JP2763889B2 - 単側帯波変調器 - Google Patents
単側帯波変調器Info
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- JP2763889B2 JP2763889B2 JP63091211A JP9121188A JP2763889B2 JP 2763889 B2 JP2763889 B2 JP 2763889B2 JP 63091211 A JP63091211 A JP 63091211A JP 9121188 A JP9121188 A JP 9121188A JP 2763889 B2 JP2763889 B2 JP 2763889B2
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
- H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C2200/00—Indexing scheme relating to details of modulators or modulation methods covered by H03C
- H03C2200/0037—Functional aspects of modulators
- H03C2200/0058—Quadrature arrangements
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C2200/00—Indexing scheme relating to details of modulators or modulation methods covered by H03C
- H03C2200/0037—Functional aspects of modulators
- H03C2200/007—Functional aspects of modulators with one sideband wholly or partially suppressed
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- Amplitude Modulation (AREA)
- Junction Field-Effect Transistors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は単側帯波変調器に関するものであり、特に単
一の半導体チップ上に製作可能な単側帯波変調器に関す
るものである。
一の半導体チップ上に製作可能な単側帯波変調器に関す
るものである。
［従来の技術］ 単側帯波（SSB）変調器は、多年に亘って、幾多の通
信システム、レーダシステム、ECMシステムなどに用い
られてきた。ごく最近のシステムでは、ソリッドステー
トの変調器が使用されているが、これは複数個の多段平
衡型構造から二段二重平衡型構造に至るまで、さまざま
な回路構成になるよう、能動（FE、BJTなど）素子と受
動（ダイオード）素子の両方を用いて設計されてきた。
実際、いずれの用途においても、不要側帯波の抑圧や搬
送波の阻止が、性能上主要な検討事項であった。
信システム、レーダシステム、ECMシステムなどに用い
られてきた。ごく最近のシステムでは、ソリッドステー
トの変調器が使用されているが、これは複数個の多段平
衡型構造から二段二重平衡型構造に至るまで、さまざま
な回路構成になるよう、能動（FE、BJTなど）素子と受
動（ダイオード）素子の両方を用いて設計されてきた。
実際、いずれの用途においても、不要側帯波の抑圧や搬
送波の阻止が、性能上主要な検討事項であった。
［発明が解決しようとする問題点］ 回路の絶えざる微細化に伴なって、単一の半導体チッ
プ上に製作可能で、好ましくは、同一のチップ上に他の
回路素子と一体的に製作可能であって、しかも、マイク
ロ波領域で作動可能な単側帯波変調器の出現が望まれる
ようになってきた。このために要求されるのは、変調器
の構成素子の全部が一個のチップ上に製作可能であるこ
と、並びに付属回路がそれと共生すること、即ち、同一
のチップ上に製作可能であることである。さらに、モノ
リシック構成とするためには、チップ上にバラン（平衡
不平衡変成器）を設けないことも必要である。それに加
えて、マイクロ波周波数領域で作動するのであれば、そ
のような微細化したモノリシック回路では、サイズの小
型化とすぐれた回路整合性のおかげで、著しく改良され
た回路性能が得られることは明らかである。
プ上に製作可能で、好ましくは、同一のチップ上に他の
回路素子と一体的に製作可能であって、しかも、マイク
ロ波領域で作動可能な単側帯波変調器の出現が望まれる
ようになってきた。このために要求されるのは、変調器
の構成素子の全部が一個のチップ上に製作可能であるこ
と、並びに付属回路がそれと共生すること、即ち、同一
のチップ上に製作可能であることである。さらに、モノ
リシック構成とするためには、チップ上にバラン（平衡
不平衡変成器）を設けないことも必要である。それに加
えて、マイクロ波周波数領域で作動するのであれば、そ
のような微細化したモノリシック回路では、サイズの小
型化とすぐれた回路整合性のおかげで、著しく改良され
た回路性能が得られることは明らかである。
一対の信号、例えば周波数f1の搬送波信号と周波数f2
の変調波信号がミキサないしは変調器で混合されると、
その出力は一般には、f1、f2、f1＋f2、f1−f2の組合わ
