP2806825B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 電子情報通信学会創立７０周年記念総合全国大会（昭和６２年），分冊１０，（昭６２−３−１５） Ｐ．２１５４ |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7602865B2 (en) | 2003-11-22 | 2009-10-13 | Lg Electronics Inc. | Apparatus and method for enhancing a reception rate of a receiver |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08331017A (ja) | 1996-12-13 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| S533 | Written request for registration of change of name |
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