JP2752249B2 - 故障給電電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 発明の分野 本発明は一般的に電源装置に関し、より詳細にはサー
キットブレーカの応用において特に有用なスイッチング
電源装置に関する。

関連技術の説明 配電系統において、サーキットブレーカは電流導体を
過熱し破損させる過剰電流から電力線及び他の配電装置
を保護するのに使用される。サーキットブレーカは配電
線を流れる電流を運び且つ監視する。特定回線の電流が
望ましくない高い値に達すると、サーキットブレーカに
付随するトリップ装置若しくはトリップユニットが、通
常回線に接続された電磁リレーを励起することにより、
電力線を流れる電流を遮断する。各サーキットブレーカ
は電流監視回路、トリップ決定回路、及びトリップ装置
給電回路を含んでいる。さらに、産業応用において使用
される多くのサーキットブレーカは電力消散を最大限と
して不要なトリップを防止する精巧な遅延回路、警報も
しくは告知回路、及び地絡故障検出回路等の他種の故障
検出回路を備えている。

作動中にサーキットブレーカの回路へ適切な給電を行
うための電源装置が必要である。サーキットブレーカは
配電線の電力を監視するため、便宜的に配電線から電力
を取り出して電源装置へ給電が行われる。この種のサー
キットブレーカは一般的に“故障給電”サーキットブレ
ーカと呼ばれる。都合の良いことに、故障給電サーキッ
トブレーカは広範な線電流にわたって作動してサーキッ
トブレーカの適切な動作を保証する。例えば、地中故障
状態の元では、導体がモータケーシングと接触する場合
のように、外部導体を介して回線から電流が引き出され
る場合には、線電流は低く、それでも電源装置はその関
連回路及びトリップリレーに適切に給電して影響を受け
る電力線を分離し地絡故障による破損を防止しなければ
ならない。これとは対照的に、“短絡”の場合には回線
定格よりも何倍も大きい電流が電力回線に生じる。この
種の厳しい過電流状態による破損を防止するために、電
源装置にはサージ保護が含まれ関連回路及びトリップリ
レーへ継続的に給電を行って影響を受ける電力線を分離
し電力線及び任意の関連電気装置の破損を防止するよう
にされる。過電流状態により地絡故障状況中に現われる
電流の20倍を越える電流が生じることがあり、電源装置
はこの全動作範囲にわたってサーキットブレーカの回路
へ給電を行うのに適した出力を送出できなければならな
い。

故障給電サーキットブレーカは外部給電サーキットブ
レーカに較べてさまざまな利点があるが、いくつかの欠
点もある。最も簡単で判り易い電源装置は線型電源装置
であり、最小入力値で充分な給電を行う場合には、高い
入力値に対しては電力を浪費することになる。線型電源
装置に固有のこと非能率性はスイッチング電源装置によ
り克服される。しかしながら、スイッチング電源装置で
は電源装置がスイッチングする時に変流器の負荷が変化
するため、電力信号が歪んで計測機能が狂ってしまうこ
とがある。変流器により監視される電力信号はトリップ
装置を制御するのにトリップ決定回路が使用するため、
歪んだ信号によりトリップ決定回路の精度が低下する。
精度の低下によりサーキットブレーカは不必要にトリッ
プしたり、過負荷状態中にも電流を通し続けることがあ
る。

さらに、特に低電流状況の間は適切な給電を行えない
故障給電回路もある。このような場合には、利用可能な
電力は起動中に相当な量の電力を引き出す電磁トリップ
リレーを励起するのに不充分である。この欠点を克服す
るために、1981年３月24日付シンプの米国特許第4,258,
403号には合成交流器を介してタイミングコンデンサを
充電させる地絡故障サーキットインタラプタが開示され
ている。タイミングコンデンサの充電が所定値に達する
と、コンデンサはサーキットインタラプタのトリップコ
イルを介して完全放電する。電流はトリップコイルを起
動させて電力線を開路するのに充分である。従って、低
電流状況の間、サーキットブレーカは電力線を開路して
破損を防止するのに充分な電力を発生する。しかしなが
ら、シンプの開路はトリップコイルのみに給電を行うタ
イミングコンデンサを使用しており、従って回路は地絡
故障状況の間電源装置を補足することはない。むしろ、
別々のタイミングコンデンサがトリップ回路の一部とし
て使用され、従ってトリップ回路はトリップ信号を開始
するだけでなくトリップコイルを起動させるのに必要な
電力も供給する。