せであることが公知である。和の信号と差の信号が側帯
波と言われるものである。単側帯波伝送にあっては、和
（f1＋f2）の信号か差（f1−f2）の信号の一方だけで作
動することが要請される。
の変調波信号がミキサないしは変調器で混合されると、
その出力は一般には、f1、f2、f1＋f2、f1−f2の組合わ
せであることが公知である。和の信号と差の信号が側帯
波と言われるものである。単側帯波伝送にあっては、和
（f1＋f2）の信号か差（f1−f2）の信号の一方だけで作
動することが要請される。
従来の技術にあっては、単側帯波を得るためには、少
なくとも二個の独立したミキサが必要であり、適切な位
相関係を得るためには、外部的に平衡がとられていて、
それによって一方の側帯波を打ち消すことが可能であ
る。
なくとも二個の独立したミキサが必要であり、適切な位
相関係を得るためには、外部的に平衡がとられていて、
それによって一方の側帯波を打ち消すことが可能であ
る。
二つの側帯波の周波数と搬送波の周波数とがほんの僅
かしか異ならない場合に生じてくる問題が他にもある。
二つの側帯波の周波数が搬送波のそれに近づいてくる
と、標準的なフィルタ回路を使って搬送波信号から側帯
波信号を濾波すること、あるいはまた、その逆の濾波
が、きわめて困難となることは、容易に了解できよう。
例えば、７ギガヘルツの搬送周波数で、それから20キロ
ヘルツだけ離れた側帯波を有する場合には、フィルタ回
路を用いた電子的な信号分離は、事実上不可能である。
そうであるから、従来の回路では、単側帯波を得るため
には、各々のミキサ並びに外部回路とともに、バランを
用いる必要があった。それは、必要なフィルタ動作を確
保するために、フィルタ以外の別の手段を用いることが
必要であるということである。
かしか異ならない場合に生じてくる問題が他にもある。
二つの側帯波の周波数が搬送波のそれに近づいてくる
と、標準的なフィルタ回路を使って搬送波信号から側帯
波信号を濾波すること、あるいはまた、その逆の濾波
が、きわめて困難となることは、容易に了解できよう。
例えば、７ギガヘルツの搬送周波数で、それから20キロ
ヘルツだけ離れた側帯波を有する場合には、フィルタ回
路を用いた電子的な信号分離は、事実上不可能である。
そうであるから、従来の回路では、単側帯波を得るため
には、各々のミキサ並びに外部回路とともに、バランを
用いる必要があった。それは、必要なフィルタ動作を確
保するために、フィルタ以外の別の手段を用いることが
必要であるということである。
［問題点を解決するための手段］ 本発明によれば、上述した信号処理上の要請を満た
し、最小数のパーツで構成され、搬送波と側帯波の一つ
を自己相殺することのできる回路を提供するものであ
る。
し、最小数のパーツで構成され、搬送波と側帯波の一つ
を自己相殺することのできる回路を提供するものであ
る。
要するに、ショットキバリアダイオードを使うよりは
むしろ、GaAs電界効果トランジスタ（FET）対を使っ
て、SSBミキサと変調器を設計するというやり方の方
が、回路設計の自由さや回路性能の観点から、選択され
たのである。スペクトル成分の分離と、回路の緻密性と
のためには、ノンリニア変調器としてシングルゲートFE
TがデュアルゲートFETを使用するのが最適である。一対
の差動増幅器の差動対特性を、とくに選定された位相で
用いることで、所望の単側帯波以外のすべてが出力ノー
ドにて、打ち消される。差動対は、完全な180度位相シ
フトを与えるとで、それにより、事実上内部的にバラン
を実現することになる。それには、二つの90度信号が必
要であり、一つは例えばランジュカプラによって得ら
れ、もう一つはsin・cos関係から取り出されるものであ
る。二つの側帯波のうち、とくに所望の一方を選択する
には、二つの音声（低周波）信号線上の一方の信号の位
相を180度だけシフトさせることで、即ち、sin・cos関
係からsin・−cos関係へと移行させることにより、これ
を選択することができる。本発明によれば、既述したよ
うなフィルタの問題は、変調回路それ自体内で不要の信
号を打ち消すことによって解決でき、それによってバラ
ンやそういったような信号処理回路を付け加える必要が
なくなる。
むしろ、GaAs電界効果トランジスタ（FET）対を使っ
て、SSBミキサと変調器を設計するというやり方の方
が、回路設計の自由さや回路性能の観点から、選択され
たのである。スペクトル成分の分離と、回路の緻密性と
のためには、ノンリニア変調器としてシングルゲートFE
TがデュアルゲートFETを使用するのが最適である。一対
の差動増幅器の差動対特性を、とくに選定された位相で
用いることで、所望の単側帯波以外のすべてが出力ノー
ドにて、打ち消される。差動対は、完全な180度位相シ
フトを与えるとで、それにより、事実上内部的にバラン
を実現することになる。それには、二つの90度信号が必
要であり、一つは例えばランジュカプラによって得ら
れ、もう一つはsin・cos関係から取り出されるものであ
る。二つの側帯波のうち、とくに所望の一方を選択する
には、二つの音声（低周波）信号線上の一方の信号の位
相を180度だけシフトさせることで、即ち、sin・cos関
係からsin・−cos関係へと移行させることにより、これ
を選択することができる。本発明によれば、既述したよ
うなフィルタの問題は、変調回路それ自体内で不要の信
号を打ち消すことによって解決でき、それによってバラ
