JP2797709B2 - 逓倍装置 - Google Patents
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- JP2797709B2 JP2797709B2 JP2338552A JP33855290A JP2797709B2 JP 2797709 B2 JP2797709 B2 JP 2797709B2 JP 2338552 A JP2338552 A JP 2338552A JP 33855290 A JP33855290 A JP 33855290A JP 2797709 B2 JP2797709 B2 JP 2797709B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、光中継回路のクロック信号の逓倍装置に利
用する。特に、光中継回路で局内側の低速クロック信号
を伝送路の高速クロック信号に逓倍する逓倍装置に関す
るものである。
用する。特に、光中継回路で局内側の低速クロック信号
を伝送路の高速クロック信号に逓倍する逓倍装置に関す
るものである。
本発明は逓倍装置において、 逓倍回路の出力に片端が開放終端または短絡終端され
た線路状のフィルタ手段を設けてｎ倍の周波数成分を有
するクロック信号を選択することにより、 阻止域減衰量の大きな狭帯域バンドパスフィルタを必
要とすることなく、逓倍回路の出力周波数の高調波成分
を抑圧し、逓倍された周波数のクロック信号を正弦波と
して取出すことができるようにしたものである。
た線路状のフィルタ手段を設けてｎ倍の周波数成分を有
するクロック信号を選択することにより、 阻止域減衰量の大きな狭帯域バンドパスフィルタを必
要とすることなく、逓倍回路の出力周波数の高調波成分
を抑圧し、逓倍された周波数のクロック信号を正弦波と
して取出すことができるようにしたものである。
第９図は逓倍装置の逓倍回路の周波数特性を示す図で
ある。第10図は従来例の逓倍装置のブロック構成図であ
る。第11図は従来例の逓倍装置の狭帯域フィルタの周波
数選択特性を示す図である。
ある。第10図は従来例の逓倍装置のブロック構成図であ
る。第11図は従来例の逓倍装置の狭帯域フィルタの周波
数選択特性を示す図である。
従来、逓倍装置は、第10図に示すように入力クロック
を逓倍回路１により逓倍した後に、阻止域減衰量が大き
く、狭帯域フィルタ21により必要な周波数成分のみを抜
取る構成となっていた。
を逓倍回路１により逓倍した後に、阻止域減衰量が大き
く、狭帯域フィルタ21により必要な周波数成分のみを抜
取る構成となっていた。
次に動作について説明する。以下の説明では300MHzを
入力して８逓倍を行い、2.4GHzの正弦波を得る逓倍回路
１について説明するが、周波数および倍数はこの限りで
はない。
入力して８逓倍を行い、2.4GHzの正弦波を得る逓倍回路
１について説明するが、周波数および倍数はこの限りで
はない。
まず、第10図に構成の逓倍回路１に300MHzのクロック
信号を入力したとき、逓倍回路１の出力からは、第９図
に示すようなスペクトラムを持つクロック信号が得られ
る。このクロック信号は入力周波数である300MHzの整数
倍の周波数にスペクトルラム成分を持っている。このク
ロック信号に対して、第11図に示すような損出特性を持
つ狭帯域フィルタ21を第10図に示す位置に挿入すること
により、狭帯域フィルタ21の通過帯域である2.4GHzのク
ロック信号を取出すことができる。
信号を入力したとき、逓倍回路１の出力からは、第９図
に示すようなスペクトラムを持つクロック信号が得られ
る。このクロック信号は入力周波数である300MHzの整数
倍の周波数にスペクトルラム成分を持っている。このク
ロック信号に対して、第11図に示すような損出特性を持
つ狭帯域フィルタ21を第10図に示す位置に挿入すること
により、狭帯域フィルタ21の通過帯域である2.4GHzのク
ロック信号を取出すことができる。
しかし、そのような従来例の逓倍装置では、入力周波
数の整数倍のスペクトラムを抑圧するため、阻止域減衰
量の大きな狭帯域バンドパスフィルタを必要とする欠点
があった。
数の整数倍のスペクトラムを抑圧するため、阻止域減衰
量の大きな狭帯域バンドパスフィルタを必要とする欠点
があった。
また、阻止域減衰量が十分でないバンドパスフィルタ
