JP2788509B2 - 直流モータの駆動制御回路 - Google Patents
直流モータの駆動制御回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は直流モータの回転数制御を行う駆動制御回路
に関するものである。
に関するものである。
（従来の技術） 従来のこの種の駆動制御回路としては、第４図に示す
ようにPLL（Phase Locked Loop）回路を用いた回路が知
られている。この回路では、基準発振器41から出力され
た基準周波数fsを有する信号と、直流モータ42の回転数
を周波数発電機43で捕えて増幅および波形整形を増幅整
形回路で行った信号とを、位相比較器45に与えて位相比
較を行わせ比較結果のパルス（位相差に応じたパルス）
を出力させる。この位相比較器45の出力はローパスフィ
ルタ46へ与えられて直流電圧に変換され混合器47へ送出
される。増幅整形回路44の出力はＦ−Ｖ変換器48へ与え
られ、周波数対応の電圧に変換され混合器47へ与えられ
上記ローパスフィルタ46の出力に加えられる。この構成
はPLL回路のみでは、位相が等しく周波数が異なる２入
力に対して無力のため、設けられる。混合器47の出力は
電力増幅器49へ与えられ、必要な増幅を受けて直流モー
タ42へ与えられる。この結果、基準発振器41の出力信号
の周波数と対応する回転数で直流モータ42が回転する。
ようにPLL（Phase Locked Loop）回路を用いた回路が知
られている。この回路では、基準発振器41から出力され
た基準周波数fsを有する信号と、直流モータ42の回転数
を周波数発電機43で捕えて増幅および波形整形を増幅整
形回路で行った信号とを、位相比較器45に与えて位相比
較を行わせ比較結果のパルス（位相差に応じたパルス）
を出力させる。この位相比較器45の出力はローパスフィ
ルタ46へ与えられて直流電圧に変換され混合器47へ送出
される。増幅整形回路44の出力はＦ−Ｖ変換器48へ与え
られ、周波数対応の電圧に変換され混合器47へ与えられ
上記ローパスフィルタ46の出力に加えられる。この構成
はPLL回路のみでは、位相が等しく周波数が異なる２入
力に対して無力のため、設けられる。混合器47の出力は
電力増幅器49へ与えられ、必要な増幅を受けて直流モー
タ42へ与えられる。この結果、基準発振器41の出力信号
の周波数と対応する回転数で直流モータ42が回転する。
しかしながら、PLL回路を用いた駆動制御回路は、PLL
回路がIC化されているとはゆえ、回路が複雑化する上、
直流モータ42の軸に周波数発電機43を設ける必要があ
り、直流モータ42の構成が複雑化大型化する問題点があ
った。
回路がIC化されているとはゆえ、回路が複雑化する上、
直流モータ42の軸に周波数発電機43を設ける必要があ
り、直流モータ42の構成が複雑化大型化する問題点があ
った。
これに対し、PLL回路を用いるほどの高精度な制御は
不要である場合の回転数制御方式として比例電流制御方
式がある。この方式は以下のような理論による。
不要である場合の回転数制御方式として比例電流制御方
式がある。この方式は以下のような理論による。
直流モータが回転状態にあるとき、その等価回路は第
５図に示されるように、逆起電力ECの直流電源51と巻線
抵抗などによる抵抗Raとの直列回路となる。ここに、直
流モータの回転数をω、逆起電圧定数をKe（V/rpm）、
負荷トルクをＴ、トルク定数をKT（ｇ・m/A）とし、電
流Ia、電圧Vaが第５図のようであるとすれば、 EC＝Ke×ω ……（１） Ｔ＝Ｋ×Ia ……（２） Va＝EC＋IaRa ……（３） なる関係があり、負荷トルクＴにより電流Iaが変化し、
電圧Vaが一定とすると逆起電力ECが変化して結果的に回
転数ωが変動してしまう。
５図に示されるように、逆起電力ECの直流電源51と巻線
抵抗などによる抵抗Raとの直列回路となる。ここに、直
流モータの回転数をω、逆起電圧定数をKe（V/rpm）、
負荷トルクをＴ、トルク定数をKT（ｇ・m/A）とし、電
流Ia、電圧Vaが第５図のようであるとすれば、 EC＝Ke×ω ……（１） Ｔ＝Ｋ×Ia ……（２） Va＝EC＋IaRa ……（３） なる関係があり、負荷トルクＴにより電流Iaが変化し、
