JPS604317A - 周波数変換器 - Google Patents
周波数変換器Info
- Publication number
- JPS604317A JPS604317A JP11331183A JP11331183A JPS604317A JP S604317 A JPS604317 A JP S604317A JP 11331183 A JP11331183 A JP 11331183A JP 11331183 A JP11331183 A JP 11331183A JP S604317 A JPS604317 A JP S604317A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- hybrid
- frequency
- input
- output
- terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
- H03D9/06—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
- H03D9/0658—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of semiconductor devices having more than two electrodes
- H03D9/0675—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of semiconductor devices having more than two electrodes using field effect transistors
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（Ａ） 発明の技術分野
本発゛明は周波数変換器、特にマイクロ波帯の送信周波
数変換器として有効な、トランジスタ（Ｆ’ＥＴを含む
。以下同じ。）を用いた周波数変換器に関するものであ
る。
数変換器として有効な、トランジスタ（Ｆ’ＥＴを含む
。以下同じ。）を用いた周波数変換器に関するものであ
る。
（至） 従来技術と問題点
周波数変換器は、２つの異なる周波数の信号を入力し、
入力信号の周波数と異なる第３の周波数の信号を出力す
る。従来１周波数変換器では、ミキシング素子としてダ
イオード等を利用したものが、多く用いられているが、
低い周波数帯域では。
入力信号の周波数と異なる第３の周波数の信号を出力す
る。従来１周波数変換器では、ミキシング素子としてダ
イオード等を利用したものが、多く用いられているが、
低い周波数帯域では。
例えば第１図図示の如く、トランジスタを利用したもの
も用いられている。
も用いられている。
第１図において、符号１は第１の入力信号の入力端子、
２は第２の入力信号の入力端子、３は出力端子、４はト
ランジスタ、５および６は整合回路を表わしている。第
１図図示の如き構成の周波数変換器では、入力信号が必
要とする出力信号より大きい振幅で出力側に現われるの
が通常であり。
２は第２の入力信号の入力端子、３は出力端子、４はト
ランジスタ、５および６は整合回路を表わしている。第
１図図示の如き構成の周波数変換器では、入力信号が必
要とする出力信号より大きい振幅で出力側に現われるの
が通常であり。
出力側に不必要な信号成分を阻止する萬性能なフィルタ
を付加しなければならないという問題があった。すなわ
ち９例えば送信周波数変換器に入力される２つの信号の
一方が９周波数ｆ、が３０ ＧＨｚの局部発振信号であ
り、他方が１周波数１．が１４０ＭＨｚの中間周波信号
である場合、出力信号として必要な和周波数ｆ、＋ｆ！
は３０．１４ ＧＨｚであッテ。
を付加しなければならないという問題があった。すなわ
ち９例えば送信周波数変換器に入力される２つの信号の
一方が９周波数ｆ、が３０ ＧＨｚの局部発振信号であ
り、他方が１周波数１．が１４０ＭＨｚの中間周波信号
である場合、出力信号として必要な和周波数ｆ、＋ｆ！
は３０．１４ ＧＨｚであッテ。
局部発振周波数と極めて近く、出力端子３に漏れた局部
発振信号と分離するのが、非常に困難であるという問題
があった。
発振信号と分離するのが、非常に困難であるという問題
があった。
さらに、上記構成の周波数変換器では、入力端子１と出
力端子３のインピーダンスは、トランジスタ４のインピ
ーダンスと整合回路５．６とにより決定され、広帯域に
わたって良好にすることが困難であるという問題があっ
た。
力端子３のインピーダンスは、トランジスタ４のインピ