本発明は前記した問題点の一つもしくはいくつかを克
服しようとするものである。

発明の要約 効率的で正確な電源装置を提供することが本発明の主
要目的である。

電力信号の歪を最小限とする電源装置を提供すること
が本発明の重要な目的である。

最少数の部品で前記目的にかなった電源装置を提供す
ることが本発明のもう一つの目的である。

特に低電流状況の間に、関連するサーキットブレーカ
へ効率的に電力を供給する電源装置を提供することが本
発明のさらにもう一つの目的である。

本発明のこれらの目的及び他の目的は、サーキットブ
レーカにより監視される導体の電流を感知する変流器に
より給電される、サーキットブレーカ用電源装置により
実現される。電源装置は電力信号のゼロ点付近でスイッ
チして交流器の負荷変化を最少限として電力信号の歪を
防止するように設計される。負荷効果をさらに低減して
電力を節減するために、感知された電力信号は動作サイ
クルの大部分中低インピーダンス経路へ向けられる。感
知された電力信号を使用して電源装置内の充電回路へ電
力を送出し後にサーキットブレーカへ送出するのは電力
信号のゼロ点付近だけである。

本発明の一つの特徴に従って、サーキットブレーカが
導体電流を運ぶサーキットブレーカ用電源装置が提供さ
れる。導体中を流れる電流と相関する大きさを有する電
流信号を生じる。充電回路が電流信号により充電されて
充電回路内に蓄積された電荷と相関する大きさを有する
電圧信号を送出する。充電回路をバイパスする低インピ
ーダンス回路が設けられる。電流信号はその大きさが所
定値よりも降下する時は充電回路へ向けられ、その大き
さが所定値を越えると再び低インピーダンス回路へ向け
られる。

本発明のもう一つの特徴に従って、サーキットブレー
カが三相配電回路の３導体の電流を運び検出された故障
に応じて任意の導体を流れる電流を選択的に遮断するこ
とができる、サーキットブレーカ給電方法が提供され
る。この方法に従って、各導体を流れる電流の和と相関
する電流信号と共に各導体を流れる電流と相関する電流
信号が生じる。電流信号及び加算電流信号は整流され、
加算且つ整流された電流信号は最大信号へ加えられる。
次に、加えられた信号は所定ピーク値よりも大きければ
低インピーダンス径路へ向けられ、ピーク値の所定％よ
りも小さければ再び蓄電素子へ向けられる。加えられ且
つ整流された信号は蓄電素子を充電しこの充電、すなわ
ち蓄積エネルギ、はサーキットブレーカに関連する感知
回路及びトリップユニットの両方へ給電するのに使用さ
れる。

図面の簡単な説明 本発明の他の目的及び利点は図面を参照として以下の
詳細説明を読めば明白であり、ここに、 第１図は本発明に従った故障給電スイッチング電源装
置のブロック図、 第２図は第１図のブロック図のさまざまな点における
波形図、 第３図は本発明に従った故障給電スイッチング電源装
置の実施例の回路図、 第４図は本発明の別の実施例に従った別の電源を有す
る故障給電スイッチング電源装置の回路図である。

本発明はさまざまに修正することができまた別の形式
とすることもできるが、特定実施例を図示して詳細説明
を行う。しかしながら本発明は開示した特定形式に制約
されるものではなく、特許請求の範囲に明記された本発
明の精神及び範囲に入るあらゆる修正例、同等例及び変
更例を包含するものとする。

実施例の説明 次に図面、最初に第１図及び第２図、を参照として、
電源装置10は広範な線電力変動にわたってサーキットブ
レーカのトリップユニットや（図示せぬ）関連回路へ出
力線11を介して電力を給送し、それは電力入力を線電力
の関数としてスイッチングすることにより効率的に行わ
れる。回路のさまざまなノードにおける電源装置10の数
サイクルの動作を表わす波形を第２図に示す。変流器12
は電力線14を流れる電流を感知することにより電源装置
へ電力を給送する。例えば産業応用において、電力線14
の電流は50もしくは60ヘルツで交番しその平均直流値は
０であり、尖頭値は100Aである。全波整流器16は交流信
号を平均直流値がおよそ（70/n）Ａで尖頭値が（100/
n）Ａの整流された電流信号へ変換し、ここに“n"は交
流器12の巻数比である。例として、およそ100Aの尖頭値
を有する線電流は標準巻数比が50:5である変流器を使用
して、およそ10Aの尖頭値を有する整流電流信号とな
る。整流信号はトリップユニットへ電力を供給し、整流
器16の正出力及び負荷抵抗器24を介して接地されている
その負出力間で得られる。