電圧Vaが一定とすると逆起電力ECが変化して結果的に回
転数ωが変動してしまう。
そこで、電流Iaが変化しても逆起電力ECが一定、即
ち、回転数が一定となるように電圧Vaを変化させると、
負荷トルクＴによらず一定回転を得ることができる。
ち、回転数が一定となるように電圧Vaを変化させると、
負荷トルクＴによらず一定回転を得ることができる。
この原理を実現するため、従来は第６図に示される駆
動制御回路の構成が採られていた。DC（直流）モータ50
に電力増幅部を構成するトランジスタTr1から電力供給
を行う。このトランジスタTr1を介してDCモータ50へ流
れ込む電流IaをトランジスタTr3により検出する。電源V
CCとトランジスタTr3のエミッタとの間に抵抗をREを接
続する。また、電圧VCCと抵抗RSとを接続して、電流Ia
を流し、抵抗RSのDCモータ50側とトランジスタTr2のベ
ースとを接続する。このように構成されたトランジスタ
Tr2には電流Iaに対応した電流IEが流れる。この電流IE
を抵抗RTに流して電圧VRTを発生させ、この抵抗RTによ
る電圧をツェナーダイオードZ1でVZだけ上昇させた電位
をトランジスタTr1のベースに与え、このトランジスタT
r1のベースとコレクタとを抵抗RZにより接続し、電源V
CCにより抵抗RZを介して電流IZが流れるようにする。
動制御回路の構成が採られていた。DC（直流）モータ50
に電力増幅部を構成するトランジスタTr1から電力供給
を行う。このトランジスタTr1を介してDCモータ50へ流
れ込む電流IaをトランジスタTr3により検出する。電源V
CCとトランジスタTr3のエミッタとの間に抵抗をREを接
続する。また、電圧VCCと抵抗RSとを接続して、電流Ia
を流し、抵抗RSのDCモータ50側とトランジスタTr2のベ
ースとを接続する。このように構成されたトランジスタ
Tr2には電流Iaに対応した電流IEが流れる。この電流IE
を抵抗RTに流して電圧VRTを発生させ、この抵抗RTによ
る電圧をツェナーダイオードZ1でVZだけ上昇させた電位
をトランジスタTr1のベースに与え、このトランジスタT
r1のベースとコレクタとを抵抗RZにより接続し、電源V
CCにより抵抗RZを介して電流IZが流れるようにする。
以上のように構成された駆動制御回路において、各ト
ランジスタTr1,Tr3が理想のトランジスタでベースエミ
ッタ間電圧VBEがゼロとして解析すると、 Va＝EC＋Ia×Ra ……（４） Va＝VZ＋VRT ……（５） VRT＝IERT ……（６） IaRS＝IERE ……（７） なる各式が成立する。
ランジスタTr1,Tr3が理想のトランジスタでベースエミ
ッタ間電圧VBEがゼロとして解析すると、 Va＝EC＋Ia×Ra ……（４） Va＝VZ＋VRT ……（５） VRT＝IERT ……（６） IaRS＝IERE ……（７） なる各式が成立する。
（６），（７）式より VRT＝（RS/RE）Ia×RT これを（５）式に代入すると、 Va＝VZ＋（RS/RE）RT×Ia 一方、（４）式を考慮すると、 EC＋Ia・Ra≡VZ＋（RS/RE）RT×Ia ……（８） なる恒等式が得られ、これを変形すると EC−VZ＝Ia｛（RS/RE）RT−Ra｝ となる。ここで、EC＝VZとおくと、 （RS/RE）RT−Ra＝０ ∴RS/RE＝Ra/RT ……（９） となり、この（９）式の関係が成立するとき、（８）式
はIaに関係なく、即ち、負荷トルクＴに関係なく成立す
ることとなる。このとき、DCモータ50の回転数はω＝VZ
/Keとなる。
はIaに関係なく、即ち、負荷トルクＴに関係なく成立す
ることとなる。このとき、DCモータ50の回転数はω＝VZ
/Keとなる。
以上のように定数を設定し、トランジスタTr3を含む
電流検出部で電流Iaに対応する電流IEを検出し、この電
流IEを抵抗RTに流して電圧VRTを発生させ、ツェナーダ
イオードZ1を介して電力増幅部を構成するトランジスタ
Tr1のバイアスを制御することでDCモータ50の回転数を
一定に保つことができる。
電流検出部で電流Iaに対応する電流IEを検出し、この電
流IEを抵抗RTに流して電圧VRTを発生させ、ツェナーダ
イオードZ1を介して電力増幅部を構成するトランジスタ