を用いた場合には、入力周波数の整数倍の周波数成分が
出力に重畳される欠点があった。
を用いた場合には、入力周波数の整数倍の周波数成分が
出力に重畳される欠点があった。
本発明は上記の欠点を解決するもので、阻止域減衰量
の大きな狭帯域バンドパスフィルタを必要とすることな
く、逓倍回路の出力周波数の高調波成分を抑圧し、逓倍
された周波数のクロック信号を正弦波として取出すこと
ができる逓倍装置を提供することを目的とする。
の大きな狭帯域バンドパスフィルタを必要とすることな
く、逓倍回路の出力周波数の高調波成分を抑圧し、逓倍
された周波数のクロック信号を正弦波として取出すこと
ができる逓倍装置を提供することを目的とする。
本発明は，入力するクロック信号の２以上の整数ｎ倍
の周波数成分を有するクロック信号を出力する逓倍回路
を備えた逓倍装置において、上記逓倍回路の出力に接続
され片端が開放終端または短絡終端された上記ｎ倍の周
波数成分のクロック信号を選択する周波数選択特性を有
する線路状の狭帯域フィルタ手段を備えたことを特徴と
する。
の周波数成分を有するクロック信号を出力する逓倍回路
を備えた逓倍装置において、上記逓倍回路の出力に接続
され片端が開放終端または短絡終端された上記ｎ倍の周
波数成分のクロック信号を選択する周波数選択特性を有
する線路状の狭帯域フィルタ手段を備えたことを特徴と
する。
また、本発明は、上記逓倍回路と上記狭帯域フィルタ
手段との間に挿入された上記ｎ倍の周波数成分のクロッ
ク信号を通過する広帯域バンドパスフィルタを備えるこ
とができる。
手段との間に挿入された上記ｎ倍の周波数成分のクロッ
ク信号を通過する広帯域バンドパスフィルタを備えるこ
とができる。
さらに、本発明は、上記狭帯域フィルタ手段は同軸線
路で構成されることができる。
路で構成されることができる。
また、本発明は、上記狭帯域フィルタ手段は片端が開
放終端または短絡終端された上記ｎ倍の周波数成分のク
ロック信号を選択する周波数選択特性を有するストリッ
プラインによる遅延回路で構成されることができる。
放終端または短絡終端された上記ｎ倍の周波数成分のク
ロック信号を選択する周波数選択特性を有するストリッ
プラインによる遅延回路で構成されることができる。
さらに、本発明は、上記狭帯域フィルタ手段は片端が
コンデンサを介して共通電位に接続された上記ｎ倍の周
波数成分のクロック信号を選択する周波数選択特性を有
するストリップラインによる遅延回路で構成されること
ができる。
コンデンサを介して共通電位に接続された上記ｎ倍の周
波数成分のクロック信号を選択する周波数選択特性を有
するストリップラインによる遅延回路で構成されること
ができる。
また、本発明は、上記コンデンサがその容量を調整可
能なコンデンサであることができる。
能なコンデンサであることができる。
さらに、本発明は、上記逓倍回路と上記狭帯域フィル
タ手段との間に上記広帯域バンドパスフィルタの代わり
に第一のインピーダンス整合回路が挿入され、この第一
のインピーダンス整合回路の出力に接続された第二のイ
ンピーダンス整合回路とを備えることができる。
タ手段との間に上記広帯域バンドパスフィルタの代わり
に第一のインピーダンス整合回路が挿入され、この第一
のインピーダンス整合回路の出力に接続された第二のイ
ンピーダンス整合回路とを備えることができる。
また、本発明は、上記第一のインピーダンス整合回路
はそのゲートが上記逓倍回路の出力に第一のコンデンサ
を介して接続され、そのソースが共通電位に接続され、
そのドレインが上記狭帯域フィルタ手段および第一の抵
抗を介して電源に接続された第一の電界効果型トランジ
スタであり、上記第二のインピーダンス整合回路はその
ゲートが上記第一の電界効果型トランジスタのドレイン
に第二のコンデンサを介して接続され、そのソースが共
通電位に接続され、そのドレインが第二の抵抗を介して
上記電源に接続された第二の電界効果型トラジスタであ
ることができる。
はそのゲートが上記逓倍回路の出力に第一のコンデンサ
を介して接続され、そのソースが共通電位に接続され、
そのドレインが上記狭帯域フィルタ手段および第一の抵
抗を介して電源に接続された第一の電界効果型トランジ
スタであり、上記第二のインピーダンス整合回路はその
ゲートが上記第一の電界効果型トランジスタのドレイン
に第二のコンデンサを介して接続され、そのソースが共