電力を効率的に使用するために、バイパススイッチ18
が電源装置の残りに対する整流信号の送出を制御する。
スイッチング動作により全波整流信号が選択的にサンプ
ルされ、電源装置10へ電力が供給される。開路時に、バ
イパススイッチ18は充電回路20へ整流信号を向ける。充
電回路20は周辺回路へ給電する蓄電装置として作用し、
選定量の動作サイクル中に交流器12からは最少の電力し
か引き出されないようにする。整流信号はサンプリング
時間中は充電回路20を尖頭電圧へ充電する。充電回路20
から送出される電圧信号は好ましくは電圧調整器22によ
り調整される。電圧調整器22は充電回路20の出力電圧を
制限して、調整された直流電圧波形が実質的に変動を受
けないようにする。調整された出力電圧は回路の残りへ
給電するのに適したものであり、代表的に＋5Vもしくは
＋15Vの値を保持している。

閉路時に、バイパススイッチ18は全波整流された信号
を低インピーダンス径路へ与える。全波整流器16から発
生する整流信号は充電回路20をバイパスし、バイパスス
イッチ18及び負荷抵抗器24を通って接地へ流れる。この
期間中、充電回路２を再充電する全波整流信号は得られ
ず、充電回路20は電源装置10の出力11に要求される電力
に応答して放電を行う。

負荷抵抗器24は、代表的におよそ10Ωの、低抵抗値を
有するように選定される。従って、電源装置10から要求
される電力が充電回路20の放電により供給される場合に
は、負荷抵抗器24の抵抗値が低いため電源装置10は電力
線からほとんど電力を引き出さない。また、抵抗器24の
低抵抗値により消費される電力は充電回路20の消費電力
よりも著しく少いため、全波整流信号を低インピーダン
ス径路へスイッチングすることにより電力が節減され
る。バイパススイッチ18が閉じている間、充電回路20は
放電を続けるので、充電回路の出力電圧は降下する。ス
イッチが再開路すると、交流器12から再び電流が引き出
され充電回路20を再充電させて、電圧調整器22へ送出さ
れる電圧を周辺回路を作動させるのに充分な値へ維持す
る。

バイパススイッチ18の動作はコンパレータ26により制
御される。コンパレータ26は、その非反転入力（ノード
Ｃ）へ充電回路20からの信号を受信しその反転入力（ノ
ードＢ）へ帰還回路28からの信号を受信する。これらの
信号によりコンパレタ26がバイパススイッチ18を導通
（閉成）及び非導通（開放）状態間でスイッチさせる時
が決定される。充電回路20からの信号は充電回路20の出
力電圧に相関しており、帰還回路28からの信号は電力線
の電流と相関している。帰還回路28からの信号は負荷抵
抗器24両端間の信号から引き出され、それは本質的に全
波整流信号のミラーイメージであり、コンパレタ26のス
イッチング入力として作用する。

第2A図の検討からお判りのように、反転入力（ノード
Ｂ）の波形は正の直流オフセットを有する反転全波整流
信号として現れる。非反転入力（ノードＣ）の波形は正
の直流オフセットを有するランプ信号として現れ、反転
全波整流信号と繰返し交差する。これらの波形が交差す
る場合、すなわち、これらの波形で表わされる信号が互
いに等しい場合には、コンパレタ26は出力をスイッチす
る。コンパレタ26の出力は導通及び非導通状態間でバイ
パススイッチ18に接続される。

第2A図に示す波形の交差に関するバイパススイッチ18
の動作を第2B図に示す。第１の期間中バイパススイッチ
18は閉じている。閉成すると、バイパススイッチ18は負
荷抵抗器24及び全波整流器16を介して接地に至る低イン
ピーダンス径路を完成させる。到来する全波整流信号は
抵抗器24による低インピーダンス径路を通って充電回路
20をバイパスする。従って、充電回路20は第１の期間T1
中に放電して電圧調整器22に給電を行う。これは、ノー
ドＣにおける充電回路20の出力を表わす、第2C図の波形
の期間T1により明確に示される。

