JP2793806B2 - 電力変換制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、調光機能を有する放電灯点灯装置などに用
いられる電力変換制御装置に関するものである。 （背景技術） 第10図は従来例の構成を示すブロック図である。電力
変換装置２は、商用交流電源Ｐより電力線l₁,l₂を介し
て入力された交流電力を電力変換し、負荷３に任意の電
力を供給する。制御信号発生部81は信号線l₃,l₄を介し
て制御信号を電力変換装置２に入力し、電力変換装置２
から負荷３への出力電力を制御している。したがって、
この従来例にあっては、電力変換装置２には電力線l₁,l
₂及び信号線l₃,l₄の接続が必要であり、配線施工に手間
がかかり、また、誤結線等のトラブルが生じる恐れがあ
った。ここでは、４線式を例示したが、信号線l₃,l₄の
うち１本を電力線l₁,l₂のいずれかと共通化して３線式
とすることもある。 第11図は他の従来例の構成を示すブロック図である。
この従来例にあっては、商用交流電源Ｐからの入力電力
を位相制御部１により位相制御し、２本の電力線l₁,l₂
を介して電力変換装置２に入力している。つまり、交流
電圧に位相制御を施すことにより電力変換装置２への入
力電力を制御し、負荷３への供給電力を制御するもので
あり、電力線２線による配線で実現できる。 第12図は第11図に示す従来例をさらに具体化した回路
例を示す。電力変換装置２としては、自励式のプッシュ
プルインバータ2aを用いている。また、負荷３として
は、放電灯3aを用いている。商用交流電源Ｐの交流電圧
を位相制御部１にて位相制御した電圧は、インバータ2a
の入力電圧となる。ヒューズ４、ラッシュ電流防止用の
チョークコイル６、雑音防止用コンデンサ５、雑音防止
用フィルタ７を介して、全波整流器８の交流入力端に入
力されている。全波整流器８の直流出力端には平滑コン
デンサ10が接続されている。この平滑コンデンサ10の正
端子は、定電流用のチョークコイル９を介して発振トラ
ンス14の１次巻線n₁,n₂の中間タップに接続されてい
る。発振トランス14の１次巻線n₁,n₂の両端は、夫々ト
ランジスタ17,18のコレクタ・エミッタ間を介して、コ
ンデンサ10の負端子に接続されている。発振トランス14
の１次巻線n₁,n₂の両端には、共振用のコンデンサ13が
並列接続されている。発振トランス14の帰還巻線n₃の両
端は、トランジスタ17,18の各ベースに接続されてい
る。発振トランス14の２次巻線n₅は、放電灯3aの両端に
接続されている。また、予熱用のフィラメント巻線n₆,n
₇は、放電灯3aの各フィラメントに接続されている。ト
ランジスタ17,18の各ベースは、抵抗12a,12bを夫々介し
て、コンデンサ16の正端子に接続されている。コンデン
サ16は、高速ダイオード15を介して発振トランス14の巻
線n₄に接続されており、その負端子はコンデンサ10の負
端子と共通接続されている。 交流電源Ｐを投入して、位相制御部１の出力がインバ
ータ2aに入力され、平滑コンデンサ10が充電されると、
トランジスタ17は起動抵抗11により導通状態に移行す
る。この際、発振トランス14の帰還巻線n₃に誘起された
正帰還電圧がトランジスタ17のベースに印加され、トラ
ンジスタ17はさらに完全な導通状態となる。一方、トラ
ンジスタ18のベースには、トランジスタ17とは逆に負電
圧が印加されており、非導通状態のままである。トラン
ジスタ17のコレクタ電流がチョークコイル９あるいはト
ランジスタ17自身の制限により飽和状態となると、帰還
巻線n₃には前記とは逆方向の電圧が発生し、トランジス
タ17は急速に非導通状態へ移行し、トランジスタ18は導
通状態へ移行し、以後、この動作を繰り返して、発振を