通電位に接続され、そのドレインが第二の抵抗を介して
上記電源に接続された第二の電界効果型トラジスタであ
ることができる。
逓倍回路の出力に接続された片端が開放終端または短
絡終端された線路状の狭帯域フィルタ手段で逓倍回路の
出力からｎ倍の周波数成分のクロック信号を選択する。
絡終端された線路状の狭帯域フィルタ手段で逓倍回路の
出力からｎ倍の周波数成分のクロック信号を選択する。
また、狭帯域フィルタ手段は同軸線路で構成されるこ
とができる。
とができる。
以上により阻止域減衰量の大きな狭帯域バンドパスフ
ィルタを必要とすることなく、逓倍回路の出力周波数の
高調波成分を抑圧し、逓倍された周波数のクロック信号
を正弦波として取出すことができる。
ィルタを必要とすることなく、逓倍回路の出力周波数の
高調波成分を抑圧し、逓倍された周波数のクロック信号
を正弦波として取出すことができる。
本発明の実施例について図面を参照して説明する。第
１図は本発明第一実施例逓倍装置のブロック構成図であ
る。第１図において、逓倍装置は、入力するクロック信
号の２以上の整数ｎ倍（たとえば８倍）の周波数成分を
有するスロック信号を出力する逓倍回路１を備える。
１図は本発明第一実施例逓倍装置のブロック構成図であ
る。第１図において、逓倍装置は、入力するクロック信
号の２以上の整数ｎ倍（たとえば８倍）の周波数成分を
有するスロック信号を出力する逓倍回路１を備える。
ここで本発明の特徴とするところは、逓倍回路１の出
力に接続され片端が開放終端または短絡終端された上記
ｎ倍の周波数成分のクロック信号を選択する周波数選択
特性を有する線路状の狭帯域フィルタ手段を備えたこと
にある。
力に接続され片端が開放終端または短絡終端された上記
ｎ倍の周波数成分のクロック信号を選択する周波数選択
特性を有する線路状の狭帯域フィルタ手段を備えたこと
にある。
上記狭帯域フィルタ手段は３個の同軸線路を含む同軸
線路フィルタ２で構成される。
線路フィルタ２で構成される。
このような構成の逓倍装置の動作について説明する。
第２図は本発明第一実施例逓倍装置の同軸回路の周波数
選択特性を示す図である。第２図（ａ）、第２図
（ｂ）、第３図（ｃ）はそれぞれ4.8GHzのλ/4、2.4GHz
のλ/4、1.2GHzのλ/4の電気長からなる片端が開放終端
された同軸線路の周波数選択特性を示す図である。第２
図（ｄ）は上記３個の同軸線路の周波数選択特性を合成
した同軸線路フィルタの周波数選択特性を示す図であ
る。
第２図は本発明第一実施例逓倍装置の同軸回路の周波数
選択特性を示す図である。第２図（ａ）、第２図
（ｂ）、第３図（ｃ）はそれぞれ4.8GHzのλ/4、2.4GHz
のλ/4、1.2GHzのλ/4の電気長からなる片端が開放終端
された同軸線路の周波数選択特性を示す図である。第２
図（ｄ）は上記３個の同軸線路の周波数選択特性を合成
した同軸線路フィルタの周波数選択特性を示す図であ
る。
まず、第１図の構成の逓倍回路に300MHzのクロック信
号を入力したとき、逓倍回路１の出力からは、第９図に
示すようなスペクトルを持つクロック信号が得られる。
このクロック信号は入力周波数である300MHzの整数倍の
周波数成分を持っている。
号を入力したとき、逓倍回路１の出力からは、第９図に
示すようなスペクトルを持つクロック信号が得られる。
このクロック信号は入力周波数である300MHzの整数倍の
周波数成分を持っている。
逓倍回路１の出力クロック信号に、片端が解放または
短絡終端された同軸線路からなる周波数選択特性を持つ
フィルタを接続することで、300MHzの高調波成分のうち
８逓倍クロックである2.4GHzのクロック成分のみを取出
し、正弦波として出力することができる。
短絡終端された同軸線路からなる周波数選択特性を持つ
フィルタを接続することで、300MHzの高調波成分のうち
８逓倍クロックである2.4GHzのクロック成分のみを取出
し、正弦波として出力することができる。
いま、4.8GHzのλ/4の電気長からなる片端が解放終端
された同軸線路により、第２図（ａ）に示すような周波
数選択特性を有するフィルタを構成することができる。
同様に2.4GHzのλ/4、1.2GHzのλ/4の電気長からなる片
端が解放終端された同軸線路により、第２図（ｂ）およ
び第２図（ｃ）に示すようなフィルタを構成することが
できる。上記３種類のフィルタを逓倍回路１の出力に接