ンやそういったような信号処理回路を付け加える必要が
なくなる。
本発明の第一の実施例によれば、二個のGaAsFET差動
増幅器を、二重平衡ミキサとして結線する。各対の二つ
のFETゲートに変調波と搬送波とを90度位相差で印加す
ることにより、唯一の側帯波電圧だけが、変調器のドレ
ーン端子に現われることになる。いずれかの信号の位相
を180度変えることによって、他方の側帯波が選択され
る。FET対の両者は平衡しており、各FET対中の向い合っ
たFETが各別に、搬送波信号と変調波信号とによって駆
動されているので、各FET対は回路的に完全に独立であ
り、かくて、必要な非直線性素子が４個にまで減少して
いる。従来技術のやり方で、これに匹敵する性能を得る
には、２個の二重平衡変調器と８個の非直線性素子を用
いていた。
増幅器を、二重平衡ミキサとして結線する。各対の二つ
のFETゲートに変調波と搬送波とを90度位相差で印加す
ることにより、唯一の側帯波電圧だけが、変調器のドレ
ーン端子に現われることになる。いずれかの信号の位相
を180度変えることによって、他方の側帯波が選択され
る。FET対の両者は平衡しており、各FET対中の向い合っ
たFETが各別に、搬送波信号と変調波信号とによって駆
動されているので、各FET対は回路的に完全に独立であ
り、かくて、必要な非直線性素子が４個にまで減少して
いる。従来技術のやり方で、これに匹敵する性能を得る
には、２個の二重平衡変調器と８個の非直線性素子を用
いていた。
本発明の第二の実施例によれば、搬送波周波数と変調
波周波数が簡単なフィルタ回路によってFETゲートで分
離不可能な周波数領域にある場合には、デュアルゲート
FETで、シングルゲートFETを代替するようにして、そこ
で別々のゲートに搬送波信号と変調波信号とを印加す
る。
波周波数が簡単なフィルタ回路によってFETゲートで分
離不可能な周波数領域にある場合には、デュアルゲート
FETで、シングルゲートFETを代替するようにして、そこ
で別々のゲートに搬送波信号と変調波信号とを印加す
る。
そのようにすると、周波数の任意の組合わせによっ
て、種々のシステムや構成部品からの要求事項を満たす
ような用い方が可能になる。
て、種々のシステムや構成部品からの要求事項を満たす
ような用い方が可能になる。
［実施例］ 先ず、最初に、第1a図、第1b図、第1c図を参照する
と、これらはモノリシックの単側帯波変調器を示すもの
であり、これらの回路に関しては、第1a図では、RF入力
が回路に直接的に結合される一方、局部発振器（LO）入
力は変成器を介して回路に結合されており、第1b図で
は、RF入力が変成器を介して回路に結合される一方、LO
入力は直接的に回路に結合されており、第1c図では、両
入力とも直接的に回路に結合されている点においてそれ
ぞれ相違しているが、それ以外では同じである。
と、これらはモノリシックの単側帯波変調器を示すもの
であり、これらの回路に関しては、第1a図では、RF入力
が回路に直接的に結合される一方、局部発振器（LO）入
力は変成器を介して回路に結合されており、第1b図で
は、RF入力が変成器を介して回路に結合される一方、LO
入力は直接的に回路に結合されており、第1c図では、両
入力とも直接的に回路に結合されている点においてそれ
ぞれ相違しているが、それ以外では同じである。
回路は、好ましくは砒化ガリウムのような第III−Ｖ
族の材料で作られるところの、一対２基のFET差動増幅
器対１と３から成るものであるが、この材料に関する要
件は絶対なものではない。材料は、変調器に結合された
回路に使用されている材料と同一であって、その材料上
に、変調器やその他の回路についてのモノリシック回路
を容易に製作できるようなものであることが望ましい。
FETの対１の各々のソースは、FETトランジスタ５と抵抗
７とを介して、参照信号線９と結合している。同じよう
に、FETの対３の各々のソースは、FETトランジスタ11と
抵抗13を介して、参照信号線９と結合している。トラン
ジスタ５と11の各々のゲートは、参照信号線９と結合し
ている。トランジスタ５と11は、定電流源として働く
が、その理由から、モノリシックに製作するにあったて
は、トランジスタ５と11の大きさは、トランジスタ対１
と３の各トランジスタの電流の二倍量の電流を通過可能
なものとし、各対に供給可能な電流量を制御するような
ものであることが望ましい。LO入力は、接地側と入力側
を有していて、その接地側は前記FET対３の一方のFETの
ゲートに結合されるとともに、その入力側は前記FET対
１の一方のFETのゲートに結合されている。第一の分圧
器は抵抗15と17とから成り、前記FET対１の一方のFETの
ゲートに向けて結合されるとともに、第二の分圧器は抵
抗19と21とから成り、前記FET対３の一方のFETのゲート
に向けて結合されている。前記一方のFETのゲートの各
々は、バイパスコンデンサ23と25によってバイパスもさ
れている。RF入力は、接地側と入力側とを有するもので
あるが、その接地側はFET対３の他方のFETのゲートに結
合されるとともに、その入力側はFET対１の他方のゲー
トに結合されている。上記他方のゲートの各々は、阻止
用コンデンサ27と29により直流阻止されている。第三の
分圧器は抵抗31と33から成るものであるが、FET対１の
他方のゲートに向けて結合されており、また第四の分圧
器は抵抗35と37から成るものであるが、FET対３の他方
のゲートに向けて結合されている。回路全体へのバイア