継続して行く。なお、トランジスタ17,18のベース駆動
電源は、発振トランス14の巻線n₄に発生する高周波電圧
を高速ダイオード15にて整流し、平滑コンデンサ16によ
り平滑して発生しており、ベース抵抗12a,12bを介して
トランジスタ17,18のベースに供給している。インバー
タ2aの発振が継続し、発振トランス14の２次巻線n₅に発
生する高電圧が放電灯3aに印加され、放電灯3aが始動点
灯する。フィラメント予熱用巻線n₆,n₇からは放電灯3a
の各フィラメントに予熱電流が供給される。放電灯3aへ
供給される電力の制御は、前述のように、インバータ2a
への入力電力を位相制御することにより達成される。 第13図は上記回路の動作波形図である。同図（ａ）は
インバータ2aの入力電圧、同図（ｂ）は放電灯3aに流れ
る放電灯電流、同図（ｃ）はインバータ2aの入力電流の
波形を夫々示している。以下、動作波形を参照しなが
ら、上記従来例の問題点について説明する。 商用交流電源Ｐの交流電圧は位相制御部１にて位相制
御され、インバータ2aの入力電圧となる。このため、イ
ンバータ2aの入力電圧は、第13図（ａ）に示すように、
ある位相角θ_１で急峻に立ち上がり、インバータ2aの入
力電流は第13図（ｃ）に示すような波形となる。この波
形は、高調波成分を多く含み、位相制御部１とインバー
タ2aの間を結ぶ電力線での雑音レベルが高くなる。 また、第13図（ａ）で位相角θを大きくすると、放電
灯3aへの供給電力が低下し、放電灯3aを調光状態にでき
るが、位相角θをθ_２＞90゜のように大きくし過ぎる
と、放電灯電流は、第13図（ｂ）の時刻t₂に示すように
なり、放電灯3aは一時消灯する。その後、放電灯3aを再
度点灯させるには、大きな始動電圧を必要とするにも拘
わらず、インバータ2aへの入力電圧が小さく、特に、波
高値が低くなるので、インバータ2aが放電灯3aを始動点
灯させるのに十分な電圧を発生することができない。こ
のように、位相角θの制御範囲には上限があり、放電灯
3aを深い調光状態に制御することができない。また、再
始動性を良くするために、インバータ2aに高電圧発生部
を設ける方法もあるが、部品点数が多くなり、また、構
成部品の電圧耐量等を大きくする必要がある。なお、負
荷３として、安定稼動にある一定電圧以上を必要とする
負荷を用いる場合には、放電灯3aを用いる場合と同様な
ことが言える。 また、インバータ2aへの入力電圧の立上り時点t₀にお
ける入力電流は非常に急峻になるので、位相制御部１の
構成部品やインバータ2aの整流器８を破壊する恐れがあ
る。そのため、インバータ2aの入力部にチョークコイル
６あるいは限流抵抗等のラッシュ電流抑制素子を挿入す
る必要がある。また、電力変換装置２への入力電圧の立
上りが急峻であるため、電力変換装置２の構成部品への
ストレスが大きくなるという問題がある。 次に、第14図に示す従来例は、負荷３への供給電力レ
ベルを設定する信号の伝送に、電力線搬送方式を用いた
例であり、第15図はその原理説明のための波形図であ
る。送信部1aにおける制御信号発生部19では、パルス符
号よりなる制御信号（第15図（ａ））により連続発振し
ている高周波信号（第15図（ｂ））をスイッチングし、
パルス符号に応じた断続的高周波信号に変換する（第15
図（ｃ））。この断続的高周波信号は、カップリングコ
ンデンサ20,21及びカップリングトランス22を介して電
力線の交流電圧に重畳され（第15図（ｄ）参照）、電力
線を介して受信部1bに伝達される。受信部1bには、第15
図（ｅ）に示すような電圧が入力される。カップリング
コンデンサ23,25、カップリングトランス24を介して高
周波信号（第15図（ｆ））を抽出し、制御信号復調器26
にて復調し、制御信号（第15図（ｇ））を再生する。電