続することにより、第２図（ｄ）に示すような周波数選
択特性のクロック信号を出力することができる。
された同軸線路により、第２図（ａ）に示すような周波
数選択特性を有するフィルタを構成することができる。
同様に2.4GHzのλ/4、1.2GHzのλ/4の電気長からなる片
端が解放終端された同軸線路により、第２図（ｂ）およ
び第２図（ｃ）に示すようなフィルタを構成することが
できる。上記３種類のフィルタを逓倍回路１の出力に接
続することにより、第２図（ｄ）に示すような周波数選
択特性のクロック信号を出力することができる。
第３図は本発明第二実施例逓倍装置のブロック構成図
である。第４図は本発明第二実施例逓倍装置の同軸線路
フィルタの周波数選択特性を示す図である。第５図は本
発明第二実施例逓倍装置の広帯域バンドパスフィルタお
よび同軸線路フィルタの周波数選択特性を示す図であ
る。
である。第４図は本発明第二実施例逓倍装置の同軸線路
フィルタの周波数選択特性を示す図である。第５図は本
発明第二実施例逓倍装置の広帯域バンドパスフィルタお
よび同軸線路フィルタの周波数選択特性を示す図であ
る。
入力300MHzの８逓倍回路の場合につき、動作を説明す
る。なお、入力周波数および逓倍数はこの限りではな
い。
る。なお、入力周波数および逓倍数はこの限りではな
い。
まず、第３図において、2Aは同軸線路フィルタおよび
３は広帯域バンドパスフィルタを示す。逓倍回路１に30
0MHzのクロック信号を入力したとき、逓倍回路１の出力
からは、第９図に示すスペクトラムを持つ出力クロック
信号が得られる。この出力クロック信号は入力周波数で
ある300MHzの整数倍の周波数成分を持っている。
３は広帯域バンドパスフィルタを示す。逓倍回路１に30
0MHzのクロック信号を入力したとき、逓倍回路１の出力
からは、第９図に示すスペクトラムを持つ出力クロック
信号が得られる。この出力クロック信号は入力周波数で
ある300MHzの整数倍の周波数成分を持っている。
逓倍回路１の出力クロック信号に、広帯域バンドパス
フィルタ２を接続した場合に、出力クロック信号の周波
数の近傍において、入力クロック信号の高調波成分が減
衰されずに残る。広帯域バンドパスフィルタ３の後段に
片端が解放終端または短絡終端された同軸線路からな
り、周波数選択特性を持つ同軸線路フィルタ2Aの接続す
ることで、出力クロック信号の300MHzの高調波成分のう
ち８逓倍のクロック信号である2.4GHzのクロック信号成
分のみを取出し、正弦波として出力することができる。
フィルタ２を接続した場合に、出力クロック信号の周波
数の近傍において、入力クロック信号の高調波成分が減
衰されずに残る。広帯域バンドパスフィルタ３の後段に
片端が解放終端または短絡終端された同軸線路からな
り、周波数選択特性を持つ同軸線路フィルタ2Aの接続す
ることで、出力クロック信号の300MHzの高調波成分のう
ち８逓倍のクロック信号である2.4GHzのクロック信号成
分のみを取出し、正弦波として出力することができる。
いま、1.2GHzのλ/4の電気長からなる片端が解放終端
された同軸線路により、第４図に示すような周波数選択
特性を有する同軸線路フィルタ2Aを構成することができ
る。同軸線路フィルタ2Aを逓倍回路１の出力に接続する
ことにより、第５図に示すような周波数選択特性を有す
るフィルタを構成することができる。
された同軸線路により、第４図に示すような周波数選択
特性を有する同軸線路フィルタ2Aを構成することができ
る。同軸線路フィルタ2Aを逓倍回路１の出力に接続する
ことにより、第５図に示すような周波数選択特性を有す
るフィルタを構成することができる。
第６図は本発明第三実施例逓倍装置のブロック構成図
である。入力300MHzの８逓倍の逓倍回路１の場合につ
き、動作を説明する。なお、入力周波数および逓倍数は
この限りではない。
である。入力300MHzの８逓倍の逓倍回路１の場合につ
き、動作を説明する。なお、入力周波数および逓倍数は
この限りではない。
まず、第６図において、４は遅延素子を示す。逓倍回
路に300MHzのクロック信号を入力したとき、逓倍回路１
の出力からは、第９図のようなスペクトラムを持つ出力
クロック信号が得られる。このクロック信号は入力周波
数である300MHzの整数倍の周波数成分を持っている。
