JP2705336B2 - サイドローブキャンセラ - Google Patents
サイドローブキャンセラInfo
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はアンテナのサイドロー
ブから入射した受信干渉波等の不要波を抑圧するアンテ
ナに関する。
ブから入射した受信干渉波等の不要波を抑圧するアンテ
ナに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のサイドローブキャンセラとして、
例えば、Ｒｏｂｅｒｔ Ａ．Ｍｏｎｚｉｎｇｏ，“Ｉｎ
ｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ａｒ
ｒａｙｓ”，Ｗｉｌｅｙ−ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ
（１９８０）に開示されたものがある。図８は、上記文
献に示されたサイドローブキャンセラの構成図である。
図中、１は主アンテナ、２ａ、２ｂは補助アンテナ、３
は主アンテナに接続された受信機、４ａ、４ｂは補助ア
ンテナに接続された受信機、５ａ、５ｂ、５ｃは荷重計
算機、６ａ、６ｂ、６ｃは複素乗算器、７ａ、７ｂ、７
ｃは複素減算器、８ａ、８ｂ，８ｃは適応ブロック（以
下、主アンテナの受信信号に関係しない適応ブロックを
直交化手段と適宜呼ぶ）である。ｘ0 （ｋ）は受信機３
の出力信号（主アンテナ１の受信信号）、ｘ1 （ｋ），
ｘ2 （ｋ）は夫々受信機４ａ、４ｂの出力信号（補助ア
ンテナ２ａ、２ｂの受信信号）、ｚ（ｋ）はサイドロー
ブキャンセラの出力信号、ｗ1 （ｋ），ｗ2 （ｋ），ｗ
3 （ｋ）は荷重計算機５ａ、５ｂ、５ｃの出力信号の荷
重値である。上記の各信号の表記式におけるｋは時間を
表す因子であり、信号がアナログ信号の場合ｋは実数で
あり、信号がディジタル信号の場合ｋは整数である。信
号の形態に拘らず、以下の説明は同様にできるが、ここ
では便宜上ディジタル信号の場合について説明する。こ
の場合、受信機３、４ａ、４ｂは夫々Ａ／Ｄ変換器を備
え、一定の標本化周期で主アンテナ１、補助アンテナ２
ａ、２ｂ夫々が出力する信号を同時に標本化する。また
式の表記を簡単にするために、信号は全て複素信号で表
すことにする。受信機３、４ａ、４ｂでは夫々主アンテ
ナ１、補助アンテナ２ａ、２ｂが受信したＲＦ帯の信号
を増幅し、位相検波してＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）信号、
Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）信号と呼ばれる複素ビデオ
信号を生成する。Ｉ信号、Ｑ信号は夫々複素信号の実
部、虚部に対応する。
例えば、Ｒｏｂｅｒｔ Ａ．Ｍｏｎｚｉｎｇｏ，“Ｉｎ
ｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ａｒ
ｒａｙｓ”，Ｗｉｌｅｙ−ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ
（１９８０）に開示されたものがある。図８は、上記文
献に示されたサイドローブキャンセラの構成図である。
図中、１は主アンテナ、２ａ、２ｂは補助アンテナ、３
は主アンテナに接続された受信機、４ａ、４ｂは補助ア
ンテナに接続された受信機、５ａ、５ｂ、５ｃは荷重計
算機、６ａ、６ｂ、６ｃは複素乗算器、７ａ、７ｂ、７
ｃは複素減算器、８ａ、８ｂ，８ｃは適応ブロック（以
下、主アンテナの受信信号に関係しない適応ブロックを
直交化手段と適宜呼ぶ）である。ｘ0 （ｋ）は受信機３
の出力信号（主アンテナ１の受信信号）、ｘ1 （ｋ），
ｘ2 （ｋ）は夫々受信機４ａ、４ｂの出力信号（補助ア
ンテナ２ａ、２ｂの受信信号）、ｚ（ｋ）はサイドロー
ブキャンセラの出力信号、ｗ1 （ｋ），ｗ2 （ｋ），ｗ
3 （ｋ）は荷重計算機５ａ、５ｂ、５ｃの出力信号の荷
重値である。上記の各信号の表記式におけるｋは時間を
表す因子であり、信号がアナログ信号の場合ｋは実数で
あり、信号がディジタル信号の場合ｋは整数である。信
号の形態に拘らず、以下の説明は同様にできるが、ここ
では便宜上ディジタル信号の場合について説明する。こ
の場合、受信機３、４ａ、４ｂは夫々Ａ／Ｄ変換器を備
え、一定の標本化周期で主アンテナ１、補助アンテナ２
ａ、２ｂ夫々が出力する信号を同時に標本化する。また
式の表記を簡単にするために、信号は全て複素信号で表
すことにする。受信機３、４ａ、４ｂでは夫々主アンテ
ナ１、補助アンテナ２ａ、２ｂが受信したＲＦ帯の信号
を増幅し、位相検波してＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）信号、
Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）信号と呼ばれる複素ビデオ
信号を生成する。Ｉ信号、Ｑ信号は夫々複素信号の実
部、虚部に対応する。
【０００３】図８に示す従来のサイドローブキャンセラ
の動作について、説明を簡単にするために、補助アンテ
ナ数を２、受信干渉波数を１とする。主アンテナ１と補
助アンテナ２ａ、２ｂの配置間隔を夫々半波長とし、所
望波（Ｓ）と干渉波（Ｊ）の入射方向を夫々θｓ，θj
で表すとする。このとき、主アンテナ１と補助アンテナ
２ａ、２ｂの各受信信号ｘ0 （ｋ），ｘ1 （ｋ），ｘ2
（ｋ）は夫々次式で表すことができる。 ｘ0 （ｋ） ＝ＧM （θＳ ）ＡＳ exp(ｊωＳ ｋ) ＋ＧM （θj ）Ａj exp(ｊωj ｋ）＋ｎ0 （ｋ）， （１） ｘ1 （ｋ） ＝ＧA （θＳ ）ＡＳ expｊ（ωＳ ｋ＋φＳ ） ＋ＧA （θj ）Ａj expｊ（ωj ｋ＋φj ）＋ｎ1 （ｋ）， （２） ｘ2 （ｋ） ＝ＧA （θＳ ）ＡＳ expｊ（ωＳ ｋ＋２φＳ ） ＋ＧA （θj ）Ａj expｊ（ωj ｋ＋２φj ）＋ｎ2 （ｋ）， （３） ここに、各記号の定義を以下に示す。Ａｓ：所望波の振
幅 Ａj ：受信干渉波の振幅 φｓ：所望波素子間位相差 φj ：受信干渉波素子間位相差 ＧM （θ）：主アンテナ１のアンテナパターン ＧA （θ）：補助アンテナ２ａ，２ｂのアンテナパター