Tr1のバイアスを制御することでDCモータ50の回転数を
一定に保つことができる。
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、上記従来の直流モータの駆動制御回路
の解析は理想状態で行っており、実際には、ツェナーダ
イオードZ1に流れるバイアス電流IZは抵抗RTにそのまま
流れ込み、 IRT＝IE＋IZ となり、（６），（７）式より得られるはずの Ia∝VRT なる関係が生じなくなり、回転数制御が的確に行えない
問題点があった。
の解析は理想状態で行っており、実際には、ツェナーダ
イオードZ1に流れるバイアス電流IZは抵抗RTにそのまま
流れ込み、 IRT＝IE＋IZ となり、（６），（７）式より得られるはずの Ia∝VRT なる関係が生じなくなり、回転数制御が的確に行えない
問題点があった。
更に、トランジスタTr3にはベースエミッタ電圧VBEが
実際上存在するから、（７）式ではなく IaRS＝IERE＋VBE が成立し、電流Iaの値が実際の値よりも小さく検出さ
れ、回転数制御が的確になされない問題点があった。
実際上存在するから、（７）式ではなく IaRS＝IERE＋VBE が成立し、電流Iaの値が実際の値よりも小さく検出さ
れ、回転数制御が的確になされない問題点があった。
本発明はこのような従来の直流モータの駆動制御回路
が有する問題点を解決せんとしてなされたもので、その
目的は、直流モータの回転数制御を的確に行える駆動制
御回路を提供することである。
が有する問題点を解決せんとしてなされたもので、その
目的は、直流モータの回転数制御を的確に行える駆動制
御回路を提供することである。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） そこで、本発明ではツェナーダイオードを介してバイ
アスの制御を受けるとともに、直流モータに電力の供給
を行う電力増幅部と、 この電力増幅部を介して前記直流モータへ流れる電流
をトランジスタを介して検出する電流検出部と、 この電流検出部により検出された電流に対応した電圧
を発生させる電圧発生部と、 この電圧発生部により発生された電圧をインピーダン
ス変換して前記ツェナーダイオードへ与える高入力イン
ピーダンス低出力インピーダンスのインピーダンス変換
部とを備えさせて直流モータの駆動制御回路を構成し
た。
アスの制御を受けるとともに、直流モータに電力の供給
を行う電力増幅部と、 この電力増幅部を介して前記直流モータへ流れる電流
をトランジスタを介して検出する電流検出部と、 この電流検出部により検出された電流に対応した電圧
を発生させる電圧発生部と、 この電圧発生部により発生された電圧をインピーダン
ス変換して前記ツェナーダイオードへ与える高入力イン
ピーダンス低出力インピーダンスのインピーダンス変換
部とを備えさせて直流モータの駆動制御回路を構成し
た。
更に、本発明では上記構成に加え、電流検出部のトラ
ンジスタはバイポーラ型とし、そのベースエミッタ間電
圧と等しい電圧降下を生じさせる電圧降下素子を、当該
電流検出部における検出すべき電流の通過経路に接続し
て直流モータの駆動制御回路を構成した。
ンジスタはバイポーラ型とし、そのベースエミッタ間電
圧と等しい電圧降下を生じさせる電圧降下素子を、当該
電流検出部における検出すべき電流の通過経路に接続し
て直流モータの駆動制御回路を構成した。
更に、上記構成に加えて、電流検出部の検出電流が電
圧発生部へ到る経路に、電力増幅部の出力の位相補償を
行う位相補償部を接続して直流モータの駆動制御回路を
構成した。
圧発生部へ到る経路に、電力増幅部の出力の位相補償を
行う位相補償部を接続して直流モータの駆動制御回路を
構成した。
更に、上記構成に電力増幅部による電力供給を外部か
らの制御信号により開始／停止させるスイッチング部を
備えさせて直流モータの駆動制御回路を構成した。
らの制御信号により開始／停止させるスイッチング部を
備えさせて直流モータの駆動制御回路を構成した。
また、更に、上記構成に加え電圧発生部に発生した電
圧に基づきスイッチング部をオンオフさせる制御信号を
発生する過電流検出部を備えさせて直流モータの駆動制
御回路を構成した。
圧に基づきスイッチング部をオンオフさせる制御信号を