力変換装置２からはこの制御信号により制御された電力
が出力される。 しかしながら、電力線搬送方式では、電力線を使用し
て信号伝送を行うため負荷の影響を受けやすく、また、
伝送距離や容量性・誘導性負荷の有無により信号の減衰
量が大きく異なり、場合によっては、伝送不可能となる
こともある。また、信号伝送の処理が複雑で部品点数が
多くなるという問題もある。 （発明の目的） 本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、負荷の安定稼動にある一
定以上の電圧を必要とする場合における負荷への供給電
圧を容易に確保できるようにすると共に、構成部品への
ストレス並びに電力線での雑音レベルを低減し、しかも
電力線搬送方式に比べて、回路構成が簡単で且つ信号伝
送の信頼性が高い電力変換制御装置を提供することにあ
る。 （発明の開示） 本発明に係る電力変換制御装置にあっては、上記の目
的を達成するために、第１図に示すように、交流電圧を
所定の範囲の位相角で位相制御する位相制御部１と、こ
の位相制御された交流電圧を入力として電力変換を行う
電力変換装置２と、前記位相角を検出し、この検出信号
を受けて、前記位相角に応じてレベルが変化する直流信
号を生成すると共に、該直流信号のレベルに応じて前記
電力変換装置２の出力を変化せしめるように前記電力変
換装置２の制御信号を発生する位相角検出部1cとを有し
て成るものである。 第１図は本発明の基本構成図である。交流電源Ｐから
の交流電圧は、位相制御部１にて小さい位相角Δθで位
相制御される。この位相制御された電圧（第２図（ａ）
参照）は、電力変換装置２及び位相角検出部1cに入力さ
れる。位相制御部１での位相角Δθは、従来の位相制御
のみによる電力変換制御時（第13図のθ₁,θ_２）に比べ
て小さい位相角とし、０゜＜Δθ＜90゜の範囲内とする
ことが好ましい。この範囲内であれば、電源電圧の波高
値を維持することができる。このわずかな位相角Δθを
位相角検出部1cにて検出し、その検出信号を電力変換装
置２に入力し、電力変換装置２で位相角Δθに対応する
出力電力を負荷３に供給するのである。 第２図（ｂ）は電力変換装置の力率が１である場合の
入力電流波形を示す。実線で示す入力電流I_Aは位相角が
Δθ_Ａのとき、破線で示す入力電流I_Bは位相角がΔθ_Ｂ
のときの波形を示している。位相角Δθが小さいので、
入力電流I_A,I_Bは正弦波とほとんど同じ波形であり、し
たがって、入力電流の高調波成分が少なく、電力線での
雑音レベルの低減が可能になる。また、位相角がΔθ_Ａ
からΔθ_Ｂに変化しても、電力変換装置２への入力電圧
は安定して供給することができ、電力変換装置２から負
荷３への出力電力供給も安定して行うことができる。さ
らに、電力変換装置２への入力電圧、入力電流の立上り
率は小さくなり、構成部品へのストレスは低減される。
また、電力線搬送方式に比べて回路構成が簡単になり、
且つ、信号伝送を確実に行える。 第３図は本発明の一実施例の回路図である。電力制御
装置２の入力側には、ヒューズ４と雑音防止用のコンデ
ンサ５及びチョーク７を介して、全波整流器８の交流入
力端が接続されている。全波整流器８の直流出力端に
は、抵抗27a,27bの直列回路よりなる分圧回路が接続さ
れている。抵抗27bの両端には電圧規制用のツェナダイ
オード28が並列接続されている。抵抗27a,27bの接続点
の電圧はゲート素子29に入力されて、波形整形される。
ゲート素子29の出力は、抵抗31を介してPNP形のトラン
ジスタ36のベースに接続されている。トランジスタ36の
エミッタは、電源電圧Vccのラインに接続されている。
トランジスタ36のコレクタは、抵抗37とコンデンサ38を
介して、アースラインに接続されている。アースライン
は全波整流器８の負端子に接続されている。コンデンサ