ン ｎ0 （ｋ）：受信機３の内部雑音 ｎ1 （ｋ）：受信機４ａの内部雑音 ｎ2 （ｋ）：受信機４ｂの内部雑音 なお、補助アンテナ２ａ，２ｂのアンテナパターンは同
一とし、所望波は主アンテナ１の主ローブで受信され、
受信干渉波は主アンテナ１のサイドローブで受信されて
いるものとする。そして、補助アンテナは無指向性のも
のとすると式４で表せる。 ＧA （θｓ）＝ＧA （θｊ）＝ＧA （４） 通常、受信干渉波は所望波に比べて電力が圧倒的に大き
いので、補助アンテナにおける所望波成分は、干渉波成
分に比べて無視できる程小さい。しかし、ここでは比較
的近距離に目標があり、補助アンテナにおける所望波成
分が無視できない場合を考える。以下、図８に示す従来
例と荷重値の最適解が等価である図９に示す構成のサイ
ドローブキャンセラについて説明する。さて、式２、式
３で表される補助アンテナ２ａ、２ｂの受信信号ｘ1
（ｋ），ｘ2 （ｋ）は適応フィルタ１２に転送され、適
応フィルタの複素乗算器６ｄ、６ｅにおいて荷重ｗ1 ′
（ｋ），ｗ2 ′（ｋ）が乗ぜられた後、複素加算器１１
に転送され式５に基づいて適応フィルタの出力信号ｙ
（ｋ）が生成される。 ｙ（ｋ）＝ｗ1 ′（ｋ）ｘ1 （ｋ）＋ｗ2 ′（ｋ）ｘ2 （ｋ）， （５） ｙ（ｋ）とｘ0 （ｋ）は複素減算器７ｄに転送され式６
に示す誤差信号ｚ（ｋ）が生成される。 ｚ（ｋ）＝ｘ0 （ｋ）−ｙ（ｋ） （６） ｚ（ｋ）はサイドローブキャンセラにおける出力信号そ
のものであり、式１，式２，式３と式５，式６とから式
７で表せる。
の動作について、説明を簡単にするために、補助アンテ
ナ数を２、受信干渉波数を１とする。主アンテナ１と補
助アンテナ２ａ、２ｂの配置間隔を夫々半波長とし、所
望波（Ｓ）と干渉波（Ｊ）の入射方向を夫々θｓ，θj
で表すとする。このとき、主アンテナ１と補助アンテナ
２ａ、２ｂの各受信信号ｘ0 （ｋ），ｘ1 （ｋ），ｘ2
（ｋ）は夫々次式で表すことができる。 ｘ0 （ｋ） ＝ＧM （θＳ ）ＡＳ exp(ｊωＳ ｋ) ＋ＧM （θj ）Ａj exp(ｊωj ｋ）＋ｎ0 （ｋ）， （１） ｘ1 （ｋ） ＝ＧA （θＳ ）ＡＳ expｊ（ωＳ ｋ＋φＳ ） ＋ＧA （θj ）Ａj expｊ（ωj ｋ＋φj ）＋ｎ1 （ｋ）， （２） ｘ2 （ｋ） ＝ＧA （θＳ ）ＡＳ expｊ（ωＳ ｋ＋２φＳ ） ＋ＧA （θj ）Ａj expｊ（ωj ｋ＋２φj ）＋ｎ2 （ｋ）， （３） ここに、各記号の定義を以下に示す。Ａｓ：所望波の振
幅 Ａj ：受信干渉波の振幅 φｓ：所望波素子間位相差 φj ：受信干渉波素子間位相差 ＧM （θ）：主アンテナ１のアンテナパターン ＧA （θ）：補助アンテナ２ａ，２ｂのアンテナパター
ン ｎ0 （ｋ）：受信機３の内部雑音 ｎ1 （ｋ）：受信機４ａの内部雑音 ｎ2 （ｋ）：受信機４ｂの内部雑音 なお、補助アンテナ２ａ，２ｂのアンテナパターンは同
一とし、所望波は主アンテナ１の主ローブで受信され、
受信干渉波は主アンテナ１のサイドローブで受信されて
いるものとする。そして、補助アンテナは無指向性のも
のとすると式４で表せる。 ＧA （θｓ）＝ＧA （θｊ）＝ＧA （４） 通常、受信干渉波は所望波に比べて電力が圧倒的に大き
いので、補助アンテナにおける所望波成分は、干渉波成
分に比べて無視できる程小さい。しかし、ここでは比較
的近距離に目標があり、補助アンテナにおける所望波成
分が無視できない場合を考える。以下、図８に示す従来
例と荷重値の最適解が等価である図９に示す構成のサイ
ドローブキャンセラについて説明する。さて、式２、式
３で表される補助アンテナ２ａ、２ｂの受信信号ｘ1
（ｋ），ｘ2 （ｋ）は適応フィルタ１２に転送され、適
応フィルタの複素乗算器６ｄ、６ｅにおいて荷重ｗ1 ′
（ｋ），ｗ2 ′（ｋ）が乗ぜられた後、複素加算器１１
に転送され式５に基づいて適応フィルタの出力信号ｙ
（ｋ）が生成される。 ｙ（ｋ）＝ｗ1 ′（ｋ）ｘ1 （ｋ）＋ｗ2 ′（ｋ）ｘ2 （ｋ）， （５） ｙ（ｋ）とｘ0 （ｋ）は複素減算器７ｄに転送され式６
に示す誤差信号ｚ（ｋ）が生成される。 ｚ（ｋ）＝ｘ0 （ｋ）−ｙ（ｋ） （６） ｚ（ｋ）はサイドローブキャンセラにおける出力信号そ
のものであり、式１，式２，式３と式５，式６とから式
７で表せる。
【０００４】
【数１】
【０００５】式７から分かるように、式８，式９が成立
するように荷重ｗｉ′が調整されれば、ｚ（ｋ）、即ち
サイドローブキャンセラの出力信号は受信干渉波が抑圧
され所望波成分に近くなる。しかし、式８、式９を同時
に成立たせることは不可能であり、主アンテナ１におけ
る所望波成分が減衰することになる。さて、上記の荷重
ｗｉ′を決定するためには、受信干渉波のパラメータ
（方向、 周波数）が既知でなければならないので、一
般的には、ｚ（ｋ）の２乗平均値が最小になるように逐
次的に荷重ｗｉ′を更新していく方法がとられ、以下こ
の手法の一例であるＬＭＳアルゴリズムに基づいて説明
する。所望波、受信干渉波、及び受信機雑音は、夫々統
計的に独立であり、互いに無相関であるとすると、次式
が成り立つ。 Ｅ［Ｓ* （ｋ）Ｊ（ｋ）］＝０， （１０） Ｅ［Ｓ* （ｋ）ｎＭ （ｋ）］＝０， Ｅ［Ｓ* （ｋ）ｎi （ｋ）］＝０， （ｉ＝１，２） Ｅ［Ｊ* （ｋ）ｎＭ （ｋ）］＝０， Ｅ［Ｊ* （ｋ）ｎi （ｋ）］＝０， （ｉ＝１，２） Ｅ［ｎＭ * （ｋ）ｎi （ｋ）］＝０，（ｉ＝１，２） Ｅ［ｎ1 * （ｋ）ｎ2 （ｋ）］＝０， ここで、Ｓ（ｋ）は所望波成分、Ｊ（ｋ）は受信干渉波
成分、Ｅ［ ］は集合平均を表す。このとき、ｚ（ｋ）
の２乗平均値は次式で表される。
するように荷重ｗｉ′が調整されれば、ｚ（ｋ）、即ち
サイドローブキャンセラの出力信号は受信干渉波が抑圧
され所望波成分に近くなる。しかし、式８、式９を同時
に成立たせることは不可能であり、主アンテナ１におけ
る所望波成分が減衰することになる。さて、上記の荷重
ｗｉ′を決定するためには、受信干渉波のパラメータ
（方向、 周波数）が既知でなければならないので、一
般的には、ｚ（ｋ）の２乗平均値が最小になるように逐
次的に荷重ｗｉ′を更新していく方法がとられ、以下こ
の手法の一例であるＬＭＳアルゴリズムに基づいて説明
する。所望波、受信干渉波、及び受信機雑音は、夫々統
計的に独立であり、互いに無相関であるとすると、次式