ーダンスと整合回路５．６とにより決定され、広帯域に
わたって良好にすることが困難であるという問題があっ
た。
０ 発明の目的と構成
本発明は上記問題点の解決を図り、出力端子への入力信
号の曲れを少なくシ、かつ１つの入力端子と出力端子の
インピーダンスが、比較的広帯域にわた−って良好とな
るようにした周波数変換器を提供することを目的として
いる。そのため１本発明は、トランジスタの安定かつ高
効率な周波数変換特性°を有効利用゛し、２つのトラン
ジスタにそれぞれ入力される２つの周波数の信号の位相
を選び。
号の曲れを少なくシ、かつ１つの入力端子と出力端子の
インピーダンスが、比較的広帯域にわた−って良好とな
るようにした周波数変換器を提供することを目的として
いる。そのため１本発明は、トランジスタの安定かつ高
効率な周波数変換特性°を有効利用゛し、２つのトラン
ジスタにそれぞれ入力される２つの周波数の信号の位相
を選び。
さらに２つのトランジスタの出力を合成する際にも位相
を操作して、入力信号が出力端子へ漏れることなく１周
波数変換された信号のみを効率よく取り出せるようにし
たものである。すなわち１本発明の周波数変換器は、ミ
キシングを行う２個のトランジスタと、該２個のトラン
ジスタの各々に第１の入力信号を９０°の位相差で分配
する９０ノ・イブリッドと、上記２個のトランジスタの
各々に第２の入力信号を１８０°の位相差で注入する１
８０゜ハイブリッドと、上記２個のトランジスタの出力
側に接続される９０°ノ・イブリッドとをそなえたこと
を特徴としている。以下図面を参照しつつ、実施例に従
って説明する。
を操作して、入力信号が出力端子へ漏れることなく１周
波数変換された信号のみを効率よく取り出せるようにし
たものである。すなわち１本発明の周波数変換器は、ミ
キシングを行う２個のトランジスタと、該２個のトラン
ジスタの各々に第１の入力信号を９０°の位相差で分配
する９０ノ・イブリッドと、上記２個のトランジスタの
各々に第２の入力信号を１８０°の位相差で注入する１
８０゜ハイブリッドと、上記２個のトランジスタの出力
側に接続される９０°ノ・イブリッドとをそなえたこと
を特徴としている。以下図面を参照しつつ、実施例に従
って説明する。
（ト）発明の実施例
第２図は本発明の一実施例構成、第３図は本発明に関連
した出カスベクトル図を示す。
した出カスベクトル図を示す。
図中、符号１ないし３は第１図に対応し、】０および１
１は９０’ハイブリツド、１２は１８０ハイブリツド、
１３および１４はそれぞれ第１および第２の電界効果ト
ランジスタ（’Ｆ’ＢＴ）、１５ないし１８は整合回路
を表わす。
１は９０’ハイブリツド、１２は１８０ハイブリツド、
１３および１４はそれぞれ第１および第２の電界効果ト
ランジスタ（’Ｆ’ＢＴ）、１５ないし１８は整合回路
を表わす。
９０°ハイブリツド１０は、端子■に入力された信号を
、端子■と端子＠とにほぼ同じ電力で分配・出力し、し
かも端子＠（＝出力される信号は、端子のに出力される
信号より位相が約９０°遅れているとともに、端子■に
入力された信号は、端子のと端子■とにほぼ同じ′成力
で分配・出力し、しかも端子の（−出力される信号は、
端子■に出力される信号より位相が約９０°遅れている
という性質をもつ。９０°ハイブリツド１１についても
同様である。１８０°ハイブリツド１２は、☆１１ｊ子
■に入力された信号を、端子のおよび端子■にほぼ同じ
電力で分配・出力し、しかもその２つの出力信号には。
、端子■と端子＠とにほぼ同じ電力で分配・出力し、し
かも端子＠（＝出力される信号は、端子のに出力される
信号より位相が約９０°遅れているとともに、端子■に
入力された信号は、端子のと端子■とにほぼ同じ′成力
で分配・出力し、しかも端子の（−出力される信号は、
端子■に出力される信号より位相が約９０°遅れている
という性質をもつ。９０°ハイブリツド１１についても
同様である。１８０°ハイブリツド１２は、☆１１ｊ子
■に入力された信号を、端子のおよび端子■にほぼ同じ
電力で分配・出力し、しかもその２つの出力信号には。
約１８０°の位相差があるという性質をもつ。
第２図図示周波数変換器は９例えば入力端子１に局部発
振周波数ｆｔが３００Ｈｚである信号が与えられ、入力
端子２に中間周波数ｆ、として１４０ＭＨｚの信号が加
えられ、出力端子３に−に記２つの信号の和周波数３０
．１４ ＧＨ２の信号を取り出す送信周波数変換器とし
て用いられる。この場合、９０°・・イブリッド１０．
１１としては、３０ＧＨｚ帯のブランチライン形３ｄＢ
ハイブリッドが使用され。
振周波数ｆｔが３００Ｈｚである信号が与えられ、入力