38の両端には、抵抗34を介してNPN形のトランジスタ35
のコレクタ・エミッタ間が接続されている。トランジス
タ35のベース・エミッタ間には、抵抗30が並列接続され
ている。トランジスタ35のベースは、抵抗33とコンデン
サ32の直列回路を介してゲート素子29の出力に接続され
ている。抵抗37とコンデンサ38の接続点の電圧は、オペ
アンプ41の非反転入力端子に接続されている。オペアン
プ41の反転入力端子は、抵抗39を介してアースラインに
接続されると共に、抵抗40を介してオペアンプ41の出力
端子に接続されている。オペアンプ41の出力電圧は、発
振回路45の制御入力端に入力されている。 全波整流器８の直流出力端には、限流抵抗42を介して
平滑コンデンサ43が接続されており、この平滑コンデン
サ43には、電圧規制用のツェナダイオード44が並列接続
されており、平滑コンデンサ43により得られる低電圧直
流電源は、トランジスタ36のエミッタ電流供給源となる
と共に、ゲート素子29やオペアンプ41及び発振回路45の
駆動電源となる。また、パルストランス46の１次巻線を
励磁するための電源となっている。 発振回路45の制御出力端は、パルストランス46の１次
巻線の一端に接続されている。パルストランス46の１次
巻線の中間タップは電源電圧Vccのラインに接続され、
１次巻線の他端はダイオード47を介してアースラインに
接続されている。パルストランス46の２次巻線は抵抗48
を介して、パワーMOSFETよりなるスイッチ素子50のゲー
ト・ソース間に接続されている。スイッチ素子50のゲー
ト・ソース間には抵抗49が並列接続されている。また、
抵抗48には、逆バイアス用のダイオード51が並列接続さ
れている。スイッチ素子50のドレインは、全波整流器８
の正端子に接続され、ソースはチョークコイル52の一端
に接続されている。チョークコイル52の他端は、全波整
流器８の負端子に接続されている。チョークコイル52の
両端には、ダイオード55を介して、負荷３と平滑コンデ
ンタ54と抵抗53の並列回路が接続されている。ダイオー
ド55の極性は、全波整流器８からの電流を阻止する方向
に接続されており、いわゆる極正反転型のチョッパー回
路を構成している。 以下、本実施例の動作について説明する。 交流電源Ｐからの交流電圧は、位相制御部１で小さい
位相角Δθで位相制御される。この位相制御された電圧
は、電力変換装置２に入力され、ヒューズ４及び雑音防
止用のコンデンサ５とチョーク７を介して、全波整流器
８で全波整流され、第２図（ｃ）に示すような波形とな
る。全波整流後の電圧は、位相角検出部1cの抵抗27a,27
bにて分圧され、ツェナダイオード28及びゲート素子29
にて波形整形されて、第２図（ｄ）に示すような波形と
なる。この波形が“Low"レベルである期間に、トランジ
スタ36、抵抗37、コンデンサ38で構成される積分回路が
積分動作を行う。すなわち、トランジスタ36のベースに
は、抵抗31を介して第２図（ｄ）に示す電圧が印加さ
れ、位相角Δθの期間は、ベース電位は“Low"レベルと
なり、トランジスタ36はオンし、抵抗37を介して、コン
デンサ38が充電される。一方、トランジスタ35は、第２
図（ｄ）の電圧の立上り時よりコンデンサ32、抵抗33,3
0で決まる時間だけオンする。その結果、コンデンサ38
の充電電荷は、放電抵抗34、トランジスタ35を通して放
電される。以上のコンデンサの充・放電によりコンデン
サ38の電位は位相角Δθに対応した電位となる。この電
位をオペアンプ41にて増幅し、位相角Δθの検出信号を
出力するものである。オペアンプ41の増幅率は外付け抵
抗39,40にて決定される。 位相角Δθの検出信号は、スイッチ素子50の駆動信号
発生用の発振回路45に入力される。発振回路45では、入