が成り立つ。 Ｅ［Ｓ* （ｋ）Ｊ（ｋ）］＝０， （１０） Ｅ［Ｓ* （ｋ）ｎＭ （ｋ）］＝０， Ｅ［Ｓ* （ｋ）ｎi （ｋ）］＝０， （ｉ＝１，２） Ｅ［Ｊ* （ｋ）ｎＭ （ｋ）］＝０， Ｅ［Ｊ* （ｋ）ｎi （ｋ）］＝０， （ｉ＝１，２） Ｅ［ｎＭ * （ｋ）ｎi （ｋ）］＝０，（ｉ＝１，２） Ｅ［ｎ1 * （ｋ）ｎ2 （ｋ）］＝０， ここで、Ｓ（ｋ）は所望波成分、Ｊ（ｋ）は受信干渉波
成分、Ｅ［ ］は集合平均を表す。このとき、ｚ（ｋ）
の２乗平均値は次式で表される。
【０００６】
【数２】
【０００７】ここで、 ＰS ＝Ｅ［｜Ｓ（ｋ）｜２ ］＝Ａｓ２ （１２ａ） Ｐj ＝Ｅ［｜Ｊ（ｋ）｜２ ］＝Ａj ２ （１２ｂ） σN ２ ＝Ｅ［｜ｎＭ （ｋ）｜２ ］＝Ｅ［｜ｎ1 （ｋ）｜２ ］ ＝Ｅ［｜ｎ2 （ｋ）｜２ ］， （１２ｃ） 式１１よりＥ［｜ｚ（ｋ）｜２ ］を最小にするように
荷重ｗ1 ′（ｋ）を調整するということは、以下の式１
３ａ，式１３ｂを零にすることであり、この場合、受信
干渉波のみならず所望波も抑圧されることが分かる。
荷重ｗ1 ′（ｋ）を調整するということは、以下の式１
３ａ，式１３ｂを零にすることであり、この場合、受信
干渉波のみならず所望波も抑圧されることが分かる。
【０００８】
【数３】
【０００９】さて、Ｅ［｜ｚ（ｋ）｜２ ］を最小にす
る荷重を最適荷重と呼び、特にこれをｗi ＯＰＴ ，
（ｉ＝１，２）と表記すると、ｗi ＯＰＴ は次のＷｉ
ｅｎｅｒ−Ｈｏｐｆの方程式の解として与えられる。
る荷重を最適荷重と呼び、特にこれをｗi ＯＰＴ ，
（ｉ＝１，２）と表記すると、ｗi ＯＰＴ は次のＷｉ
ｅｎｅｒ−Ｈｏｐｆの方程式の解として与えられる。
【００１０】
【数４】
【００１１】上記のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄは夫々以下を表す。 Ａ＝Ｅ［ｘ1 * （ｋ）ｘ1 （ｋ）］ （１５ｂ） Ｂ＝Ｅ［ｘ1 * （ｋ）ｘ2 （ｋ）］ Ｃ＝Ｅ［ｘ2 * （ｋ）ｘ1 （ｋ）］ Ｄ＝Ｅ［ｘ2 * （ｋ）ｘ2 （ｋ）］
【００１２】
【数５】
【００１３】実際にはｘi （ｋ）の共分散行列ベクトル
Ｒの逆行列を計算することを避けるために、次式に示さ
れるＬＭＳアルゴリズムに基づいて逐次的に、ベクトル
ＲとベクトルＰを推定しながら荷重更新を行う。μは収
束パラメータを表す。 ｗi ′（ｋ＋１） ＝ｗi ′（ｋ）＋μｚ（ｋ）ｘi * （ｋ）， （ｉ＝０，１） （１６） さて、ここでサイドローブキャンセラ出力における所望
波の減衰度を表す評価パラメータγを導入する。 γ＝Ｓ／Ｔ （１７） ここで、
Ｒの逆行列を計算することを避けるために、次式に示さ
れるＬＭＳアルゴリズムに基づいて逐次的に、ベクトル
ＲとベクトルＰを推定しながら荷重更新を行う。μは収
束パラメータを表す。 ｗi ′（ｋ＋１） ＝ｗi ′（ｋ）＋μｚ（ｋ）ｘi * （ｋ）， （ｉ＝０，１） （１６） さて、ここでサイドローブキャンセラ出力における所望
波の減衰度を表す評価パラメータγを導入する。 γ＝Ｓ／Ｔ （１７） ここで、
【００１４】
【数６】
【００１５】主アンテナ１による受信信号ｘ0 （ｋ）の
平均電力は式１８で表されるから、式１７はサイドロー
ブキャンセラ出力における所望波の抑圧比を表している
ことが分かる。即ち、γの値が大きい程サイドローブキ
ャンセラの出力における所望波の減衰量が大きいことを
表す。 Ｅ［｜ｘ0（ｋ）｜２］ ＝｜ＧM（θｓ）｜２ＰS＋｜ＧM（θｊ）｜２Ｐｊ＋σN２，（１８） 図１１に従来のサイドローブキャンセラにおける所望波
の減衰量γの計算例を示す。図１１の計算に用いた主要
パラメータの値を以下に示す。但し、荷重ｗ1′
（ｋ），ｗ2 ′（ｋ）は式１５のＷｉｅｎｅｒ−Ｈｏｐ
ｆの方程式を解いて得られる最適荷重値を用いている。
図１１の縦軸は所望波の減衰量（γ）のデシベル値を示
し、横軸は所望波の補助アンテナ１素子当りの信号対雑
音比（ＳＮＲ）のデシベル値を示す。 ＜計算例の主要パラメータ＞ 所望波：ＳＮＲ＝−２０〜２０ｄＢ，θｓ＝０．０°，λｓ＝５．４５ｃｍ 干渉波：ＪＮＲ＝４０ｄＢ， θｊ＝２０．０°，λｊ＝５．４３ｃｍ アンテナ間隔：ｄ＝２．７ｃｍ 補助アンテナ数：２主アンテナゲイン：メインロ−ブ
２４ｄＢ，サイドロ−ブ３ｄＢ 主ビーム幅：３° 図１１によれば、所望波の補助アンテナ１素子当りの信
号対雑音比（ＳＮＲ）が約ー２０ｄＢを越えると、所望
波の減衰量（γ）は大きくなりはじめ、所望波の信号対
雑音比（ＳＮＲ）が０ｄＢ，１０ｄＢ，２０ｄＢのと
き、所望波の減衰量（γ）は夫々約３ｄＢ，約１６ｄ
Ｂ，約３５ｄＢと増大する。
平均電力は式１８で表されるから、式１７はサイドロー
ブキャンセラ出力における所望波の抑圧比を表している
ことが分かる。即ち、γの値が大きい程サイドローブキ
ャンセラの出力における所望波の減衰量が大きいことを
表す。 Ｅ［｜ｘ0（ｋ）｜２］ ＝｜ＧM（θｓ）｜２ＰS＋｜ＧM（θｊ）｜２Ｐｊ＋σN２，（１８） 図１１に従来のサイドローブキャンセラにおける所望波
の減衰量γの計算例を示す。図１１の計算に用いた主要
パラメータの値を以下に示す。但し、荷重ｗ1′
（ｋ），ｗ2 ′（ｋ）は式１５のＷｉｅｎｅｒ−Ｈｏｐ
ｆの方程式を解いて得られる最適荷重値を用いている。
図１１の縦軸は所望波の減衰量（γ）のデシベル値を示
し、横軸は所望波の補助アンテナ１素子当りの信号対雑
音比（ＳＮＲ）のデシベル値を示す。 ＜計算例の主要パラメータ＞ 所望波：ＳＮＲ＝−２０〜２０ｄＢ，θｓ＝０．０°，λｓ＝５．４５ｃｍ 干渉波：ＪＮＲ＝４０ｄＢ， θｊ＝２０．０°，λｊ＝５．４３ｃｍ アンテナ間隔：ｄ＝２．７ｃｍ 補助アンテナ数：２主アンテナゲイン：メインロ−ブ
２４ｄＢ，サイドロ−ブ３ｄＢ 主ビーム幅：３° 図１１によれば、所望波の補助アンテナ１素子当りの信
号対雑音比（ＳＮＲ）が約ー２０ｄＢを越えると、所望
波の減衰量（γ）は大きくなりはじめ、所望波の信号対
雑音比（ＳＮＲ）が０ｄＢ，１０ｄＢ，２０ｄＢのと
き、所望波の減衰量（γ）は夫々約３ｄＢ，約１６ｄ
Ｂ，約３５ｄＢと増大する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
従来のサイドローブキャンセラでは、受信干渉波数が補