端子２に中間周波数ｆ、として１４０ＭＨｚの信号が加
えられ、出力端子３に−に記２つの信号の和周波数３０
．１４ ＧＨ２の信号を取り出す送信周波数変換器とし
て用いられる。この場合、９０°・・イブリッド１０．
１１としては、３０ＧＨｚ帯のブランチライン形３ｄＢ
ハイブリッドが使用され。
１８０°ハイブリツド１２には、１４０ ＭＨｚ帯のも
のが用いられる。また、能動素子のＦＥＴ１３゜］４に
は９例えばＧａＡｓ Ｆ Ｅ Ｔが用いられる。なお。
のが用いられる。また、能動素子のＦＥＴ１３゜］４に
は９例えばＧａＡｓ Ｆ Ｅ Ｔが用いられる。なお。
通常のバイポーラ・トランジスタを用いてもよい。
第２図において、Ｒは無反射終端、ＣはＤＣブロック、
Ｌは筒周波チョーク用に用いられている。
Ｌは筒周波チョーク用に用いられている。
高周波チョークＬは、この場合には、１４０ Ｍｌ（ｚ
帯の信号と直流とを通過し、３０ＧＨｚ帯の信号の通過
を阻止するものである。整合回路１５〜１８は、一般に
は必ず必要となるわけではない。
帯の信号と直流とを通過し、３０ＧＨｚ帯の信号の通過
を阻止するものである。整合回路１５〜１８は、一般に
は必ず必要となるわけではない。
第２図図示構成の動作・機能の原理について簡単に説明
すると以下の通りである。入力端子１に加えられた局部
発振信号は、９０°・・イブリッド１０を経ることによ
って、９０°の位相差をもってＦＥＴ１３およびＦＢ’
Ｉ” １４にそれぞれ供給される。ＦＥＴ１３，１４の
出力は、出力側に設けられた９０°ハイブリツド１１に
よって、逆相合成される。従って、出力端子３には９周
波数１１の局部発振信号は現われないこととなる。一方
、中間周波数ｆ、の信号は、１８０°ノ・イブリッド１
２によつ。
すると以下の通りである。入力端子１に加えられた局部
発振信号は、９０°・・イブリッド１０を経ることによ
って、９０°の位相差をもってＦＥＴ１３およびＦＢ’
Ｉ” １４にそれぞれ供給される。ＦＥＴ１３，１４の
出力は、出力側に設けられた９０°ハイブリツド１１に
よって、逆相合成される。従って、出力端子３には９周
波数１１の局部発振信号は現われないこととなる。一方
、中間周波数ｆ、の信号は、１８０°ノ・イブリッド１
２によつ。
て、ＦＥＴ１３およびＦＢ’ｌ’ １４に逆相で入力さ
れる。従って９局部発振周波数と中間周波数との和周波
数ｆ＝ ” ｂの信号は、９００ノ・イブリッド１１を
経て、出力端子３に得られることになる。
れる。従って９局部発振周波数と中間周波数との和周波
数ｆ＝ ” ｂの信号は、９００ノ・イブリッド１１を
経て、出力端子３に得られることになる。
また、９０°ハイブリツド１０（二よって、９０°の位
相差をもつ局部発振信号が、ＦＥＴ１３およびＦ’Ｈ’
Ｉ’ １４等でそれぞれ反射を受けた場合９反射波は９
０°ハイブリツド１０によって、さらに９０”の位相差
で入力端子１に導かれる。従って１反射波は逆相合成さ
れ、入力端子１には現われないこととなる。出力側も同
様であり、インピーダンスが良好となる。すなわち、第
２図図示の如き構成によれば、ミキシング素子として３
端子素子を用いること（二より、変換効率がよく、かつ
可変容量ダイオード等を用いた場合（＝比べて、動作が
安定するとともに、入力側および出力側のインピーダン
スのよい周波数変換を行うことができる。
相差をもつ局部発振信号が、ＦＥＴ１３およびＦ’Ｈ’
Ｉ’ １４等でそれぞれ反射を受けた場合９反射波は９
０°ハイブリツド１０によって、さらに９０”の位相差
で入力端子１に導かれる。従って１反射波は逆相合成さ
れ、入力端子１には現われないこととなる。出力側も同
様であり、インピーダンスが良好となる。すなわち、第
２図図示の如き構成によれば、ミキシング素子として３
端子素子を用いること（二より、変換効率がよく、かつ
可変容量ダイオード等を用いた場合（＝比べて、動作が
安定するとともに、入力側および出力側のインピーダン
スのよい周波数変換を行うことができる。
第３図は第２図図示実施例の出カスベクトルを示してい
る。一般には１図示点線矢印で示した周波数ｆｔの局部
発振信号が出力側に現われるので。
る。一般には１図示点線矢印で示した周波数ｆｔの局部
発振信号が出力側に現われるので。
これを除去するために１図示Ｆ、として示すような急峻
な特性をもつ高性能］・「ルタが必要となる。
な特性をもつ高性能］・「ルタが必要となる。
本発明の場合、上述の如く１周波数ｆＩの局部発振信号
は出力端子に現われないので、和周波数ｆ、＋ｆ、の信
号だけを通過させるフィルタは、特性が図示Ｆ、のよう
なもので十分であり、フィルタの選択特性が楽になる。