路に300MHzのクロック信号を入力したとき、逓倍回路１
の出力からは、第９図のようなスペクトラムを持つ出力
クロック信号が得られる。このクロック信号は入力周波
数である300MHzの整数倍の周波数成分を持っている。
逓倍回路１の出力クロック信号に、広帯域バンドパス
フィルタ３を接続した場合に、出力クロック信号の周波
数の近傍で、入力クロック信号の高調波成分が減衰され
ずに残る。広帯域バンドパスフィルタ３の後段に、片端
が解放終端または短絡終端されたストリップラインによ
る遅延素子からなり周波数選択特性を持つ遅延素子４を
接続することで、出力クロック信号の300MHzの高調波成
分のうち８逓倍クロックである2.4GHzのクロック成分の
みを取出し、正弦波として出力することができる。
フィルタ３を接続した場合に、出力クロック信号の周波
数の近傍で、入力クロック信号の高調波成分が減衰され
ずに残る。広帯域バンドパスフィルタ３の後段に、片端
が解放終端または短絡終端されたストリップラインによ
る遅延素子からなり周波数選択特性を持つ遅延素子４を
接続することで、出力クロック信号の300MHzの高調波成
分のうち８逓倍クロックである2.4GHzのクロック成分の
みを取出し、正弦波として出力することができる。
いま、1.2GHzのλ/4の電気長からなる片端が解放終端
されたストリップラインによる遅延素子により、第４図
に示すような周波数選択特性を有する遅延素子４を構成
することができる。遅延素子４を逓倍回路１の出力に接
続することにより、第５図に示すような周波数選択特性
を有するフィルタを構成することができる。
されたストリップラインによる遅延素子により、第４図
に示すような周波数選択特性を有する遅延素子４を構成
することができる。遅延素子４を逓倍回路１の出力に接
続することにより、第５図に示すような周波数選択特性
を有するフィルタを構成することができる。
第７図な本発明第四実施例逓倍装置のブロック構成図
である。
である。
入力300MHzの８逓倍回路の場合につき動作を説明す
る。なお、入力周波数および逓倍数はこの限りではな
い。
る。なお、入力周波数および逓倍数はこの限りではな
い。
まず、第７図において、４は遅延素子および５はコン
デンサを示す。逓倍回路１に300MHzのクロック信号を入
力したとき、逓倍回路１の出力からは、第９図に示すス
ペクトラムを持つ出力クロック信号が得られる。この出
力クロック信号は入力周波数である300MHzの整数倍の周
波数成分を持っている。
デンサを示す。逓倍回路１に300MHzのクロック信号を入
力したとき、逓倍回路１の出力からは、第９図に示すス
ペクトラムを持つ出力クロック信号が得られる。この出
力クロック信号は入力周波数である300MHzの整数倍の周
波数成分を持っている。
逓倍回路１の出力クロック信号に、広帯域バンドパス
フィルタ３を接続した場合に、出力クロック信号の周波
数の近傍において、入力クロック信号の高調波成分が減
衰されずに残る。広帯域バンドパスフィルタ３の後段
に、片端がコンデンサ５を介し共通電位に接続されたス
トリップラインによる遅延素子４からなり周波数選択特
性を持つ遅延素子４を接続することで、出力クロック信
号の300MHzの高調波成分のうち８逓倍のクロック信号で
ある2.4GHzのクロック成分のみを取出し、正弦波として
出力することができる。
フィルタ３を接続した場合に、出力クロック信号の周波
数の近傍において、入力クロック信号の高調波成分が減
衰されずに残る。広帯域バンドパスフィルタ３の後段
に、片端がコンデンサ５を介し共通電位に接続されたス
トリップラインによる遅延素子４からなり周波数選択特
性を持つ遅延素子４を接続することで、出力クロック信
号の300MHzの高調波成分のうち８逓倍のクロック信号で
ある2.4GHzのクロック成分のみを取出し、正弦波として
出力することができる。
いま、1.2GHzのλ/4に電気長からなる片端がコンデン
サ５を介し基準電位に接続されたストリップラインによ
る遅延素子により、第４図に示すような周波数選択特性
を有するフィルタ４を構成することができる。遅延素子
４を前記逓倍回路の出力に接続することにより、第５図
に示すような周波数選択特性を有するフィルタを構成す
ることができる。また、コンデンサ５の容量を変えるこ
とにより、遅延素子４の電気長を変えることなく周波数
選択特性を微調整することができる。