助アンテナ数より少なく、更に比較的近距離に目標が存
在し補助アンテナにおける所望波電力が比較的大きく受
信干渉波電力に比べて無視できないとき、サイドローブ
キャンセラ出力において、受信干渉波だけでなく所望波
も抑圧されるという課題があった。この発明は上記のよ
うな課題を解消するためになされたもので、受信干渉波
数がサイドローブキャンセラのもつ補助アンテナ数より
少なく、補助アンテナにおける所望波電力が比較的大き
く受信干渉波電力に比べて無視できないときに、サイド
ローブキャンセラの出力において、所望波の減衰を軽減
することのできるサイドローブキャンセラを提供するこ
とを目的とする。
従来のサイドローブキャンセラでは、受信干渉波数が補
助アンテナ数より少なく、更に比較的近距離に目標が存
在し補助アンテナにおける所望波電力が比較的大きく受
信干渉波電力に比べて無視できないとき、サイドローブ
キャンセラ出力において、受信干渉波だけでなく所望波
も抑圧されるという課題があった。この発明は上記のよ
うな課題を解消するためになされたもので、受信干渉波
数がサイドローブキャンセラのもつ補助アンテナ数より
少なく、補助アンテナにおける所望波電力が比較的大き
く受信干渉波電力に比べて無視できないときに、サイド
ローブキャンセラの出力において、所望波の減衰を軽減
することのできるサイドローブキャンセラを提供するこ
とを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明におけるサイドローブキャンセラでは、以
下の要素を備えて構成したものである。 （ａ）所定の間隔をおいて並べられた主アンテナとＮ個
の補助アンテナとに接続されたＮ＋１個の受信機、 （ｂ）上記主アンテナの受信機出力信号（以下、主アン
テナの受信信号と呼ぶ）に存在する主アンテナののサイ
ドローブから入射した受信干渉波を抑圧して所望波をう
る、以下の構成を有する適応信号処理手段、 （ｂ１）２信号を入力し出力信号の２乗平均値が最小に
なるよう調整された荷重値を一方の入力信号に乗じた結
果を他方の入力信号から減算して出力信号を得る適応ブ
ロック、 （ｂ２）上記適応ブロックを以下のように配列した回路
網、即ちＮ行Ｎ列の点を想定しその上に、第１行は同一
列の第１から第Ｎまでのアンテナの受信信号を夫々一方
の入力とし、第Ｎ＋１のアンテナの受信信号を共通の他
方の入力とする第１から第ＮまでのＮ個の適応ブロック
を配置し、第２行は第１行の第１から第Ｎ−１までのＮ
−１個の適応ブロックの出力信号を夫々一方の入力と
し、第Ｎの適応ブロックの出力信号を共通の他方の入力
とする第１から第Ｎ−１までのＮ−１個の適応ブロック
を配置し、以下順に続けて、ｍ≦Ｎとし第ｍ行では第ｍ
−１行の第１から第Ｎ−ｍ＋１までの適応ブロックの出
力信号を夫々一方の入力とし、第Ｎ−ｍ＋２の受信機出
力信号を共通の他方の入力とする第１から第Ｎ−ｍ＋１
までのＮ−ｍ＋１個の適応ブロックを配置し、第Ｎ行は
第Ｎ−１行の第１と第２の適応ブロックの出力信号を入
力とする第１列の１個の適応ブロックを配置する。 （ｃ）上記適応信号処理手段を構成する回路網において
各補助アンテナの受信信号の経路を開閉して、補助アン
テナ数を切替える切替器、 （ｄ）上記適応信号処理手段を構成する回路網において
第１から第Ｎ−１行までの各行の最後列の適応ブロック
の入力信号と出力信号の平均電力比から受信干渉波数を
判定し、それに基づいて上記切替器を制御する制御手
段。
めに、本発明におけるサイドローブキャンセラでは、以
下の要素を備えて構成したものである。 （ａ）所定の間隔をおいて並べられた主アンテナとＮ個
の補助アンテナとに接続されたＮ＋１個の受信機、 （ｂ）上記主アンテナの受信機出力信号（以下、主アン
テナの受信信号と呼ぶ）に存在する主アンテナののサイ
ドローブから入射した受信干渉波を抑圧して所望波をう
る、以下の構成を有する適応信号処理手段、 （ｂ１）２信号を入力し出力信号の２乗平均値が最小に
なるよう調整された荷重値を一方の入力信号に乗じた結
果を他方の入力信号から減算して出力信号を得る適応ブ
ロック、 （ｂ２）上記適応ブロックを以下のように配列した回路
網、即ちＮ行Ｎ列の点を想定しその上に、第１行は同一
列の第１から第Ｎまでのアンテナの受信信号を夫々一方
の入力とし、第Ｎ＋１のアンテナの受信信号を共通の他
方の入力とする第１から第ＮまでのＮ個の適応ブロック
を配置し、第２行は第１行の第１から第Ｎ−１までのＮ
−１個の適応ブロックの出力信号を夫々一方の入力と
し、第Ｎの適応ブロックの出力信号を共通の他方の入力
とする第１から第Ｎ−１までのＮ−１個の適応ブロック
を配置し、以下順に続けて、ｍ≦Ｎとし第ｍ行では第ｍ
−１行の第１から第Ｎ−ｍ＋１までの適応ブロックの出
力信号を夫々一方の入力とし、第Ｎ−ｍ＋２の受信機出
力信号を共通の他方の入力とする第１から第Ｎ−ｍ＋１
までのＮ−ｍ＋１個の適応ブロックを配置し、第Ｎ行は
第Ｎ−１行の第１と第２の適応ブロックの出力信号を入
力とする第１列の１個の適応ブロックを配置する。 （ｃ）上記適応信号処理手段を構成する回路網において
各補助アンテナの受信信号の経路を開閉して、補助アン
テナ数を切替える切替器、 （ｄ）上記適応信号処理手段を構成する回路網において
第１から第Ｎ−１行までの各行の最後列の適応ブロック
の入力信号と出力信号の平均電力比から受信干渉波数を
判定し、それに基づいて上記切替器を制御する制御手
段。
【００１８】
【作用】上記のように構成された本発明のサイドローブ
キャンセラでは、主アンテナとＮ個の補助アンテナの受
信信号をグラム・シュミットの直交化法を用いて適応信
号処理し、直交化手段を構成する各適応ブロックの入力
側に補助アンテナ数を切替える切替器を備えるととも
に、直交化手段を構成する適応ブロックの各行の最後列
の適応ブロックの入力信号と出力信号の平均電力比から
受信干渉波数を判定し、それに基づいて補助アンテナ数
を切替える制御手段を備えたことにより、受信干渉波数
に応じて、補助アンテナ数をそれに等しく切替えること
ができる。
キャンセラでは、主アンテナとＮ個の補助アンテナの受
信信号をグラム・シュミットの直交化法を用いて適応信
号処理し、直交化手段を構成する各適応ブロックの入力
側に補助アンテナ数を切替える切替器を備えるととも
に、直交化手段を構成する適応ブロックの各行の最後列