スは、単側帯波出力ノードを介して、外部から与えられ
る。第２図の位相図を参照して示すように、既述の90度
位相差で、変調波周波数と搬送波周波数がFETゲートに
印加されることで、FETの５と11は、FET対１と３への電
流源として作動し、前記トランジスタ対の各々のソース
に、電流を与える。したがって、第２図にあるように、
＋sin R信号を、トランジスタ対１の一方のトランジス
タのゲートに印加し、また−sin A信号をトランジスタ
対１の他方のトランジスタのゲートに印加すると、トラ
ンジスタ対１の一方のトランジスタの出力が、−sin
R、−cos R−Ａ、＋cos R＋Ａ、−sin Aになる一方、ト
ランジスタ対１の他方のトランジスタの出力が、＋sin
R、−cos R−Ａ、＋cos R＋Ａ、＋sin Aになることは、
容易にわかる。かくて、sin Rとsin Aの項は打ち消され
てなくなり、−2cos R−Ａと＋2cos R＋Ａとが残ること
も理解できよう。
族の材料で作られるところの、一対２基のFET差動増幅
器対１と３から成るものであるが、この材料に関する要
件は絶対なものではない。材料は、変調器に結合された
回路に使用されている材料と同一であって、その材料上
に、変調器やその他の回路についてのモノリシック回路
を容易に製作できるようなものであることが望ましい。
FETの対１の各々のソースは、FETトランジスタ５と抵抗
７とを介して、参照信号線９と結合している。同じよう
に、FETの対３の各々のソースは、FETトランジスタ11と
抵抗13を介して、参照信号線９と結合している。トラン
ジスタ５と11の各々のゲートは、参照信号線９と結合し
ている。トランジスタ５と11は、定電流源として働く
が、その理由から、モノリシックに製作するにあったて
は、トランジスタ５と11の大きさは、トランジスタ対１
と３の各トランジスタの電流の二倍量の電流を通過可能
なものとし、各対に供給可能な電流量を制御するような
ものであることが望ましい。LO入力は、接地側と入力側
を有していて、その接地側は前記FET対３の一方のFETの
ゲートに結合されるとともに、その入力側は前記FET対
１の一方のFETのゲートに結合されている。第一の分圧
器は抵抗15と17とから成り、前記FET対１の一方のFETの
ゲートに向けて結合されるとともに、第二の分圧器は抵
抗19と21とから成り、前記FET対３の一方のFETのゲート
に向けて結合されている。前記一方のFETのゲートの各
々は、バイパスコンデンサ23と25によってバイパスもさ
れている。RF入力は、接地側と入力側とを有するもので
あるが、その接地側はFET対３の他方のFETのゲートに結
合されるとともに、その入力側はFET対１の他方のゲー
トに結合されている。上記他方のゲートの各々は、阻止
用コンデンサ27と29により直流阻止されている。第三の
分圧器は抵抗31と33から成るものであるが、FET対１の
他方のゲートに向けて結合されており、また第四の分圧
器は抵抗35と37から成るものであるが、FET対３の他方
のゲートに向けて結合されている。回路全体へのバイア
スは、単側帯波出力ノードを介して、外部から与えられ
る。第２図の位相図を参照して示すように、既述の90度
位相差で、変調波周波数と搬送波周波数がFETゲートに
印加されることで、FETの５と11は、FET対１と３への電
流源として作動し、前記トランジスタ対の各々のソース
に、電流を与える。したがって、第２図にあるように、
＋sin R信号を、トランジスタ対１の一方のトランジス
タのゲートに印加し、また−sin A信号をトランジスタ
対１の他方のトランジスタのゲートに印加すると、トラ
ンジスタ対１の一方のトランジスタの出力が、−sin
R、−cos R−Ａ、＋cos R＋Ａ、−sin Aになる一方、ト
ランジスタ対１の他方のトランジスタの出力が、＋sin
R、−cos R−Ａ、＋cos R＋Ａ、＋sin Aになることは、
容易にわかる。かくて、sin Rとsin Aの項は打ち消され
てなくなり、−2cos R−Ａと＋2cos R＋Ａとが残ること
も理解できよう。
さて、トランジスタ対３に言及すると、一方のトラン
ジスタのゲートに＋cos A信号を印加し、且つ、他方の
トランジスタのゲートに＋cos R信号を印加すると、ト
ランジスタ対３の一方のトランジスタの出力が、−cos
A、−cos R−Ａ、−cos RA＋、＋cos Rになる一方、ト
ランジスタ対３の他方のトランジスタの出力が、−cos
R、−cos R−Ａ、−cos R＋Ａ、＋cos Aになる。かく
て、cos Aとcos Rの項は打ち消されてなくなり、−2cos
R−Ａと−2cos R＋Ａとが残ることが分る。
ジスタのゲートに＋cos A信号を印加し、且つ、他方の
トランジスタのゲートに＋cos R信号を印加すると、ト
ランジスタ対３の一方のトランジスタの出力が、−cos
A、−cos R−Ａ、−cos RA＋、＋cos Rになる一方、ト
ランジスタ対３の他方のトランジスタの出力が、−cos
R、−cos R−Ａ、−cos R＋Ａ、＋cos Aになる。かく
て、cos Aとcos Rの項は打ち消されてなくなり、−2cos
R−Ａと−2cos R＋Ａとが残ることが分る。
次いで、第一と第二のトランジスタ対１と３の出力に
言及すると、残った出力のうちcos R＋Ａは打ち消され
てなくなり、第２図の回路の出力で見られるように、−
4cos R−Ａの単側帯波の出力が残る。前記トランジスタ