再び第2A図を参照として、充電回路20が放電すると、
コンパレタ26の非反転入力の信号の大きさは反転入力の
信号の大きさよりも降下し、コンパレタ26の出力状態を
スイッチさせる。コンパレタ26の出力がバイパススイッ
チ18を制御するため、そのバイパススイッチは状態が変
化し期間T2中は開放される。開放されると、第2C図の期
間T2に増大する電圧で示すように、バイパススイッチ18
は全波整流信号を充電回路20へ向けて充電回路を再充電
する。期間T2間に、充電回路20の充電が高まってコンパ
レタ26の非反転入力の信号の大きさが増大する。非反転
入力の信号の大きさが反転入力の信号の大きさよりも大
きくなると、コンパレタ26は状態をスイッチしてバイパ
ススイッチ18を閉成し全波整流信号を低インピーダンス
径路へ通す。

本発明の重要な特徴に従って、電力線の電流信号のゼ
ロ交差点に対応する、全波整流信号のゼロ点付近でバイ
パススイッチ18が状態をスイッチすることを保証するこ
とにより、変流器12には実質的に定負荷が維持される。
負荷の変化は変流器12の出力電流にエラーを生じ、それ
により負荷抵抗器24からの信号に許容できないエラーが
生じる。帰還回路28はバイパススイッチ18がゼロ交差点
周りでスイッチされるようゼロ交差点を確認する手段と
して作用する。第2A図において、ノードＢにおける上位
尖頭値はゼロ交差点を表わす。図示するように、コンパ
レタ26はゼロ交差点付近でバイパススイッチ18を開放し
て期間T2中に充電回路20が再充電するようにする。

充電回路20の再充電には相当の電力量が引き出される
ため、電流信号に対する負荷効果を最少限とするように
再充電を行うことが重要である。入力源に対する負荷効
果は入力インピーダンスを通る入力電流の大きさに比例
するため、入力電流が小さくて入力信号は僅かな負荷効
果しか受けない、電流信号のゼロ交差点付近でスイッチ
ングが行われる。代表的に、全波整流信号尖頭値のおよ
そ10〜30％を充電に使用する場合には負荷効果は許容で
きる。しかしながら、サンプルが電源装置の出力に接続
された周辺回路へ適切な給電を行うのに充分である場合
には、再充電サイクル中にこれよりも小さい％の整流信
号がサンプルされることがある。残りの電流サイクル中
に、全波整流信号は低インピーダンス径路へ通され、再
充電サイクルに較べて電力消費は少くなる。

第３図は第１図の電源装置10の実施例の回路図であ
り、同じ参照番号は第１図の電源装置回路の対応する部
分を示す。交流器12は電力線14の電流を感知し、感知さ
れた電流信号は標準整流器ブリッジの形状で接続された
４個のダイオード31〜34からなる従来の全波整流器16へ
送出される。全波整流器16はノードＡに全波整流信号を
出力し、それはバイパススイッチ18もしくは充電回路20
を介して最低抵抗径路を通る。

バイパススイッチ18は接地エミッタを有するトランジ
スタ36を具備している。トランジスタ36のコレクタはノ
ードＡにおいて整流器16の出力に接続され、そのベース
は抵抗器60を介して設置され且つトランジスタ54のエミ
ッタに接続されている。トランジスタ54のコレクタはノ
ードＡを充電回路20へ接続するダイオード57のそれぞれ
アノード及びカソード端につながる一対の抵抗器56,58
の接合点に接続されている。トランジスタ54のベースは
その正帰還径路に抵抗器55を有する演算増幅器53を具備
するコンパレタ26の出力へ抵抗器59を介して接続されて
いる。

充電回路20はノードＡのダイオード57及び接地間に接
続されたコンデンサ38の形状の充電素子を具備してい
る。ダイオード端において、コンデンサ38は出力11につ
ながる電圧調整器22とノードＣにつながる抵抗器42との
接合点に接続されている。ノードＣは接地との間に並列
接続された抵抗器44とコンデンサ46の接合点により規定
され、それはコンパレタ26の増幅器53の非反転入力にも
接続されている。

帰還回路28は負荷抵抗器24に接続され且つツェナーダ
イオード52を介してノードＢにつながる抵抗器48を具備
し、ノードＢはコンパレタ53の反転入力及び抵抗器30を
介したコンバータの出力11へ接続されている。抵抗器48
とツェナーダイオード52のアノードの接合点が第２のツ
ェナーダイオード50のアノードに接続され、そのカソー
ドは接地されている。