は出力端子に現われないので、和周波数ｆ、＋ｆ、の信
号だけを通過させるフィルタは、特性が図示Ｆ、のよう
なもので十分であり、フィルタの選択特性が楽になる。
（ト）発明の効果
以上貌１明した如く本発明によれば９局部発振信号のリ
ークが少なく、入出力インピーダンスが良好で変換効率
のよいトランジスタを用いた周波数変換器を実現でき、
肩側な高性能フィルタを設ける必要がないため、無線通
信装置等の低価格化。
ークが少なく、入出力インピーダンスが良好で変換効率
のよいトランジスタを用いた周波数変換器を実現でき、
肩側な高性能フィルタを設ける必要がないため、無線通
信装置等の低価格化。
軽°縫化に寄与することができる。
′１
すなわち、特にミキシング素子としてトランジスタを用
いていること（二より、以下の効果がある。
いていること（二より、以下の効果がある。
第１に、変換効率（Ｏ−カル入力電力に対する信号出力
電力）が良い。トランジスタは、単に周波数変換動作し
か行なわないダイオードと異なり。
電力）が良い。トランジスタは、単に周波数変換動作し
か行なわないダイオードと異なり。
増幅十周波数変換の動作を行なうと考える事ができる為
、根本的に変換効率が良く、増幅動作の利得が周波数変
換動作の損失に打ち勝てば変換利得さえ期待できる。
、根本的に変換効率が良く、増幅動作の利得が周波数変
換動作の損失に打ち勝てば変換利得さえ期待できる。
第２に、動作が安定である。ダイオードの中でも比較的
変換効率の良い可変容量形ダイオード（バラクタ）は、
パラメトリック発振等の不安定動作が発生しやすく、特
に準ミＩＪ波、ミリ波帯では顕著であり取り扱いが非常
に難しい。トランジスタの周波数変換動作は可変抵抗性
の動作が主体である為、安定である。
変換効率の良い可変容量形ダイオード（バラクタ）は、
パラメトリック発振等の不安定動作が発生しやすく、特
に準ミＩＪ波、ミリ波帯では顕著であり取り扱いが非常
に難しい。トランジスタの周波数変換動作は可変抵抗性
の動作が主体である為、安定である。
第３に、ローカル入力端子と信号出力端子のアイソレー
ションが良い。ダイオードは２端子素子であり、デバイ
ス自身のアイソレーションというものは無い。従ってダ
イオードを用いたミキサの入出力端子間のアイソレーシ
ョンは使用しているハイブリッド等により決定され、あ
まり良好とは言えない。一方、°トランジスタを用いた
ミキサは。
ションが良い。ダイオードは２端子素子であり、デバイ
ス自身のアイソレーションというものは無い。従ってダ
イオードを用いたミキサの入出力端子間のアイソレーシ
ョンは使用しているハイブリッド等により決定され、あ
まり良好とは言えない。一方、°トランジスタを用いた
ミキサは。
使用しているハイブリッド等のアイソレーションとトラ
ンジスタ自身のそれが重畳される為、非常に良好なアイ
ソレーション特性を示す。
ンジスタ自身のそれが重畳される為、非常に良好なアイ
ソレーション特性を示す。
以上の特長により１本発明の周波数変換器を。
例えば無線装置に使用した場合、以下の利点がある。
１）変換効率が良い為、ローカル発振器の出力電力が小
さくて良い。
さくて良い。
２）動作が安定で、かつ入出力のアイソレーションが良
い為試験調整が容易である。
い為試験調整が容易である。
３）入出力インピーダンスが良い為、ミキサ前後に接続
するアイソレータに高性能を要求しない。
するアイソレータに高性能を要求しない。
場合によってはアイソレータを省く事ができる。
４）入力信号（ローカル）のリークが少ない為。
後に接続するフィルタの性能を軽減できる。
５）上記の事により装置の小型化、低価格化に寄与する
ことができる。
ことができる。
第１図は従来の周波数変換器の例、第２図は本発明の一
実施例構成、第３図は本発明に関連した出カスベクトル
図を示す。 図中、】０および１１は９ｏ０ハイブリツド。 １２は１８０°ハイブリツド、１３および】４は電界効
果トランジスタを表わす。 特許出願人 富士通株式会社
実施例構成、第３図は本発明に関連した出カスベクトル
図を示す。 図中、】０および１１は９ｏ０ハイブリツド。 １２は１８０°ハイブリツド、１３および】４は電界効
果トランジスタを表わす。 特許出願人 富士通株式会社
Claims (1)
- ミキシングを行う２個のトランジスタと、該２個のトラ
ンジスタの各々に第１の入力信号を９０゜の位相差で分
配する９０’−・イブリッドと、上記２個のトランジス
タの各々に第２の入力信号を１８０゜の位相差で注入゛
する１８０°ノ・イブリッドと、上記２個のトランジス
タの出力側に接続される９０°ノ＼イブリツドとをそな