のゲートへの−sin A、cos A両入力を反転することによ
って、出力信号に関しては、cos R−Ａの項が打ち消さ
れてcos R＋Ａの項が残る点においてのみ相違するよう
になり、それによって出力信号として、別の側帯波が得
られる。180度の位相シフトを生起する方法なら何で
も、所望の最終結果を得るわけであり、上記の例は可能
な選択のうちの一つだけを示したものであることは言う
までもない。印加信号（−sin Aとcos A）を反転するこ
とのほかに、印加信号のいずれか（但し両方ではない）
を180度だけ遅延させることによって、同一の結果を達
成するようにしてもよい。このようにして例えば、＋si
n Aと＋cos Aとを印加することにより、Ｒ−Ａの項が打
ち消されて、Ｒ＋Ａの項が残ることになろう。同様にし
て、（ゲートへの信号を“切り換える”ことにより）90
度位相差の二つのRF信号の印加を逆様にすることによ
り、あるいは、ゲートに延びるRF信号線のいずれか一方
（但し両方にではない）に180遅相回路を備えることに
より、同一の結果を達成するようにしてもよい。
言及すると、残った出力のうちcos R＋Ａは打ち消され
てなくなり、第２図の回路の出力で見られるように、−
4cos R−Ａの単側帯波の出力が残る。前記トランジスタ
のゲートへの−sin A、cos A両入力を反転することによ
って、出力信号に関しては、cos R−Ａの項が打ち消さ
れてcos R＋Ａの項が残る点においてのみ相違するよう
になり、それによって出力信号として、別の側帯波が得
られる。180度の位相シフトを生起する方法なら何で
も、所望の最終結果を得るわけであり、上記の例は可能
な選択のうちの一つだけを示したものであることは言う
までもない。印加信号（−sin Aとcos A）を反転するこ
とのほかに、印加信号のいずれか（但し両方ではない）
を180度だけ遅延させることによって、同一の結果を達
成するようにしてもよい。このようにして例えば、＋si
n Aと＋cos Aとを印加することにより、Ｒ−Ａの項が打
ち消されて、Ｒ＋Ａの項が残ることになろう。同様にし
て、（ゲートへの信号を“切り換える”ことにより）90
度位相差の二つのRF信号の印加を逆様にすることによ
り、あるいは、ゲートに延びるRF信号線のいずれか一方
（但し両方にではない）に180遅相回路を備えることに
より、同一の結果を達成するようにしてもよい。
オーディオ（局部発振器）信号とRF信号の両方が、唯
一の側帯波だけを残して打ち消され、しかも、残される
特定の側帯波は、上述のようにして得られる位相関係に
よって定まるものであることは、上記実施例の注目され
るべき点である。
一の側帯波だけを残して打ち消され、しかも、残される
特定の側帯波は、上述のようにして得られる位相関係に
よって定まるものであることは、上記実施例の注目され
るべき点である。
続いて、第３図を言及すると、ここには第1a図ないし
第1c図及び第２図の実施例のものをデュアルゲート型に
変更して示してある。ここでの差異は、トランジスタ対
１と３の各々がデュアルゲートを有し、ゲートの一方は
前掲の実施例のゲートと同じように作動するが、他方の
ゲートは接地してある。この実施例では、下側入力を一
方側で接地し、上側入力を他方側で接地することによ
り、分離がよくなるとともに、各々のトランジスタ対の
入力端子間の漏洩が少なくなる。
第1c図及び第２図の実施例のものをデュアルゲート型に
変更して示してある。ここでの差異は、トランジスタ対
１と３の各々がデュアルゲートを有し、ゲートの一方は
前掲の実施例のゲートと同じように作動するが、他方の
ゲートは接地してある。この実施例では、下側入力を一
方側で接地し、上側入力を他方側で接地することによ
り、分離がよくなるとともに、各々のトランジスタ対の
入力端子間の漏洩が少なくなる。
さて第４図に言及すると、これは、本発明による具体
的実施態様を示すものであり、JFETを用いた実際の低周
波等価回路のパラメータ値を示すものである。LO入力は
12キロヘルツ信号であるが、RF入力は1.6メガヘルツ信
号である。本明細書中の回路は、砒化ガリウム素子を用
いれば、上述したように、ギガヘルツ領域で作動可能で
ある。39と41のブロックは、入力信号の位相を90度だけ
シフトさせて、第２図に示すような信号形態を得るよう
に設計した回路である。これらのブロックは、好ましく
は、デジタル移相器であるが、その他の適当な回路を用
いることもできる。選択された側帯波を変更することが
できるが、それには、一個の移相器からの２本のリード
線を逆様に接続することにより、あるいは、等価的に、
一つの信号を位相、即ち、一つの移相器の位相を180度
だけシフトすることにより、＋sin信号とcos信号ではな
くて、−sin信号とcos信号を得るようにする。第４図に
ある実施例から得られる性能が、第５図に示してある。
この図から分かることは、搬送波と不要側帯波とが、曲
線のピーク波で表わしてある所望の側帯波に対して、抑
圧されているということである。
的実施態様を示すものであり、JFETを用いた実際の低周
波等価回路のパラメータ値を示すものである。LO入力は
12キロヘルツ信号であるが、RF入力は1.6メガヘルツ信
号である。本明細書中の回路は、砒化ガリウム素子を用
いれば、上述したように、ギガヘルツ領域で作動可能で
ある。39と41のブロックは、入力信号の位相を90度だけ
シフトさせて、第２図に示すような信号形態を得るよう