全波整流器信号の径路を制御するために、コンデンサ
38両端間の電圧が負荷抵抗器24からの帰還信号と比較さ
れる。コンデンサ38は電圧調整器22の出力電圧よりも高
い電圧へ充電され、従って第2C図に示すような正の直流
オフセットを有する。抵抗器24両端間の信号から生じる
帰還信号は本質的に全波整流信号のミラーイメージであ
る。負荷抵抗器24両端間電圧は接地に対して負であるた
め、信号は負の直流オフセットを有する。従って、帰還
信号は（ノードＢにおいて）電圧調整器22の出力へ重畳
されてそれに正の直流オフセットを与え、コンデンサ38
からの出力信号と比較される。

コンパレタ26において、２個の抵抗器42,44は増幅器5
3の非反転入力に分圧器40を形成する。分圧器はコンデ
ンサ38の出力の直流オフセットを低減して、信号の大き
さがノードＢの信号の大きさと同じになるようにする。
抵抗器44に並列接続されている第２のコンデンサはコン
パレタ26の非反転入力における信号が高次高調波により
汚染されるのを防ぐローパスフィルタとして作用する。
コンパレタ26の反転入力は帰還回路28からの電圧制限帰
還信号を受信する。負荷抵抗器24両端間の反転全波整流
信号は抵抗器48及びツェナーダイオード50により制限さ
れ、帰還信号はノードＢにおいて電圧調整器22の出力と
結合される前におよそ0.7Vの最大正電圧及びおよそ−2.
0〜4.0Vの最大負電圧を有するようにされる。また、ツ
ェナーダイオード50は信号ダイオードと置換して負電圧
をおよそ0.7Vへ制限するようにすることができる。第２
のツェナーダイオード52が帰還回路28を電圧調整器22の
出力電圧から絶縁する。

コンパレタ26の非反転入力の電圧が反転入力の電圧を
越えると、コンパレタ26は“ハイ”すなわち正の電圧信
号を発生してトランジスタ54を導通させる。トランジス
タ54が導通すると、２個の並列抵抗器56,58、トランジ
スタ54、及び抵抗器60を介して接地へ電流が流れる。抵
抗器60を流れる電流によりトランジスタ36のベースに
“ハイ”電圧信号が現れ、それによりトランジスタ36が
導通して全波整流信号の低インピーダンス径路が提供さ
れる。ダイオード57がコンデンサ38を短絡したスイッチ
から絶縁して、コンデンサ38が低インピーダンス径路を
介して放電するのを防止する。第２図に関して前記した
ように、負荷抵抗器24を通る低インピーダンス径路は変
流器12に著しく負荷を与えることはなく、コンデンサ38
もこの時間中は充電されない。全波整流信号は低インピ
ーダンス径路へ逸らされるが、コンデンサ38が放電して
関連回路に対して充分な電力を電圧調整器22へ供給す
る。

コンデンサ38が放電すると、コンパレタ26の非反転入
力の電圧は反転入力の電圧値よりも降下する。これによ
り、コンパレタ26は“ロー”電圧信号（0.5V）を出力し
てトランジスタ54を非導通とする。トランジスタ54は電
流を通さないため、抵抗器60に電流は流れず、トランジ
スタ36のベースには電圧は現れない。従って、トランジ
スタ36は非導通とされ、ノードＡにおける全波整流信号
の開路を有効に提供する。全波整流信号が利用できる径
路は一つしかないため、コンデンサ38は全波整流信号を
受信する。コンデンサ38はコンパレタ26の非反転入力の
電圧が反転入力の電圧を越えるまで充電される。これが
生じると、コンパレタ26は“ハイ”電圧信号を送出する
ことにより再びバイパススイッチ18を閉成し、それによ
りトランジスタ36,54は再び導通する。

コンパレタ26により比較される信号の性質により、コ
ンデンサ38は電力線の電流信号のゼロ交差点付近で充電
される。放電コンデンサ38の出力信号が降下すると、帰
還信号は立上る。信号の大きさが等しければ、コンパレ
タ26は状態をスイッチしコンデンサ38は全波整流信号を
受信することにより再充電することができる。コンデン
サ38も再充電すると、コンデンサ38の出力が立上る。再
充電期間T2中に帰還信号はピークに達し、それは被監視
電流信号のゼロ交差点に対応し、次に帰還信号は降下し
始める。大きさが再び等しくなると、コンパレタ26は状
態をスイッチして全波整流信号がコンデンサ38をバイパ
スするようにし、こうしてコンデンサ38は放電して電源
装置10へ出力電力を供給できるようになる。