サ５を介し基準電位に接続されたストリップラインによ
る遅延素子により、第４図に示すような周波数選択特性
を有するフィルタ４を構成することができる。遅延素子
４を前記逓倍回路の出力に接続することにより、第５図
に示すような周波数選択特性を有するフィルタを構成す
ることができる。また、コンデンサ５の容量を変えるこ
とにより、遅延素子４の電気長を変えることなく周波数
選択特性を微調整することができる。
第８図は本発明第五実施例逓倍装置のブロック構成図
である。
である。
第８図において、６、９はコンデンサ、７、10は電界
型効果トランジスタ、８、11は抵抗および41〜43は遅延
素子を示す。逓倍回路１に300MHzのクロック信号を入力
したとき、逓倍回路１の出力からは、第９図のようなス
ペクトラムを持つクロック信号が得られる。そのクロッ
ク信号は入力周波数である300MHzの整数倍の周波数成分
を持っている。
型効果トランジスタ、８、11は抵抗および41〜43は遅延
素子を示す。逓倍回路１に300MHzのクロック信号を入力
したとき、逓倍回路１の出力からは、第９図のようなス
ペクトラムを持つクロック信号が得られる。そのクロッ
ク信号は入力周波数である300MHzの整数倍の周波数成分
を持っている。
逓倍回路１の出力クロック信号に、片端が解放終端ま
たは短絡終端された遅延素子41〜43からなり周波数選択
特性を持つフィルタを接続することで、300MHzの高調波
成分のうち８逓倍のクロック信号である2.4GHzのクロッ
ク成分のみを取出し、正弦波として出力することができ
る。
たは短絡終端された遅延素子41〜43からなり周波数選択
特性を持つフィルタを接続することで、300MHzの高調波
成分のうち８逓倍のクロック信号である2.4GHzのクロッ
ク成分のみを取出し、正弦波として出力することができ
る。
いま、第８図の遅延素子41に示す4.8GHzのλ/4の電気
長からなる片端が解放終端された遅延素子により、第２
図（ａ）に示すような周波数選択特性を有するフィルタ
を構成することができる。同様に、第８図の遅延素子
42、43に示す2.4GHzのλ/4、1.2GHzのλ/4の電気長から
なる片端が解放終端された遅延素子により、第２図
（ｂ）および第２図（ｃ）に示すようなフィルタを構成
することができる。さらに上記３種類のフィルタを３段
接続し、そのフィルタの入出力部に電界効果型トランジ
スタ７、10で構成したインピーダンス整合回路を設けた
形で逓倍回路１の出力に接続することにより第２図
（ｄ）に示すような周波数選択特性を有するフィルタを
構成することが可能である。
長からなる片端が解放終端された遅延素子により、第２
図（ａ）に示すような周波数選択特性を有するフィルタ
を構成することができる。同様に、第８図の遅延素子
42、43に示す2.4GHzのλ/4、1.2GHzのλ/4の電気長から
なる片端が解放終端された遅延素子により、第２図
（ｂ）および第２図（ｃ）に示すようなフィルタを構成
することができる。さらに上記３種類のフィルタを３段
接続し、そのフィルタの入出力部に電界効果型トランジ
スタ７、10で構成したインピーダンス整合回路を設けた
形で逓倍回路１の出力に接続することにより第２図
（ｄ）に示すような周波数選択特性を有するフィルタを
構成することが可能である。
以上説明したように、本発明は、阻止域減衰量の大き
な狭帯域バンドパスフィルタを必要とすることなく、逓
倍回路の出力周波数の高調波成分を抑圧し、逓倍された
周波数のクロック信号を正弦波として安定に取出すこと
ができる。
な狭帯域バンドパスフィルタを必要とすることなく、逓
倍回路の出力周波数の高調波成分を抑圧し、逓倍された
周波数のクロック信号を正弦波として安定に取出すこと
ができる。
第１図は本発明第一実施例逓倍装置のブロック構成図。 第２図は本発明第一実施例逓倍装置の同軸回路の周波数
選択特性を示す図。 第３図は本発明第二実施例逓倍装置のブロック構成図。 第４図は本発明第二実施例逓倍装置の同軸線路フィルタ
の周波数選択特性を示す図。 第５図は本発明第二実施例逓倍装置の広帯域バンドパス
フィルタおよび同軸線路フィルタの周波数選択特性を示
す図。 第６図は本発明第三実施例逓倍装置のブロック構成図。 第７図は本発明第四実施例逓倍装置のブロック構成図。 第８図は本発明第五実施例逓倍装置のブロック構成図。 第９図は逓倍装置の逓倍回路の周波数特性を示す図。 第10図は従来例の逓倍装置のブロック構成図である。 第11図は従来例の逓倍装置の狭帯域フィルタの周波数選