の適応ブロックの入力信号と出力信号の平均電力比から
受信干渉波数を判定し、それに基づいて補助アンテナ数
を切替える制御手段を備えたことにより、受信干渉波数
に応じて、補助アンテナ数をそれに等しく切替えること
ができる。
【００１９】
【実施例】図１はこの発明のサイドローブキャンセラの
実施例１の構成を示す図である。先ず、図１に示す補助
アンテナ数Ｎが２のときのサイドローブキャンセラの構
成について説明する。図中、従来例と同一又は同等部分
は同一符号を付し、重複説明を省く。本実施例では直交
化手段としてグラム・シュミットの直交化法を用いてお
り、適応ブロック８ｂは補助アンテナ２ａ、２ｂの受信
信号ｘ1 （ｋ），ｘ2 （ｋ）の２信号を入力とし、適応
ブロック８ｂの出力信号ｘ1 ′（ｋ）の２乗平均値が最
小になるよう調整された荷重値ｗ2 （ｋ）を一方の入力
信号ｘ2 （ｋ）に乗じ、その積を他方の入力信号ｘ1
（ｋ）から減算して出力信号を得る。その結果ｘ2
（ｋ）とｘ1 ′（ｋ）とは直交し、これら２信号は主ア
ンテナ１に接続された受信機３の出力にカスケ−ド接続
された適応ブロック８ａ及び８ｃの夫々一方の入力信号
として転送される。適応ブロック８ａでは、主アンテナ
１の受信信号ｘ0 （ｋ）とｘ2 （ｋ）の２信号を入力と
し、適応ブロック８ｃでは適応ブロック８ａの出力信号
ｘ0 ′（ｋ）と適応ブロック８ｂの出力信号ｘ1 ′
（ｋ）の２信号を入力として、適応ブロック８ｂについ
ての説明と同様の適応信号処理を行い、最終的にサイド
ローブキャンセラ出力信号ｚ（ｋ）を得る。
実施例１の構成を示す図である。先ず、図１に示す補助
アンテナ数Ｎが２のときのサイドローブキャンセラの構
成について説明する。図中、従来例と同一又は同等部分
は同一符号を付し、重複説明を省く。本実施例では直交
化手段としてグラム・シュミットの直交化法を用いてお
り、適応ブロック８ｂは補助アンテナ２ａ、２ｂの受信
信号ｘ1 （ｋ），ｘ2 （ｋ）の２信号を入力とし、適応
ブロック８ｂの出力信号ｘ1 ′（ｋ）の２乗平均値が最
小になるよう調整された荷重値ｗ2 （ｋ）を一方の入力
信号ｘ2 （ｋ）に乗じ、その積を他方の入力信号ｘ1
（ｋ）から減算して出力信号を得る。その結果ｘ2
（ｋ）とｘ1 ′（ｋ）とは直交し、これら２信号は主ア
ンテナ１に接続された受信機３の出力にカスケ−ド接続
された適応ブロック８ａ及び８ｃの夫々一方の入力信号
として転送される。適応ブロック８ａでは、主アンテナ
１の受信信号ｘ0 （ｋ）とｘ2 （ｋ）の２信号を入力と
し、適応ブロック８ｃでは適応ブロック８ａの出力信号
ｘ0 ′（ｋ）と適応ブロック８ｂの出力信号ｘ1 ′
（ｋ）の２信号を入力として、適応ブロック８ｂについ
ての説明と同様の適応信号処理を行い、最終的にサイド
ローブキャンセラ出力信号ｚ（ｋ）を得る。
【００２０】更に、補助アンテナ２ａ、２ｂの受信信号
ｘ1 （ｋ），ｘ2 （ｋ）の適応ブロック８ｂへの信号入
力路に新たに切替器９を設けている。切替器９は駆動信
号がＯＦＦのとき、接点９ａ，９ｂはブレ−ク接点であ
るので、適応ブロック８ｂの入力路は閉じていて、補助
アンテナ２ａ，２ｂによる受信信号ｘ1 （ｋ），ｘ2
（ｋ）は、適応ブロック８ｂに入力される。一方、切替
器９は駆動信号がＯＮのとき、接点９ａ，９ｂは開とな
るので、適応ブロック８ｂの入力路は開となり、補助ア
ンテナ２ａが切離されると共に、適応ブロック８ｂも無
効となるので、補助アンテナ数は２から１に切替えられ
る。
ｘ1 （ｋ），ｘ2 （ｋ）の適応ブロック８ｂへの信号入
力路に新たに切替器９を設けている。切替器９は駆動信
号がＯＦＦのとき、接点９ａ，９ｂはブレ−ク接点であ
るので、適応ブロック８ｂの入力路は閉じていて、補助
アンテナ２ａ，２ｂによる受信信号ｘ1 （ｋ），ｘ2
（ｋ）は、適応ブロック８ｂに入力される。一方、切替
器９は駆動信号がＯＮのとき、接点９ａ，９ｂは開とな
るので、適応ブロック８ｂの入力路は開となり、補助ア
ンテナ２ａが切離されると共に、適応ブロック８ｂも無
効となるので、補助アンテナ数は２から１に切替えられ
る。
【００２１】次いで、受信干渉波数の判定し、それに基
づいて、補助アンテナ数を切替える上記切替器を制御す
る制御手段として制御器１０について説明する。受信干
渉波数による適応ブロック８ｂの出力信号ｘ1 ′（ｋ）
の平均電力の変化に着目する。既に説明したように、適
応ブロック８ｂでは結果として２つの入力信号、即ち、
補助アンテナ２ａ、２ｂで受信された信号中、電力の大
きい信号成分を除去するように荷重が調整されるので、
受信干渉波数が１のとき、適応ブロック８ｂの出力信号
ｘ1 ′（ｋ）は減算を行う前の信号、即ち適応ブロック
８ｂの入力信号ｘ1 （ｋ）と比べて、平均電力値が大幅
に低下する。一方、受信干渉波数が２のときは、荷重調
整によって両方の受信干渉波成分を同時に除去すること
ができないので、適応ブロック８ｂの入力信号ｘ1
（ｋ）と比べて、適応ブロック８ｂの出力信号ｘ1 ′
（ｋ）の平均電力の低下の度合は受信干渉波数が１の場
合に比較して小さい。ここで、新たに、この適応ブロッ
ク８ｂの入力信号である補助アンテナ２ａの受信信号ｘ
1 （ｋ）と、適応ブロック８ｂの出力信号ｘ1 ′（ｋ）
との平均電力比をＲＡＴＩＯと定義し式１９で表す。
づいて、補助アンテナ数を切替える上記切替器を制御す
る制御手段として制御器１０について説明する。受信干
渉波数による適応ブロック８ｂの出力信号ｘ1 ′（ｋ）
の平均電力の変化に着目する。既に説明したように、適
応ブロック８ｂでは結果として２つの入力信号、即ち、
補助アンテナ２ａ、２ｂで受信された信号中、電力の大
きい信号成分を除去するように荷重が調整されるので、
受信干渉波数が１のとき、適応ブロック８ｂの出力信号
ｘ1 ′（ｋ）は減算を行う前の信号、即ち適応ブロック
８ｂの入力信号ｘ1 （ｋ）と比べて、平均電力値が大幅
に低下する。一方、受信干渉波数が２のときは、荷重調
整によって両方の受信干渉波成分を同時に除去すること
ができないので、適応ブロック８ｂの入力信号ｘ1
（ｋ）と比べて、適応ブロック８ｂの出力信号ｘ1 ′
（ｋ）の平均電力の低下の度合は受信干渉波数が１の場
合に比較して小さい。ここで、新たに、この適応ブロッ
ク８ｂの入力信号である補助アンテナ２ａの受信信号ｘ