発生する過電流検出部を備えさせて直流モータの駆動制
御回路を構成した。
（作用） 上記第１の発明の構成によると、インピーダンス変換
部を介して、電圧発生部による電圧をツェナーダイオー
ドに与えるため、ツェナーダイオードを流れるバイアス
電流が電圧発生部へほとんど流れず、回転数制御をより
的確にできる。
部を介して、電圧発生部による電圧をツェナーダイオー
ドに与えるため、ツェナーダイオードを流れるバイアス
電流が電圧発生部へほとんど流れず、回転数制御をより
的確にできる。
第２の発明によると、バイポーラトランジスタのベー
スエミッタ間電圧による電圧降下と同じ電圧降下が直流
モータへ流れる電流の経路において生じさせられること
になり、検出する電流はベースエミッタ間電圧の影響の
ない電流となり、回転数制御をより的確にできる。
スエミッタ間電圧による電圧降下と同じ電圧降下が直流
モータへ流れる電流の経路において生じさせられること
になり、検出する電流はベースエミッタ間電圧の影響の
ない電流となり、回転数制御をより的確にできる。
第３の発明によると、直流モータへ供給される電力の
位相補償がなされ、いわゆる発振現象がなくなり、回転
数制御をより的確に（安定的に）行い得る。
位相補償がなされ、いわゆる発振現象がなくなり、回転
数制御をより的確に（安定的に）行い得る。
第４の発明によると、スイッチングにより直流モータ
を必要に応じてオンオフでき、回転数制御をより的確に
行い得る。
を必要に応じてオンオフでき、回転数制御をより的確に
行い得る。
更に、第５の発明によると、過電流が直流モータに流
れ電圧発生部の発生電圧が上昇したとき、直流モータを
停止でき、回転数制御をより的確に（安全に）行うこと
ができる。
れ電圧発生部の発生電圧が上昇したとき、直流モータを
停止でき、回転数制御をより的確に（安全に）行うこと
ができる。
（実施例） 以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳しく説明
する。第１図は本発明の一実施例を示す。同図におい
て、第６図と同一の構成要素には同一の符号を付し、そ
の説明を省略する。
する。第１図は本発明の一実施例を示す。同図におい
て、第６図と同一の構成要素には同一の符号を付し、そ
の説明を省略する。
この第１図の実施例においては、トランジスタTr1を
介してDCモータ50へ流入する電流Iaを検出するトランジ
スタTr3を含む電流検出部が検出した電流IEによって電
圧VRTを発生する抵抗RTとツェナーダイオードZ1のアノ
ードとをトランジスタTr2からなるインピーダンス変換
部で結合し、抵抗RTに発生した電圧をツェナーダイオー
ドZ1のアノードに与えるようにした。具体的には、トラ
ンジスタTr3のコレクタと抵抗RTとの結合点をトランジ
スタTr2のベースに結合し、トランジスタTr2のエミッタ
をツェナーダイオードZ1のアノードと結合し、トランジ
スタTr2のコレクタを接地する。これにより、トランジ
スタTr2はエミッタフォロワを構成し、高入力インピー
ダンス低出力インピーダンスのインピーダンス変換部を
構成する。かかる構成により、バイアス電流IZはそのほ
とんどがトランジスタTr2のコレクタ側へ流れ、ベース
から抵抗RTに流入する電流IB2は僅かとなる。即ち、ト
ランジスタTr2の電流増幅率をhfeとすると、 IB2＝IZ/hfe ∴IB2《IE となり、抵抗RTにIE＋IB2の電流が流れ込んでも、IB2に
よる影響を無視し得る程度となる。
介してDCモータ50へ流入する電流Iaを検出するトランジ
スタTr3を含む電流検出部が検出した電流IEによって電
圧VRTを発生する抵抗RTとツェナーダイオードZ1のアノ
ードとをトランジスタTr2からなるインピーダンス変換
部で結合し、抵抗RTに発生した電圧をツェナーダイオー
ドZ1のアノードに与えるようにした。具体的には、トラ
ンジスタTr3のコレクタと抵抗RTとの結合点をトランジ
スタTr2のベースに結合し、トランジスタTr2のエミッタ
をツェナーダイオードZ1のアノードと結合し、トランジ
スタTr2のコレクタを接地する。これにより、トランジ
スタTr2はエミッタフォロワを構成し、高入力インピー
ダンス低出力インピーダンスのインピーダンス変換部を