択特性を示す図。 １……逓倍回路、２、2A……同軸線路フィルタ、３……
広帯域バンドパスフィルタ、４、41〜43……遅延素子、
５、６、９……コンデンサ、７、10……電界効果型トラ
ンジスタ、８、11……抵抗、21……狭帯域フィルタ。
選択特性を示す図。 第３図は本発明第二実施例逓倍装置のブロック構成図。 第４図は本発明第二実施例逓倍装置の同軸線路フィルタ
の周波数選択特性を示す図。 第５図は本発明第二実施例逓倍装置の広帯域バンドパス
フィルタおよび同軸線路フィルタの周波数選択特性を示
す図。 第６図は本発明第三実施例逓倍装置のブロック構成図。 第７図は本発明第四実施例逓倍装置のブロック構成図。 第８図は本発明第五実施例逓倍装置のブロック構成図。 第９図は逓倍装置の逓倍回路の周波数特性を示す図。 第10図は従来例の逓倍装置のブロック構成図である。 第11図は従来例の逓倍装置の狭帯域フィルタの周波数選
択特性を示す図。 １……逓倍回路、２、2A……同軸線路フィルタ、３……
広帯域バンドパスフィルタ、４、41〜43……遅延素子、
５、６、９……コンデンサ、７、10……電界効果型トラ
ンジスタ、８、11……抵抗、21……狭帯域フィルタ。
フロントページの続き (72)発明者 柳生 幹人 東京都港区芝５丁目７番１号 日本電気 株式会社内 (56)参考文献 特開 平１−231507（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−86501（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−703（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−192205（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−178012（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−70732（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−143045（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−127003（ＪＰ，Ｕ) 実開 平２−141102（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭59−6304（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03B 19/00 - 19/18 H01P 1/20 - 1/203 H01P 9/00
Claims (2)
- 【請求項１】入力するクロック信号の２以上の整数ｎ倍
の周波数成分を有するクロック信号を出力する逓倍回路
を備えた逓倍装置において、 上記逓倍回路の出力に選択するクロック信号の周波数の
それぞれ２倍のλ/4の電気長、等倍のλ/4の電気長、1/
2培のλ/4の電気長からなり、その片端が解放終端また
は短絡終端された同軸線路が３段接続された狭帯域フィ
ルタ手段が挿入された ことを特徴とする逓倍装置。 - 【請求項２】入力するクロック信号の２以上の整数ｎ培
の周波数成分を有するクロック信号を出力する逓倍回路
を備えた逓倍装置において、 上記逓倍回路の出力にそのゲートが上記逓倍回路の出力
に第一のコンデンサを介して接続され、そのソースが共
通電位に接続され、そのドレインが後段の狭帯域フィル
タ手段および第一の抵抗を介して電源に接続された第一
の電界効果型トランジスタを備えた第一のインピーダン
ス整合回路が接続され、 この第一のインピーダンス整合回路の後段に選択するク
ロック信号の周波数のそれぞれ２倍のλ/4の電気長、等
倍のλ/4の電気長、1/2倍のλ/4の電気長からなり、そ
の片端が解放終端または短絡終端されたストリップライ
ンによる遅延回路が３段接続された狭帯域フィルタ手段
が挿入され、 この狭帯域フィルタ手段の後段にそのゲートが上記第一
の電界効果型トランジスタのドレインに第二のコンデン
サを介して接続され、そのソースが共通電位に接続さ