応用によっては、サーキットブレーカ構成へ給電を行
う電源装置は電力条件を迅速に満足させることが必要と
される。本発明に従って、この条件は電源装置内に代替
電源を設けることにより満される。本発明の別の実施例
に従って三相電源で作動するようにされた電源装置に対
するこのような構成を第４図に示す。

代替電源72及び三相電源の各線の電流を感知するため
の別々の変流器12a,12b,12cが設けられている点を除け
ば、第４図の電源装置は第３図に示す電源装置10と同じ
である。バイパススイッチ18、充電回路20、コンパレタ
26、電圧調整器22、及び帰還回路28の動作は第３図を参
照として説明した動作と同じであるため、ここでは説明
しない。第４図の電源装置では、３台の交流器12a,12b,
12cの各々で感知された電流は対応する直列接続全波整
流器16a,16b,16cにより整流される。整流器は直列接続
されているため、ノードＡにおける電流信号は３つの全
波整流電流信号の中の最大のものに等しい。

図示する形式に従った代替電源72は線路変成器12a,12
b,12cにより感知される信号間のいかなる電流不平衡を
も感知するようにされた合成変流器74を含み、これら３
つの電流信号のベクトル和に対応する出力を発生する。
交流器74により感知される電流は変成器12a−ｃが使用
するブリッジ整流器16a−ｃと同じブリッジ整流器76に
より整流される。整流器76の出力は絶縁ダイオード78を
介してノードＡへ接続される。代替電源72は線路変成器
で使用する帰還回路28と同じ帰還回路28′も含んでお
り、ノードＢへ正の帰還信号を送出する。より詳細に
は、帰還回路28′は接地された抵抗器24及びノードＢに
つながる第１のツェナーダイオード52′及び接地された
第２のツェナーダイオード50′に接続された抵抗器48′
の接合点で規定される入力点を含んでいる。

電源が三相であるため、三線の各々の電流信号は互い
に120゜位相偏移しており信号のベクトル和は正規動作
中は０の一定値に等しい。従って、合成変流器74は正規
動作中はノードＡにおける信号に寄与しない。

しかしながら、三相回線の中の一線の電流が地絡故障
等の異常状態となると、３本の導体の電流のベクトル和
は０とはならない。合成変流器74は変流器12a,12b,12c
間の不平衡を感知し、不平衡の大きさに対応する電圧信
号を全波整流器76へ出力する。三相回線には正規動作中
でも僅かな不平衡が存在することがあるため、好ましく
は合成変流器74は少くとも所定量の不平衡が検出される
場合のみ不平衡信号を発生するように調整される。全波
整流信号はノードＡに受信され、直列接続された三相変
流器12a,12b,12cからの電流信号出力へ加えられる。こ
の大きい電力信号によりコンデンサ38は高い電圧値へ充
電され、余分な電力を迅速に電圧調整器22へ供給する。
こうして、電圧調整器22は、サーキットブレーカのトリ
ップユニットや電磁トリップリレーを励起させて電流を
遮断することができる、地絡事故等の異常状態が存在す
る場合に必要とされる余分な電力を供給できるようにな
る。地絡事故トリップ回路は電源装置70の一部としては
示されていないが、このようなトリップ回路は変流器74
の出力を監視して所定量の不平衡が検出される場合に電
磁リレーへトリップ信号を送るようにすることもできる
ことをお判り願いたい。

従って、電源72は並列電源として機能する。本構成に
より回路は、正常状態において、代替電源72の合成変成
器74もしくはいずれかの相変成器12a,12b,12cにより給
電することができる。地絡故障状態が生じた場合には、
合成変成器と１個の相変成器の組合わせによりサーキッ
トブレーカへ給電することができる。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−73408（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−162480（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−55720（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−226614（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−154015（ＪＰ，Ａ)