1 （ｋ）と、適応ブロック８ｂの出力信号ｘ1 ′（ｋ）
との平均電力比をＲＡＴＩＯと定義し式１９で表す。
【００２２】
【数７】
【００２３】図１２に受信干渉波数が１のときのＲＡＴ
ＩＯの計算例を、図１３に受信干渉波数が２のときのＲ
ＡＴＩＯの計算例を示す。縦軸はＲＡＴＩＯのｄＢ値、
横軸は入力サンプル数、即ち、式１９におけるＮを表
す。図１２の計算に用いた主要パラメータの値を以下に
示す。このパラメータはサイドローブキャンセラの運用
環境を考え、補助アンテナ１素子当たりの干渉波の受信
電力は所望波の受信電力に対して、主アンテナのメイン
ローブとサイドローブの利得差程度大きいものとし、ま
た受信干渉波数が２の場合、両者の干渉波電力は等しい
ものとしている。＜計算例の主要パラメータ＞ 所望波（Ｓ）：ＳＮＲ＝２０ｄＢ，θｓ＝ ０．０°，λｓ＝５．４５ｃｍ 干渉波（Ｊ）：ＪＮＲ＝４０ｄＢ，θｊ＝２０．０°，λj ＝５．４３ｃｍ アンテナ間隔：ｄ＝２．７ｃｍ 補助アンテナ数：１又は２ 主アンテナゲイン：メインロ−ブ２４ｄＢ，サイドロ−
ブ３ｄＢ 図１２によれば、入力サンプル数の増加に伴いＲＡＴＩ
Ｏ値は大となり、約２０ｄＢで頭打ちとなっている。一
方、図１３によれば、ＲＡＴＩＯ値は５ｄＢに満たない
値で頭打ちとなっている。従って、ＲＡＴＩＯ値に対し
て所定のしきい値を設定することにより、受信干渉波数
が１か２かを判定することができる。
ＩＯの計算例を、図１３に受信干渉波数が２のときのＲ
ＡＴＩＯの計算例を示す。縦軸はＲＡＴＩＯのｄＢ値、
横軸は入力サンプル数、即ち、式１９におけるＮを表
す。図１２の計算に用いた主要パラメータの値を以下に
示す。このパラメータはサイドローブキャンセラの運用
環境を考え、補助アンテナ１素子当たりの干渉波の受信
電力は所望波の受信電力に対して、主アンテナのメイン
ローブとサイドローブの利得差程度大きいものとし、ま
た受信干渉波数が２の場合、両者の干渉波電力は等しい
ものとしている。＜計算例の主要パラメータ＞ 所望波（Ｓ）：ＳＮＲ＝２０ｄＢ，θｓ＝ ０．０°，λｓ＝５．４５ｃｍ 干渉波（Ｊ）：ＪＮＲ＝４０ｄＢ，θｊ＝２０．０°，λj ＝５．４３ｃｍ アンテナ間隔：ｄ＝２．７ｃｍ 補助アンテナ数：１又は２ 主アンテナゲイン：メインロ−ブ２４ｄＢ，サイドロ−
ブ３ｄＢ 図１２によれば、入力サンプル数の増加に伴いＲＡＴＩ
Ｏ値は大となり、約２０ｄＢで頭打ちとなっている。一
方、図１３によれば、ＲＡＴＩＯ値は５ｄＢに満たない
値で頭打ちとなっている。従って、ＲＡＴＩＯ値に対し
て所定のしきい値を設定することにより、受信干渉波数
が１か２かを判定することができる。
【００２４】上記の受信干渉波数を判定し、それに基づ
いて補助アンテナ数を切替える切替器を制御する制御器
の動作について、図２のフローチャートを参照して説明
する。先ず、初期状態として切替器９はＯＦＦの状態に
あるとする。（９ａ，９ｂはブレ−ク接点であり常時
閉） ステップ２０で適応ブロック８ｂの入力信号（補助アン
テナ２ａの受信信号）ｘ1 （ｋ）の平均電力値を計算す
る。 ステップ２１で適応ブロック８ｂの出力信号（複素減算
器７ｂの出力信号）ｘ1 ′（ｋ）の平均電力を計算す
る。 ステップ２２でステップ２０とステップ２１のデ−タを
もとにその比ＲＡＴＩＯを計算する。 ステップ２３で受信干渉波数が２の場合、ＲＡＴＩＯ値
は所定のしきい値より小であるので受信干渉波数は２で
あると判定され、ステップ２４へ分岐する。 ステップ２４で切替器９をＯＦＦとし補助アンテナ数は
２に設定される。上記のステップ２３で、もし受信干渉
波数が１の場合、ＲＡＴＩＯ値は所定のしきい値より大
であるので受信干渉波数は１であると判定され、ステッ
プ２５へ進む。 ステップ２５で切替器９をＯＮとし補助アンテナ数を１
に切替える。
いて補助アンテナ数を切替える切替器を制御する制御器
の動作について、図２のフローチャートを参照して説明
する。先ず、初期状態として切替器９はＯＦＦの状態に
あるとする。（９ａ，９ｂはブレ−ク接点であり常時
閉） ステップ２０で適応ブロック８ｂの入力信号（補助アン
テナ２ａの受信信号）ｘ1 （ｋ）の平均電力値を計算す
る。 ステップ２１で適応ブロック８ｂの出力信号（複素減算
器７ｂの出力信号）ｘ1 ′（ｋ）の平均電力を計算す
る。 ステップ２２でステップ２０とステップ２１のデ−タを
もとにその比ＲＡＴＩＯを計算する。 ステップ２３で受信干渉波数が２の場合、ＲＡＴＩＯ値
は所定のしきい値より小であるので受信干渉波数は２で
あると判定され、ステップ２４へ分岐する。 ステップ２４で切替器９をＯＦＦとし補助アンテナ数は
２に設定される。上記のステップ２３で、もし受信干渉
波数が１の場合、ＲＡＴＩＯ値は所定のしきい値より大
であるので受信干渉波数は１であると判定され、ステッ
プ２５へ進む。 ステップ２５で切替器９をＯＮとし補助アンテナ数を１
に切替える。
【００２５】従来例において図１１の計算に用いたのと
同じパラメータで、補助アンテナ数を１に切替えたとき
の所望波抑圧量（γ）の変化を図１０に示す。図１０に
よれば、補助アンテナ数を１に切替えた場合は、所望波
の補助アンテナ１素子当たりの信号対雑音比ＳＮＲが２
０ｄＢあっても所望波抑圧量（γ）は約０ｄＢであり、
所望波はほとんど減衰しないという効果が得られる。
同じパラメータで、補助アンテナ数を１に切替えたとき
の所望波抑圧量（γ）の変化を図１０に示す。図１０に
よれば、補助アンテナ数を１に切替えた場合は、所望波
の補助アンテナ１素子当たりの信号対雑音比ＳＮＲが２
０ｄＢあっても所望波抑圧量（γ）は約０ｄＢであり、
所望波はほとんど減衰しないという効果が得られる。
【００２６】図３は、実施例２の構成の要部を示す図で
ある。図３に示す補助アンテナ数Ｎが４のときのサイド
ローブキャンセラの構成について説明する。主アンテナ
と４個の補助アンテナの各受信信号を入力信号とし（各
受信機は図示していない）、受信干渉波を抑圧して所望
波信号をうるための適応信号処理手段として、４行４列
の点を想定しその上に、第１行は第１から第４までの４
個の適応ブロック、第２行は第１から第３までの３個の
適応ブロックというように、行番号が１つ進むに従って
適応ブロックを１個ずつ減らし、第４行は第１列の１個
の適応ブロックのみ配置された、合計１０個の適応ブロ