力された位相角Δθの検出信号に対応してスイッチ素子
50のオンデューティを変えている。この際、発振回路45
の発振周波数は一定としている。まず、発振回路45の制
御出力端が“Low"レベルであるときには、パルストラン
ス46の１次巻線に電流が流れて、２次巻線に電圧が誘起
され、この電圧が抵抗48、抵抗49を介して流れ、抵抗49
の両端電圧により、スイッチ素子50のゲート・ソース間
が順バイアスされ、スイッチ素子50をオンさせる。次
に、発振回路45の制御出力端が“High"レベルであると
きには、パルストランス46の１次巻線の蓄積エネルギー
により、ダイオード47を介して電流が流れる。また、２
次巻線には逆起電力が発生し、ダイオード51、抵抗49を
介して電流が流れ、抵抗49の両端電圧により、スイッチ
素子50のゲート・ソース間が逆バイアスされ、ゲート・
ソース間の蓄積電荷を放電させて、スイッチ素子50をオ
フさせる。 スイッチ素子50がオンのときは、整流器８を介してチ
ョークコイル52に電流が流れ、エネルギーが蓄積され
る。スイッチ素子50がオフになると、チョークコイル52
のエネルギーがダイオード55を介して、コンデンサ54及
び負荷３に放出される。発振回路45の１周期毎にチョー
クコイル52に蓄積されるエネルギーは、スイッチ素子50
のオンデューティに応じて変化する。したがって、スイ
ッチ素子50のオンデューティを変えることにより、負荷
３への供給電力を制御することができる。つまり、第５
図に示すように、本実施例にあっては、電力変換装置２
の入力電圧に含まれる小さい位相角Δθを検出し、その
検出信号に応じてコンデンサ54の電圧V₀₁を制御し、負
荷３への出力電圧を制御しているものである。 実施例２ 第４図は本発明の他の実施例の回路図である。本実施
例は、負荷として放電灯3aを用いており、また、電力制
御装置２として直列インバータを用いている。まず、全
波整流器８の直流出力端には、逆流阻止用のダイオード
76を介して、平滑コンデンサ56と抵抗57の並列回路が接
続されている。平滑コンデンサ56の両端には、パワーMO
SFETよりなるスイッチ素子69及び70の直列回路が接続さ
れている。各スイッチ素子69及び70には、それぞれダイ
オード71及び72が逆並列接続されている。スイッチ素子
70の両端には、コンデンサ73とチョークコイル74を介し
て放電灯3aが接続されている。放電灯3aの非電源側には
予熱電流通電用のコンデンサ75が接続されている。この
コンデンサ75はチョークコイル74と共にLC直列共振回路
を構成している。また、コンデンサ73は直流成分カット
用であり、共振には寄与しない。 発振回路55は、交互に出力が切り換わる第１及び第２
の制御出力端を有している。第１の制御出力端は、パル
ストランス61の１次巻線の一端に接続されている。パル
ストランス61の１次巻線の中間タップは電源電圧Vccの
ラインに接続され、１次巻線の他端はダイオード59を介
してアースラインに接続されている。パルストランス61
の２次巻線は抵抗65を介して、スイッチ素子69のゲート
・ソース間に接続されている。スイッチ素子69のゲート
・ソース間には抵抗67が並列接続されている。また、抵
抗65には、逆バイアス用のダイオード63が並列接続され
ている。発振回路55の第２の制御出力端は、パルストラ
ンス62の１次巻線の一端に接続されている。パルストラ
ンス62の１次巻線の中間タップは電源電圧Vccのライン
に接続され、１次巻線の他端はダイオード60を介してア
ースラインに接続されている。パルストランス62の２次
巻線は抵抗66を介して、スイッチ素子70のゲート・ソー
ス間に接続されている。スイッチ素子70のゲート・ソー
ス間には抵抗68が並列接続されている。また、抵抗66に