れ、そのドレインが第二の抵抗を介して上記電源に接続
された第二の電界効果型トランジスタを備えた第二のイ
ンピーダンス整合回路が接続された ことを特徴とする逓倍装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2338552A JP2797709B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 逓倍装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2338552A JP2797709B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 逓倍装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04207704A JPH04207704A (ja) | 1992-07-29 |
| JP2797709B2 true JP2797709B2 (ja) | 1998-09-17 |
Family
ID=18319248
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2338552A Expired - Fee Related JP2797709B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 逓倍装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2797709B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0629632B2 (en) | 1993-06-07 | 2015-01-21 | Mitsui Chemicals, Inc. | Polypropylene |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS5270732A (en) * | 1975-12-10 | 1977-06-13 | Oki Electric Ind Co Ltd | High/low harmonic wave deletion circuit |
| JPS54143045A (en) * | 1978-04-28 | 1979-11-07 | Mitsubishi Electric Corp | Microwave integrated circuit |
| JPS56703A (en) * | 1979-06-18 | 1981-01-07 | Nec Corp | Dielectric substance resonating circuit |
| JPS6041881B2 (ja) * | 1979-12-17 | 1985-09-19 | 松下電器産業株式会社 | 帯域通過「ろ」波器 |
| JPS596304U (ja) * | 1982-07-02 | 1984-01-17 | 日本電気株式会社 | スタブ形ストリツプ線路フイルタ |
| JPS59178012A (ja) * | 1983-03-28 | 1984-10-09 | Toshiba Corp | インピ−ダンス変換回路 |
| JPS60127003U (ja) * | 1984-02-02 | 1985-08-27 | 京セラ株式会社 | 高周波回路における可変同調濾波器 |
| JP2653088B2 (ja) * | 1988-03-11 | 1997-09-10 | 富士通株式会社 | 周波数逓倍器 |
| JP2848617B2 (ja) * | 1989-01-19 | 1999-01-20 | 株式会社東芝 | 周波数２逓倍器 |
| JPH0328562Y2 (ja) * | 1990-05-24 | 1991-06-19 |
-
1990
- 1990-11-30 JP JP2338552A patent/JP2797709B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04207704A (ja) | 1992-07-29 |
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