ックを備えていて、各適応ブロック間の接続を以下に説
明する。上記の第１行の第１から第４までの４個の適応
ブロックの入力は、夫々順に、第１の主アンテナ及び第
２から第４までの補助アンテナの受信信号を一方の入力
とし、第５の補助アンテナの受信信号を共通のもう一方
の入力としている。第２行の第１から第３までの３個の
適応ブロックの入力は、夫々順に、第１行の第１から第
３までの３個の同一列の適応ブロックの出力信号を一方
の入力とし、第１行の第４の適応ブロック出力信号を共
通のもう一方の入力としている。以下同様に、第４行の
１個の適応ブロックの入力は、第３行の第１と第２の適
応ブロック出力信号を入力としている。ここで、主アン
テナの受信信号に関係しない第２列から第４列に属する
合計６個から成る適応ブロックは当該サイドローブキャ
ンセラにおいて直交化手段を構成している。上記直交化
手段を構成する各適応ブロックの入力側に図示するよう
に、ブレ−ク接点２回路を有する切替器を設置し、全て
の切替器の駆動信号がＯＦＦのとき、全ての適応ブロッ
クの入力路は閉じていて、全ての補助アンテナの受信信
号は、対応する適応ブロックに入力される。次に、上記
切替器を制御する制御手段として制御器は、主アンテナ
による受信信号に関係しない第２列から第４列に属する
合計６個から成る直交化手段において、各行ごとに１個
備え、夫々当該行の最後列の適応ブロックの入力信号と
出力信号から入力信号を得て受信干渉波数の判定し、そ
れに基づいて夫々最後列に属する全ての適応ブロックの
入力側の切替器を制御する。
ある。図３に示す補助アンテナ数Ｎが４のときのサイド
ローブキャンセラの構成について説明する。主アンテナ
と４個の補助アンテナの各受信信号を入力信号とし（各
受信機は図示していない）、受信干渉波を抑圧して所望
波信号をうるための適応信号処理手段として、４行４列
の点を想定しその上に、第１行は第１から第４までの４
個の適応ブロック、第２行は第１から第３までの３個の
適応ブロックというように、行番号が１つ進むに従って
適応ブロックを１個ずつ減らし、第４行は第１列の１個
の適応ブロックのみ配置された、合計１０個の適応ブロ
ックを備えていて、各適応ブロック間の接続を以下に説
明する。上記の第１行の第１から第４までの４個の適応
ブロックの入力は、夫々順に、第１の主アンテナ及び第
２から第４までの補助アンテナの受信信号を一方の入力
とし、第５の補助アンテナの受信信号を共通のもう一方
の入力としている。第２行の第１から第３までの３個の
適応ブロックの入力は、夫々順に、第１行の第１から第
３までの３個の同一列の適応ブロックの出力信号を一方
の入力とし、第１行の第４の適応ブロック出力信号を共
通のもう一方の入力としている。以下同様に、第４行の
１個の適応ブロックの入力は、第３行の第１と第２の適
応ブロック出力信号を入力としている。ここで、主アン
テナの受信信号に関係しない第２列から第４列に属する
合計６個から成る適応ブロックは当該サイドローブキャ
ンセラにおいて直交化手段を構成している。上記直交化
手段を構成する各適応ブロックの入力側に図示するよう
に、ブレ−ク接点２回路を有する切替器を設置し、全て
の切替器の駆動信号がＯＦＦのとき、全ての適応ブロッ
クの入力路は閉じていて、全ての補助アンテナの受信信
号は、対応する適応ブロックに入力される。次に、上記
切替器を制御する制御手段として制御器は、主アンテナ
による受信信号に関係しない第２列から第４列に属する
合計６個から成る直交化手段において、各行ごとに１個
備え、夫々当該行の最後列の適応ブロックの入力信号と
出力信号から入力信号を得て受信干渉波数の判定し、そ
れに基づいて夫々最後列に属する全ての適応ブロックの
入力側の切替器を制御する。
【００２７】一般的に、補助アンテナ数Ｎを有するサイ
ドローブキャンセラにおいて、受信干渉波数Ｎｉが種々
の数をとる場合の制御器の動作について説明する。受信
干渉波数ＮｉがＮ＞Ｎｉ＞１のとき、第１行から第（Ｎ
ｉ−１）行までの制御器ではＲＡＴＩＯの値が図１３に
類似した傾向を示し、第Ｎｉ行から第（Ｎ−１）行まで
の制御器ではＲＡＴＩＯ値が図１２に類似した傾向を示
す。従って、第１行から第（Ｎｉ−１）行までの各制御
器が制御を受持つ列の全ての切替器はＯＦＦのまま（切
替器の接点は閉状態）であり、第Ｎｉ行から第（Ｎ−
１）行までの各制御器が制御を受持つ列の全ての切替器
をＯＮにする。（切替器の接点は開状態）受信干渉波数
Ｎｉが１のときは、第１行から第（Ｎ−１）行までの全
ての制御器ではＲＡＴＩＯ値が図１２に類似した傾向を
示す。従って、第１行から第（Ｎ−１）行までの制御器
が受持つ列の全ての切替器をＯＮにする。（切替器の接
点は開状態）受信干渉波数ＮｉがＮ、即ち受信干渉波数
がサイドローブキャンセラの有する補助アンテナ数に等
しいときは、第１行から第（Ｎ−１）行までの全ての制
御器ではＲＡＴＩＯ値が図１３に類似した傾向を示す。
従って、第１行から第（Ｎ−１）行までの制御器が受持
つ列の全ての切替器はＯＦＦのままである。（切替器の
接点は閉状態）以上により、受信干渉波数の判定と、そ
れに応じて補助アンテナ数の切替えが可能となり、受信
干渉波数Ｎｉに補助アンテナ数を一致させることができ
る。
ドローブキャンセラにおいて、受信干渉波数Ｎｉが種々
の数をとる場合の制御器の動作について説明する。受信
干渉波数ＮｉがＮ＞Ｎｉ＞１のとき、第１行から第（Ｎ
ｉ−１）行までの制御器ではＲＡＴＩＯの値が図１３に
類似した傾向を示し、第Ｎｉ行から第（Ｎ−１）行まで
の制御器ではＲＡＴＩＯ値が図１２に類似した傾向を示
す。従って、第１行から第（Ｎｉ−１）行までの各制御
器が制御を受持つ列の全ての切替器はＯＦＦのまま（切
替器の接点は閉状態）であり、第Ｎｉ行から第（Ｎ−
１）行までの各制御器が制御を受持つ列の全ての切替器
をＯＮにする。（切替器の接点は開状態）受信干渉波数
Ｎｉが１のときは、第１行から第（Ｎ−１）行までの全
ての制御器ではＲＡＴＩＯ値が図１２に類似した傾向を
示す。従って、第１行から第（Ｎ−１）行までの制御器
が受持つ列の全ての切替器をＯＮにする。（切替器の接
点は開状態）受信干渉波数ＮｉがＮ、即ち受信干渉波数
がサイドローブキャンセラの有する補助アンテナ数に等
しいときは、第１行から第（Ｎ−１）行までの全ての制