は、逆バイアス用のダイオード64が並列接続されてい
る。その他の構成については、第３図回路と同様である
ので、同一の機能を有する部分には同一の符号を付して
重複する説明は省略する。 交流電源Ｐの電圧は、前述したように、位相制御部１
に入力されて、小さな位相角Δθで位相制御され、その
後、電力変換装置２に入力される。位相角検出部1cの動
作は前記実施例と同様であり、位相角Δθを検出して、
検出信号を発生する。この位相角Δθの検出信号は、ス
イッチ素子69,70の駆動信号発生用の発振回路55に入力
される。発振回路55では、前記位相角Δθの検出信号に
応じて、スイッチ素子69,70のオン／オフ周期を変化さ
せ、インバータの発振周波数を変化させる。すなわち、
第７図に示すように、位相角がΔθ₁,Δθ₂,Δθ_３であ
るときに、インバータの発振周波数はそれぞれf₁,f₂,f₃
となる。 一方、整流器８により全波整流された電圧は、逆流阻
止用のダイオード76を通り、コンデンサ56により完全平
滑され、インバータの電源とされる。抵抗57はコンデン
サ56の放電用抵抗である。スイッチ素子69がオン状態
で、スイッチ素子70がオフ状態のときは、コンデンサ56
からスイッチ素子69、コンデンサ73、チョークコイル74
を介して放電灯3aに電流が流れる。このとき、コンデン
サ73が充電される。次に、スイッチ素子69がオフ状態
で、スイッチ素子70がオン状態のときは、コンデンサ73
を電源として、コンデンサ73からスイッチ素子70、放電
灯3a、チョークコイル74を介して電流が流れる。以下、
スイッチ素子69と70が交互にオンされることにより、放
電灯3aには高周波電力が供給される。 スイッチ素子69,70のスイッチング周波数を変える
と、チョークコイル74のインピーダンスが変化するの
で、放電灯3a及びコンデンサ75に流れる電流が変化す
る。放電灯電流をIla、コンデンサ75へ流れる電流をIc
とすると、インバータの発振周波数が高くなると、放電
灯電流Ilaは減少し、コンデンサ75の電流Icは増加す
る。また、インバータの発振周波数が低くなると、上記
とは逆に、放電灯電流Ilaは増加し、コンデンサ75の電
流Icは減少する。 以上のように、インバータの発振周波数を変えること
により、放電灯3aへの電流を制御できる。すなわち、調
光ができることとなる。この場合には、電力変換装置２
への入力電力は、位相角Δθがわずかな変位であるた
め、十分に供給されており、放電灯3aを深い調光状態ま
で制御することが可能となる。 なお、以上の実施例の説明においては、出力電力の制
御方式として、直流電圧の大きさを制御する方式（第５
図参照）と、高周波電圧の周波数を制御する方式（第７
図）を例示したが、交流電圧の振幅を制御する方式（第
６図参照）や、出力電圧のデューティを制御する方式
（第８図参照）を用いても良い。第６図に示す方式で
は、入力電圧の位相角Δθに応じて交流電圧のピーク対
ピーク振幅V₀₂を制御している。また、第８図に示す方
式では、出力電圧のオフデューティを位相角Δθに応じ
て制御しており、オフデューティはΔθ＝Δθ^１のとき
にΔt₁/T、Δθ＝Δθ_２のときにΔt₂/Tとなり、これに
より出力電力が制御されるものである。 また、第９図は位相角検出部1cの他の実施例を示して
いる。全波整流器８の直流出力端には、抵抗27a,27bの
直列回路よりなる分圧回路が接続されている。抵抗27b
の両端には電圧規制用のツェナダイオード28が並列接続
されている。抵抗27a,27bの接続点の電圧はゲート素子2
9に入力され、波形整形される。ゲート素子29の出力
は、AND回路78の一方の入力に接続されている。AND回路
78の他方の入力には、基準クロック発振器77から出力さ
れる基準クロックが入力されている。この基準クロック