に設計した回路である。これらのブロックは、好ましく
は、デジタル移相器であるが、その他の適当な回路を用
いることもできる。選択された側帯波を変更することが
できるが、それには、一個の移相器からの２本のリード
線を逆様に接続することにより、あるいは、等価的に、
一つの信号を位相、即ち、一つの移相器の位相を180度
だけシフトすることにより、＋sin信号とcos信号ではな
くて、−sin信号とcos信号を得るようにする。第４図に
ある実施例から得られる性能が、第５図に示してある。
この図から分かることは、搬送波と不要側帯波とが、曲
線のピーク波で表わしてある所望の側帯波に対して、抑
圧されているということである。
［効果］ この発明は、２個の電界効果トランジスタ（FET）作
動増幅器対１と３から成る変調器で、各々の対が電流発
生器５と11を有していて、そのソース電極に電流を送
り、電圧源は各々のトランジスタ対のドレーン電極と電
流発生器の間に結合されていて、低周波信号が、それの
位相が互いに90度ずれて各々のトランジスタ対１と３の
ゲート電極の一方に印加されるとともに、高周波信号
が、それの位相が互いに90度ずれて各々のトランジスタ
対１と３のゲート電極の他方に印加されるように構成さ
れているので、一つの側帯波を除いて、発生した周波数
の全てが、トランジスタ対のドレーン電極で完全に打ち
消される。しかも、取り出される特定の側帯波がどれで
あるかは、信号間の90度位相シフトの方向に従って簡便
に定まる。
動増幅器対１と３から成る変調器で、各々の対が電流発
生器５と11を有していて、そのソース電極に電流を送
り、電圧源は各々のトランジスタ対のドレーン電極と電
流発生器の間に結合されていて、低周波信号が、それの
位相が互いに90度ずれて各々のトランジスタ対１と３の
ゲート電極の一方に印加されるとともに、高周波信号
が、それの位相が互いに90度ずれて各々のトランジスタ
対１と３のゲート電極の他方に印加されるように構成さ
れているので、一つの側帯波を除いて、発生した周波数
の全てが、トランジスタ対のドレーン電極で完全に打ち
消される。しかも、取り出される特定の側帯波がどれで
あるかは、信号間の90度位相シフトの方向に従って簡便
に定まる。
以上のことに関連して以下を付記する。
（１）特許請求の範囲に記載した変調器にして、該半導
体デバイスの該第一と第二の対、並びに出力手段が、単
一の半導体チップ上に配設されているもの。
体デバイスの該第一と第二の対、並びに出力手段が、単
一の半導体チップ上に配設されているもの。
（２）特許請求の範囲もしくは前記第（１）項に記載の
変調器で、該半導体デバイスが第III−Ｖ族から成る電
界効果トランジスタであるもの。
変調器で、該半導体デバイスが第III−Ｖ族から成る電
界効果トランジスタであるもの。
（３）前記第（２）項の変調器にして、該半導体デバイ
スが砒化ガリウムから成るものであるもの。
スが砒化ガリウムから成るものであるもの。
（４）（ａ）第一の対の半導体デバイスを用意するもの
であるが、各々のデバイスはゲート電極、ソース電極、
ドレーン電極を有し、各々のドレーン電極は第一の所定
の参照電圧源と、該第一のトランジスタ対の両ソース電
極と該第一の電圧源より低い第二の所定の参照電圧源と
の間に結合した電流発生器とに結合されるものであり、 （ｂ）第二の対の半導体デバイスを用意するものである
が、各々のデバイスはゲート電極、ソース電極、ドレー
ン電極を有し、各々の該ドレーン電極は該第一の所定の
参照電圧源と、該第二のトランジスタ対の両ソース電極
と該第二の所定の参照電圧源との間に結合した電流発生
器とに結合されるものであり、 （ｃ）90度の位相差を有する該一方のゲート電極の各々
に、第一の周波数の信号を与え、 （ｄ）90度の位相差を有する該一方のゲート電極の各々
に第二に周波数の信号を与え、 （ｅ）該第一の電圧源から出力を得る、という各ステッ
プから成る単側帯波信号の生成方法 （５）半導体デバイスの該第一と第二の対、並びに出力
手段が、単一の半導体チップ上に配設されている、前記
第（４）項に記載された方法 （６）該半導体デバイスが第III−Ｖ族から成る電界効
果トランジスタである、前記第（４）項もしくは第
（５）項に記載された方法。
であるが、各々のデバイスはゲート電極、ソース電極、
ドレーン電極を有し、各々のドレーン電極は第一の所定
の参照電圧源と、該第一のトランジスタ対の両ソース電
極と該第一の電圧源より低い第二の所定の参照電圧源と
の間に結合した電流発生器とに結合されるものであり、 （ｂ）第二の対の半導体デバイスを用意するものである
が、各々のデバイスはゲート電極、ソース電極、ドレー
ン電極を有し、各々の該ドレーン電極は該第一の所定の
参照電圧源と、該第二のトランジスタ対の両ソース電極
と該第二の所定の参照電圧源との間に結合した電流発生
器とに結合されるものであり、 （ｃ）90度の位相差を有する該一方のゲート電極の各々
に、第一の周波数の信号を与え、 （ｄ）90度の位相差を有する該一方のゲート電極の各々
に第二に周波数の信号を与え、 （ｅ）該第一の電圧源から出力を得る、という各ステッ
プから成る単側帯波信号の生成方法 （５）半導体デバイスの該第一と第二の対、並びに出力
手段が、単一の半導体チップ上に配設されている、前記
第（４）項に記載された方法 （６）該半導体デバイスが第III−Ｖ族から成る電界効
果トランジスタである、前記第（４）項もしくは第
（５）項に記載された方法。
（７）該半導体デバイスが砒化ガリウムから成る、前記