構成する。かかる構成により、バイアス電流IZはそのほ
とんどがトランジスタTr2のコレクタ側へ流れ、ベース
から抵抗RTに流入する電流IB2は僅かとなる。即ち、ト
ランジスタTr2の電流増幅率をhfeとすると、 IB2＝IZ/hfe ∴IB2《IE となり、抵抗RTにIE＋IB2の電流が流れ込んでも、IB2に
よる影響を無視し得る程度となる。
更に、第１図の実施例では、トランジスタTr3のベー
スエミッタ間電圧VBE3による検出電流IEと被検出電流Ia
との誤差を除去するため、電圧降下素子であるダイオー
ドD1を電流Iaの通過経路に設けた。具体的には、ダイオ
ードD1のアノードを抵抗RSに接続し、カソードをベース
に接続し、カソードからトランジスタTr1のコレクタへ
電流Iaが流れるようにした。ここで、電流Iaが流れたと
きダイオードD1によって生じる電圧降下Vf1が上記ベー
スエミッタ間電圧VBE3に等しいようなダイオードを用い
る。すると、 IaRS＋Vf1＝IERE＋VBE3 ここに、Vf1VBE3ゆえに IaRSIERE となり、（７）式が実現され、電流Ia検出の誤差を少な
くすることができる。
スエミッタ間電圧VBE3による検出電流IEと被検出電流Ia
との誤差を除去するため、電圧降下素子であるダイオー
ドD1を電流Iaの通過経路に設けた。具体的には、ダイオ
ードD1のアノードを抵抗RSに接続し、カソードをベース
に接続し、カソードからトランジスタTr1のコレクタへ
電流Iaが流れるようにした。ここで、電流Iaが流れたと
きダイオードD1によって生じる電圧降下Vf1が上記ベー
スエミッタ間電圧VBE3に等しいようなダイオードを用い
る。すると、 IaRS＋Vf1＝IERE＋VBE3 ここに、Vf1VBE3ゆえに IaRSIERE となり、（７）式が実現され、電流Ia検出の誤差を少な
くすることができる。
更に、第１図の実施例ではトランジスタTr3のコレク
タを位相補償部である、コデンサＣを介して接地した。
かかる構成によって、従来比例電流制御方式を採ること
によってDCモータ50へ与えられる電力（電圧及び電流）
の位相に変化が生じてDCモータ50がいわゆる発振状態と
なっていた状況を除去し、位相補償（電圧及び電流）が
なされDCモータ50を安定的に回転させることが可能とな
った。
タを位相補償部である、コデンサＣを介して接地した。
かかる構成によって、従来比例電流制御方式を採ること
によってDCモータ50へ与えられる電力（電圧及び電流）
の位相に変化が生じてDCモータ50がいわゆる発振状態と
なっていた状況を除去し、位相補償（電圧及び電流）が
なされDCモータ50を安定的に回転させることが可能とな
った。
第２図はDCモータ50の回転の停止／開始を外部（コン
トローラ）から制御するため、第１図の構成に加えトラ
ンジスタTr4を設け、このコレクタをトランジスタTr1の
ベースに、エミッタを接地し、ベースへ信号線30を介し
てオンオフの制御信号を与えるようにした。信号線30に
は抵抗R1を介して電源VCCが与えられている。かかる構
成によれば、信号線30にコントローラがＨレベルの制御
信号を与えると、トランジスタTr4のベースに0.7V以上
の電圧が与えられ、トランジスタTr4がオン状態となっ
てトランジスタTr1がカットオフ状態となり直流モータ5
0が停止する。一方、信号線30にＬレベルの制御信号を
与えると、トランジスタTr4のベースに0.7V以下の電圧
が与えられ、トランジスタTr4がカットオフとなり、DC
モータ50に対する回転制御がなされる。
トローラ）から制御するため、第１図の構成に加えトラ
ンジスタTr4を設け、このコレクタをトランジスタTr1の
ベースに、エミッタを接地し、ベースへ信号線30を介し
てオンオフの制御信号を与えるようにした。信号線30に
は抵抗R1を介して電源VCCが与えられている。かかる構
成によれば、信号線30にコントローラがＨレベルの制御
信号を与えると、トランジスタTr4のベースに0.7V以上
の電圧が与えられ、トランジスタTr4がオン状態となっ
てトランジスタTr1がカットオフ状態となり直流モータ5
0が停止する。一方、信号線30にＬレベルの制御信号を
与えると、トランジスタTr4のベースに0.7V以下の電圧