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】導体を流れる電流に相関した大きさの電流
   信号を供給する手段と、 前記電流信号により充電され、その充電された電荷に対
   応した大きさを有する電圧信号をサーキットブレーカへ
   伝送する充電回路と、 前記導体を流れる電流に相関した大きさを有する帰還信
   号を発生する手段と、 前記電圧信号の大きさが前記帰還信号の大きさよりも小
   さい場合に前記電流信号を前記充電回路へ通す手段と、 前記電圧信号の大きさが前記帰還信号の大きさよりも大
   きい場合に前記充電回路と前記サーキットブレーカをバ
   イパスする手段と、 を備えたサーキットブレーカ用電源装置。
2. 【請求項２】請求項１記載の電源装置において、前記電
   流信号供給手段は前記導体に近接配置されて前記導体を
   流れる電流を誘導的に感知する交流器を含む、前記電源
   装置。
3. 【請求項３】請求項１記載の電源装置において、前記電
   圧信号の大きさは前記帰還信号の大きさにほぼ等しくし
   た前記電源装置。
4. 【請求項４】請求項１記載の電源装置において、前記電
   圧信号の大きさは前記帰還信号のピーク値の約70から80
   ％である前記電源装置。
5. 【請求項５】サーキットブレーカが三相配電回路の３本
   の導体に電流を伝えるサーキットブレーカ用電源装置に
   おいて、 前記３本の導体を流れる最大電流に対応する第１の電流
   信号を供給する手段と、 前記３本の導体の各々を流れる電流のベクトル和に相関
   した第２の電流信号を供給する手段と、 前記第２の電流信号を前記第１の電流信号へ加える手段
   と、 前記第１と第２の電流信号により充電され、その充電さ
   れた電荷に対応した大きさの電圧信号を前記サーキット
   ブレーカへ伝送する充電回路と、 前記３本の導体を流れる電流に相関した大きさを有する
   帰還信号を発生する手段と、 前記充電回路と前記サーキットブレーカをバイパスする
   低インピーダンス回路と、 前記電圧信号の大きさが前記帰還信号の大きさよりも降
   下した時に前記第１および第２の電流信号を前記充電回
   路へ指向させ、前記電圧信号の大きさが前記帰還信号の
   大きさを越えて上昇した時に前記第１および第２の電流
   信号を前記低インピーダンス回路へ指向させる手段、 を備えた前記電源装置。
6. 【請求項６】請求項５記載の電源装置において、前記供
   給手段は各導体に近接配置され前記各導体を流れる電流
   を誘導的に感知する変流器を含む前記電源装置。
7. 【請求項７】請求項５記載の電源装置において、前記低
   インピーダンス回路は負荷抵抗器を含む前記電源装置。
8. 【請求項８】請求項５記載の電源装置において、前記電
   圧信号の大きさは前記第１の電流信号の大きさにほぼ等
   しくした前記電源装置。
9. 【請求項９】請求項５記載の電源装置において、前記電
   圧信号の大きさは前記第１の電流信号のピーク値の約70
   から80％である前記電源装置。
10. 【請求項１０】導体に電流を伝えるサーキットブレーカ
    の給電方法において、 前記導体を流れる電流に相関した大きさを有する電流信
    号を発生し、 前記電流信号を蓄電素子へ指向させ、 前記蓄電素子を前記電流信号により充電し、 前記蓄電素子の電荷に相関した大きさを有する電圧信号
    を伝送し、 前記導体の電流に相関した大きさを有する帰還信号を発
    生し、 前記伝送された電圧信号に相関した電圧相関信号を発生
    し、 前記帰還信号を前記電圧相関信号と比較し、および 前記電圧相関信号の大きさが前記帰還信号の大きさより
    大きい場合に前記電流信号を前記蓄電素子を離れて低イ
    ンピーダンス径路へ指向させる、 ステップからなる前記給電方法。
11. 【請求項１１】三相配電回路３本の導体に電流を伝え且
    つ検出された故障に応答して前記導体のいずれかを流れ
    る電流を選択的に遮断することができるサーキットブレ
    ーカの給電方法において、 前記各導体を流れる電流に相関した第１の電流信号を供
    給し、 前記各導体を流れる電流の和に相関した第２の電流信号
    を供給し、 前記第１および第２の電流信号を整流し、 前記整流した第２の電流信号を前記整流した第１の電流
    信号の最大値に加え、 前記加えられた整流電流信号を蓄電素子に指向させて該
    蓄電素子を充電し、 前記蓄電素子の電荷に相関した電圧信号を該蓄電素子か
    ら送出し、 前記送出された電圧信号に相関した電圧相関信号を発生
    し、および 前記電圧相関信号が前記加えられた整流電流信号の大き
    さを超えた場合に前記加えられた整流電流信号を前記蓄
    電素子から離れて低インピーダンス径路に指向させる、 ステップを備えた前記給電方法。