第（６）項に記載された方法。
第（６）項に記載された方法。
（８）該半導体デバイスの各々が該第二の電圧源に結合
した第二のゲート電極を含むものである、特許請求の範
囲に記載された変調器。
した第二のゲート電極を含むものである、特許請求の範
囲に記載された変調器。
（９）該第一の周波数は比較的低い周波数であり、該第
二の周波数は比較的高い周波数である、特許請求の範囲
と前記第（１）項、第（２）項、第（３）項のいずれか
に記載された変調器。
二の周波数は比較的高い周波数である、特許請求の範囲
と前記第（１）項、第（２）項、第（３）項のいずれか
に記載された変調器。
（10）該第一の周波数は比較的低い周波数であり、該第
二の周波数は比較的高い周波数である、特許請求の範
囲、前記第（４）項、第（５）項、第（６）項、第
（８）項のいずれかに記載された方法。
二の周波数は比較的高い周波数である、特許請求の範
囲、前記第（４）項、第（５）項、第（６）項、第
（８）項のいずれかに記載された方法。
第1a図、第1b図、第1c図は本発明によるモノリシックな
単側帯波変調器回路の回路図である。 第２図は、第1a図、第1b図、第1c図の変調器の位相説明
図である。 第３図は、本発明によるデュアルゲート型単側帯波変調
器の回路図である。 第４図は、本発明による個別のモノリシックに製作可能
な単側帯波変調器の回路図である。 第５図は、第４図の回路についての、側帯波と搬送波の
抑圧を示すグラフである。 １……第一のFET対、３……第二のFET対 ５、11……トランジスタ（電流発生器） ７、13……抵抗、９……参照信号線 15、17……分圧器、19、21……分圧器 31、33……分圧器、35、37……分圧器
単側帯波変調器回路の回路図である。 第２図は、第1a図、第1b図、第1c図の変調器の位相説明
図である。 第３図は、本発明によるデュアルゲート型単側帯波変調
器の回路図である。 第４図は、本発明による個別のモノリシックに製作可能
な単側帯波変調器の回路図である。 第５図は、第４図の回路についての、側帯波と搬送波の
抑圧を示すグラフである。 １……第一のFET対、３……第二のFET対 ５、11……トランジスタ（電流発生器） ７、13……抵抗、９……参照信号線 15、17……分圧器、19、21……分圧器 31、33……分圧器、35、37……分圧器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−116409（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−194709（ＪＰ，Ａ) 特公 昭45−9563（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03C 1/00 H03D 7/00 - 9/00
Claims (1)
- 【請求項１】（ａ）各デバイスが、ゲート電極、ソース
電極、ドレーン電極を有し、該ドレーン電極の各々は、
第一の所定電圧の参照電圧源に接続されるとともに、該
ソース電極の各々は、両ソース電極と該第一の参照電圧
源のそれよりも低い電圧の第二の所定電圧の参照電圧源
との間に挿入された電流生成器に接続されている第一の
対の半導体デバイスと、 （ｂ）各デバイスが、ゲート電極、ソース電極、ドレー
ン電極を有し、該ドレーン電極の各々は、第一の所定電
圧の参照電圧源に接続されるとともに、該ソース電極の
各々は、両ソース電極と第二の所定電圧の参照電圧源と
の間に挿入された電流生成器に接続されている第二の対
の半導体デバイスと、 （ｃ）第一の対の半導体デバイスのゲート電極の一方と
第二の対の半導体デバイスのゲート電極の一方とに接続
され、該一方のゲート電極の各々に対して互いに90度位
相差を有する第一の周波数の信号を供給する手段と、 （ｄ）第一の対の半導体デバイスのゲート電極の他方と
第二の対の半導体デバイスのゲート電極の他方とに接続
され、該他方のゲート電極の各々に対して互いに90度位
相差を有する第二の周波数の信号を供給する手段と、 （ｅ）第一の参照電圧源に結合された出力手段とから成
る単側帯波変調器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US037,770 | 1987-04-13 | ||
| US07/037,770 US4768000A (en) | 1987-04-13 | 1987-04-13 | Monolithic double balanced single sideband modulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6439106A JPS6439106A (en) | 1989-02-09 |
| JP2763889B2 true JP2763889B2 (ja) | 1998-06-11 |
Family
ID=21896237
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63091211A Expired - Fee Related JP2763889B2 (ja) | 1987-04-13 | 1988-04-13 | 単側帯波変調器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4768000A (ja) |
| EP (1) | EP0287321B1 (ja) |