が与えられ、トランジスタTr4がカットオフとなり、DC
モータ50に対する回転制御がなされる。
第３図は過電流がDCモータ50へ流れたときにDCモータ
50の回転を停止させる構成を、第２図の回路構成に加え
たものである。ここでは、トランジスタTr2のベースと
トランジスタTr4のベースに到る信号線との間に、ツェ
ナーダイオードZ2を接続する。このツェナーダイオード
Z2のツェナー電圧VZ2は、電流Iaが所定より大となりDC
モータ50に過電流が流れた状態になったときに抵抗RTに
生じる電圧VRTより小とする。また、ツェナーダイオー
ドのアノードと抵抗R1との間には逆流防止用のダイオー
ドD2が接続されている。かかる構成によると、DCモータ
50が機械的異常によりロックし最大電流が流れることに
なったときに、DCモータ50への電力供給を以下のように
して停止させ、保護を図ることができる。
50の回転を停止させる構成を、第２図の回路構成に加え
たものである。ここでは、トランジスタTr2のベースと
トランジスタTr4のベースに到る信号線との間に、ツェ
ナーダイオードZ2を接続する。このツェナーダイオード
Z2のツェナー電圧VZ2は、電流Iaが所定より大となりDC
モータ50に過電流が流れた状態になったときに抵抗RTに
生じる電圧VRTより小とする。また、ツェナーダイオー
ドのアノードと抵抗R1との間には逆流防止用のダイオー
ドD2が接続されている。かかる構成によると、DCモータ
50が機械的異常によりロックし最大電流が流れることに
なったときに、DCモータ50への電力供給を以下のように
して停止させ、保護を図ることができる。
電流Ia,IEは前述のように、Ia∝IEなる関係があり、I
a∝VRT となる。ここで、DCモータ50に流れ込む電流Iaを抑える
ようにすると、このときの電流値をIE1,Ia1、電圧値をV
RT1として Ia1RS＝IE1RE,VRT1＝IE1RT ∴Ia1RS＝（RE/RT）VRT1 ∴VRT1＝Ia1（RSRT/RE） そこで、 Ia1（RSRT/RE）＝VRT1＝VZ2＋VBE4 なるツェナー電圧VZ2を選択すると、DCモータ50に異常
が生じ、Ia＞Ia1なる電流Iaが流れるとき、ツェナーダ
イオードZ2の降服が生じIZ2が流れトランジスタTr4をオ
ン状態とするため、トランジスタTr1がカットオフとな
りDCモータ50へ電流Iaの流入が阻止され、保護が図られ
る。
a∝VRT となる。ここで、DCモータ50に流れ込む電流Iaを抑える
ようにすると、このときの電流値をIE1,Ia1、電圧値をV
RT1として Ia1RS＝IE1RE,VRT1＝IE1RT ∴Ia1RS＝（RE/RT）VRT1 ∴VRT1＝Ia1（RSRT/RE） そこで、 Ia1（RSRT/RE）＝VRT1＝VZ2＋VBE4 なるツェナー電圧VZ2を選択すると、DCモータ50に異常
が生じ、Ia＞Ia1なる電流Iaが流れるとき、ツェナーダ
イオードZ2の降服が生じIZ2が流れトランジスタTr4をオ
ン状態とするため、トランジスタTr1がカットオフとな
りDCモータ50へ電流Iaの流入が阻止され、保護が図られ
る。
［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、電流比例方式の
欠点である回路が理想的でないことによる回転数制御の
誤差をの誤差を少なくし、しかも、回転を安定的に安全
に制御でき、全体として直流モータの回転数制御を的確
に行い得るという効果がある。
欠点である回路が理想的でないことによる回転数制御の
誤差をの誤差を少なくし、しかも、回転を安定的に安全
に制御でき、全体として直流モータの回転数制御を的確
に行い得るという効果がある。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図、第３図は
本発明の他の実施例の回路図、第４図はPLL回路を用い
た直流モータの駆動制御回路のブロック図、第５図は直
流モータの等価回路を示す図、第６図は従来の電流比例
方式による直流モータの駆動制御回路を示す図である。 50……DCモータ、Tr1〜Tr4……トランジスタ Z1,Z2……ツェナーダイオード D1,D2……ダイオード RS,RE,RZ,RT,R1……抵抗 Ｃ……コンデンサ