の周波数は、商用交流周波数に比べて十分に高く設定さ
れている。AND回路78の出力は、カウンタ79のクロック
入力に接続されている。カウンタ79のリセット端子はゲ
ート素子29の入力側に接続されている。このカウンタ79
は、リセット後に入力された基準クロックの数をカウン
トして、そのカウント数を２進数で出力する。カウンタ
79の出力はD/A変換器80に入力されている。このD/A変換
器80の出力が位相角検出部1cの検出信号となっている。 ゲート素子29の出力波形は、第２図（ｄ）に示すよう
に、位相角Δθの期間は“Low"レベルとなり、その他の
期間は“High"レベルとなる。この“High"レベルの期間
には、AND回路78から基準クロックが出力され、カウン
タ79により計測される。カウンタ79は、商用交流電圧の
ゼロクロス点においてリセットされるので、そのカウン
ト値は各半サイクル毎の位相角Δθに応じて変化する値
となる。このカウント値をD/A変換器80にてアナログ信
号に変換して検出信号とするものである。 なお、以上の説明では、第２図に示すように、位相角
Δθの範囲を０゜から小さな位相角までとしたが、交流
半サイクルの後半を削って、180゜から小さな位相角と
しても良い。 （発明の効果） 本発明にあっては、位相制御部は電力変換装置の電力
制御情報を与えるための小さな位相角で位相制御を行う
ものであるから、電力変換装置への入力電流のオフ期間
が短く、入力電圧及び電流の立上りが穏やかであり、し
たがって、構成部品へのストレスを低減できるという効
果があり、また、入力電圧の高調波成分あるいは歪みの
低減が容易で、電力線での雑音レベルを低減できるとい
う効果がある。また、電力変換装置への入力電圧のレベ
ルが大きく変化することがないので、負荷の安定稼動に
一定レベル以上の電圧を必要とする場合においても、負
荷制御を安定に行うことができるという効果があり、特
に、放電灯負荷の場合、深い調光レベルまで制御できる
という利点がある。また、電力線２線にて出力電力の制
御が可能であり、さらに、電力線搬送方式に比べても信
号伝送処理が容易で、伝送距離による影響を受けにくい
という利点がある。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の基本構成を示すブロック図、第２図は
同上の動作波形図、第３図は本発明の一実施例の回路
図、第４図は本発明の他の実施例の回路図、第５図は第
３図実施例の動作説明図、第６図は本発明のさらに差の
実施例の動作説明図、第７図は第４図実施例の動作説明
図、第８図は本発明の別の実施例の動作説明図、第９図
は本発明に用いる位相角検出部の他の例を示す回路図、
第10図は従来例のブロック図、第11図は他の従来例のブ
ロック図、第12図は同上の具体回路図、第13図は同上の
動作波形図、第14図はさらに他の従来例の回路図、第15
図は同上の動作波形図である。 １は位相制御部、1cは位相角検出部、２は電力変換装
置、３は負荷である。

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．交流電圧を所定の範囲の位相角で位相制御する位相
   制御部と、この位相制御された交流電圧を入力として電
   力変換を行う電力変換装置と、前記位相角を検出し、こ
   の検出信号を受けて、前記位相角に応じてレベルが変化
   する直流信号を生成すると共に、該直流信号のレベルに
   応じて前記電力変換装置の出力を変化せしめるように前
   記電力変換装置の制御信号を発生する位相角検出部とを
   有して成ることを特徴とする電力変換制御装置。 ２．電力変換装置はインバータ式の放電灯点灯装置であ
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力変
   換制御装置。