| JP (1) | JP2763889B2 (ja) |
| DE (1) | DE3850799T2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| GB9324534D0 (en) * | 1993-11-30 | 1994-01-19 | Marconi Gec Ltd | Circuit arrangement |
| US5903827A (en) * | 1995-07-07 | 1999-05-11 | Fujitsu Compound Semiconductor, Inc. | Single balanced frequency downconverter for direct broadcast satellite transmissions and hybrid ring signal combiner |
| US8758720B2 (en) | 1996-08-12 | 2014-06-24 | Debasish Mukhopadhyay | High purity water produced by reverse osmosis |
| JPH11308054A (ja) * | 1998-04-22 | 1999-11-05 | Fujitsu Ltd | 二重平衡変調器及び直交変調器 |
| US6850575B1 (en) * | 1999-11-24 | 2005-02-01 | Synergy Microwave Corporation | Single side band modulator |
| US9106202B2 (en) | 2013-04-17 | 2015-08-11 | Linear Technology Corporation | Poly-phase filter with phase tuning |
| US8901988B2 (en) * | 2013-04-18 | 2014-12-02 | Linear Technology Corporation | Balun mixer circuits |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54100617A (en) * | 1978-01-26 | 1979-08-08 | Sony Corp | Mixer circuit |
| JPS5995705A (ja) * | 1982-11-24 | 1984-06-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電界効果トランジスタ回路 |
| JPS59152705A (ja) * | 1983-02-18 | 1984-08-31 | Sony Corp | 和又は差周波数信号発生回路 |
| JPS59182626A (ja) * | 1983-03-31 | 1984-10-17 | Toshiba Corp | スイッチング回路 |
| JPS607210A (ja) * | 1983-06-24 | 1985-01-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ダブルバランスドミキサ装置 |
| JPS60217049A (ja) * | 1984-04-12 | 1985-10-30 | Nissan Motor Co Ltd | トランスフア−装置 |
| JPS61116409A (ja) * | 1984-11-10 | 1986-06-03 | Matsushita Electronics Corp | 半導体集積回路 |
| JPH07105662B2 (ja) * | 1986-02-21 | 1995-11-13 | 株式会社東芝 | 多機能差動増幅器 |
-
1987
- 1987-04-13 US US07/037,770 patent/US4768000A/en not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-04-12 EP EP88303265A patent/EP0287321B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-04-12 DE DE3850799T patent/DE3850799T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-04-13 JP JP63091211A patent/JP2763889B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6439106A (en) | 1989-02-09 |
| DE3850799D1 (de) | 1994-09-01 |
| US4768000A (en) | 1988-08-30 |
| EP0287321A3 (en) | 1990-03-14 |
| EP0287321B1 (en) | 1994-07-27 |
| DE3850799T2 (de) | 1994-11-24 |
| EP0287321A2 (en) | 1988-10-19 |
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Legal Events
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