本発明の他の実施例の回路図、第４図はPLL回路を用い
た直流モータの駆動制御回路のブロック図、第５図は直
流モータの等価回路を示す図、第６図は従来の電流比例
方式による直流モータの駆動制御回路を示す図である。 50……DCモータ、Tr1〜Tr4……トランジスタ Z1,Z2……ツェナーダイオード D1,D2……ダイオード RS,RE,RZ,RT,R1……抵抗 Ｃ……コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 7/288 H02P 5/168
Claims (5)
- 【請求項１】ツェナーダイオードを介してバイアスの制
御を受けるとともに、直流モータに電力の供給を行う電
力増幅部と、 この電力増幅部を介して前記直流モータへ流れる電流を
トランジスタを介して検出する電流検出部と、 この電流検出部により検出された電流に対応した電圧を
発生させる電圧発生部と、 この電圧発生部により発生された電圧をインピーダンス
変換して前記ツェナーダイオードへ与える高入力インピ
ーダンス低出力インピーダンスのインピーダンス変換部
とを備えた直流モータの駆動制御回路。 - 【請求項２】電流検出部のトランジスタはバイポーラ型
であり、そのベースエミッタ間電圧と等しい電圧降下を
生じさせる電圧降下素子を、当該電流検出部における検
出すべき電流の通過経路に接続したことを特徴とする請
求項（１）記載の直流モータの駆動制御回路。 - 【請求項３】電流検出部の検出電流が電圧発生部へ到る
経路には、電力増幅部の出力の位相補償を行う位相補償
部が接続されていることを特徴とする請求項（１）また
は（２）記載の直流モータの駆動制御回路。 - 【請求項４】電力増幅部による電力供給を外部からの制
御信号により開始／停止させるスイッチング部が備えら
れていることを特徴とする請求項（１）乃至（３）のい
ずれかに記載の直流モータの駆動制御回路。 - 【請求項５】電圧発生部に発生した電圧に基づきスイッ
チング部をオンオフさせる制御信号を発生する過電流検
出部が備えられていることを特徴とする請求項（１）乃
至（４）のいずれかに記載の直流モータの駆動制御回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1279904A JP2788509B2 (ja) | 1989-10-30 | 1989-10-30 | 直流モータの駆動制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1279904A JP2788509B2 (ja) | 1989-10-30 | 1989-10-30 | 直流モータの駆動制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03143293A JPH03143293A (ja) | 1991-06-18 |
| JP2788509B2 true JP2788509B2 (ja) | 1998-08-20 |
Family
ID=17617537
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1279904A Expired - Fee Related JP2788509B2 (ja) | 1989-10-30 | 1989-10-30 | 直流モータの駆動制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2788509B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5857680B2 (ja) | 2011-11-28 | 2016-02-10 | 株式会社デンソー | 位相補償回路および半導体集積回路 |
-
1989
- 1989-10-30 JP JP1279904A patent/JP2788509B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03143293A (ja) | 1991-06-18 |
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