えたことを特徴とする周波数変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11331183A JPS604317A (ja) | 1983-06-23 | 1983-06-23 | 周波数変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11331183A JPS604317A (ja) | 1983-06-23 | 1983-06-23 | 周波数変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS604317A true JPS604317A (ja) | 1985-01-10 |
Family
ID=14609012
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11331183A Pending JPS604317A (ja) | 1983-06-23 | 1983-06-23 | 周波数変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS604317A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1994016502A1 (en) * | 1993-01-13 | 1994-07-21 | Bayruns Robert J | Method and apparatus for reducing local oscillator leakage in integrated circuit receivers |
| EP0676861A1 (en) * | 1993-03-12 | 1995-10-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Balancing mixer, distributor and band blocking filter used therefor, and method for mixing frequencies |
| EP3618270A4 (en) * | 2017-05-29 | 2020-09-16 | Mitsubishi Electric Corporation | HIGH FREQUENCY MIXER |
-
1983
- 1983-06-23 JP JP11331183A patent/JPS604317A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1994016502A1 (en) * | 1993-01-13 | 1994-07-21 | Bayruns Robert J | Method and apparatus for reducing local oscillator leakage in integrated circuit receivers |
| US5428837A (en) * | 1993-01-13 | 1995-06-27 | Anadigics, Inc. | Method and apparatus for reducing local oscillator leakage in integrated circuit receivers |
| EP0676861A1 (en) * | 1993-03-12 | 1995-10-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Balancing mixer, distributor and band blocking filter used therefor, and method for mixing frequencies |
| EP0676861A4 (en) * | 1993-03-12 | 1996-08-14 | Mitsubishi Electric Corp | BALANCING MIXER, DISPENSER, TAPE BLOCKING FILTER DESIGNED FOR THIS PURPOSE, AND FREQUENCY MIXING METHOD. |
| EP3618270A4 (en) * | 2017-05-29 | 2020-09-16 | Mitsubishi Electric Corporation | HIGH FREQUENCY MIXER |
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