御器ではＲＡＴＩＯ値が図１３に類似した傾向を示す。
従って、第１行から第（Ｎ−１）行までの制御器が受持
つ列の全ての切替器はＯＦＦのままである。（切替器の
接点は閉状態）以上により、受信干渉波数の判定と、そ
れに応じて補助アンテナ数の切替えが可能となり、受信
干渉波数Ｎｉに補助アンテナ数を一致させることができ
る。
【００２８】図４，図５，図６，図７は補助アンテナ数
Ｎを有する実施例２において、受信干渉波数Ｎｉが夫々
４，３，２，１のときの切替器の状態を示す図であり、
また、×印の付してある適応ブロックはその入力側の切
替器がＯＮとなって適応ブロックの入力路が開となるた
め無効であることを示している。上記各図から受信干渉
波数Ｎｉが夫々４，３，２，１のとき、補助アンテナ数
が夫々４，３，２，１に切替えられることを示してい
る。なお、直交化手段としてグラムーシュミットの直交
化法を用いた場合について説明したが、ラティスフィル
タ等の他の直交化法を用いてもよく、上記実施例と同様
の効果を奏する。
Ｎを有する実施例２において、受信干渉波数Ｎｉが夫々
４，３，２，１のときの切替器の状態を示す図であり、
また、×印の付してある適応ブロックはその入力側の切
替器がＯＮとなって適応ブロックの入力路が開となるた
め無効であることを示している。上記各図から受信干渉
波数Ｎｉが夫々４，３，２，１のとき、補助アンテナ数
が夫々４，３，２，１に切替えられることを示してい
る。なお、直交化手段としてグラムーシュミットの直交
化法を用いた場合について説明したが、ラティスフィル
タ等の他の直交化法を用いてもよく、上記実施例と同様
の効果を奏する。
【００２９】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、主ア
ンテナとＮ個の補助アンテナの受信信号をグラム・シュ
ミットの直交化法を用いて適応信号処理し、直交化手段
を構成する各適応ブロックの入力側に補助アンテナ数を
切替える切替器を備えるとともに、直交化手段を構成す
る適応ブロックの各行の最後列の適応ブロックの入力信
号と出力信号の平均電力比から受信干渉波数を判定し、
それに基づいて補助アンテナ数を切替える制御手段を備
えたことにより、受信干渉波数が補助アンテナ数より少
なく、補助アンテナにおける所望波電力が受信干渉波電
力に比べて無視できないとき、補助アンテナ数を受信干
渉波数に等しく切替えて、サイドローブキャンセラ出力
における所望波の減衰を軽減することができる。
ンテナとＮ個の補助アンテナの受信信号をグラム・シュ
ミットの直交化法を用いて適応信号処理し、直交化手段
を構成する各適応ブロックの入力側に補助アンテナ数を
切替える切替器を備えるとともに、直交化手段を構成す
る適応ブロックの各行の最後列の適応ブロックの入力信
号と出力信号の平均電力比から受信干渉波数を判定し、
それに基づいて補助アンテナ数を切替える制御手段を備
えたことにより、受信干渉波数が補助アンテナ数より少
なく、補助アンテナにおける所望波電力が受信干渉波電
力に比べて無視できないとき、補助アンテナ数を受信干
渉波数に等しく切替えて、サイドローブキャンセラ出力
における所望波の減衰を軽減することができる。
【００３０】
【図１】本発明の実施例１を示す構成図である。
【図２】本発明の実施例１の制御器の動作を示すフロー
チャートである。
チャートである。
【図３】本発明の実施例２の要部説明図である。
【図４】本発明の実施例２の切替器の状態図である。
【図５】本発明の実施例２の切替器の状態図である。
【図６】本発明の実施例２の切替器の状態図である。
【図７】本発明の実施例２の切替器の状態図である。
【図８】従来のサイドローブキャンセラを示す構成図で
ある。
ある。
【図９】従来のサイドローブキャンセラと等価な他の構
成図である。
成図である。
【図１０】本発明のサイドローブキャンセラの性能を示
す図である。
す図である。
【図１１】従来のサイドローブキャンセラの性能を示す
図である。
図である。
【図１２】本発明の受信干渉波数の判定条件を説明する
図である。
図である。
【図１３】本発明の受信干渉波数の判定条件を説明する
図である。
図である。
１ 主アンテナ ２ａ，２ｂ 補助アンテナ ３ 受信機 ４ａ，４ｂ 受信機 ５ａ，５ｂ，５ｃ 荷重計算機 ６ａ，６ｂ，６ｃ 複素乗算器 ７ａ，７ｂ，７ｃ 複素減算器 ８ａ，８ｂ，８ｃ 適応ブロック ９ 切替器 １０ 制御器
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−88375（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−286786（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−230102（ＪＰ，Ａ) 特公 平７−58857（ＪＰ，Ｂ２) 特公 平７−89602（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (1)
- 【請求項１】 主アンテナのサイドローブから入射した
受信干渉波を抑圧するサイドローブキャンセラにおい
て、以下の要素を有するサイドローブキャンセラ。 （ａ）所定の間隔をおいて並べられた主アンテナとＮ個
の補助アンテナとに接続されたＮ＋１個の受信機、 （ｂ）上記主アンテナの受信機出力信号（以下、主アン
テナの受信信号と呼ぶ）に存在する主アンテナのサイド
ローブから入射した受信干渉波を抑圧して所望波をうる
以下の構成を有する適応信号処理手段、 （ｂ１）２信号を入力し出力信号の２乗平均値が最小に
なるよう調整された荷重値を一方の入力信号に乗じその
積を他方の入力信号から減算して出力信号を得る適応ブ
ロック、 （ｂ２）上記適応ブロックを以下のように配列した回路
網、即ちＮ行Ｎ列の点を想定しその上に、第１行は同一
列の第１から第Ｎまでのアンテナの受信信号を夫々一方
の入力とし、第Ｎ＋１のアンテナの受信信号を共通の他
方の入力とする第１から第ＮまでのＮ個の適応ブロック
を配置し、第２行は第１行の第１から第Ｎ−１までのＮ
−１個の適応ブロックの出力信号を夫々一方の入力と
し、第Ｎの適応ブロックの出力信号を共通の他方の入力
とする第１から第Ｎ−１までのＮ−１個の適応ブロック
を配置し、以下順に続けて、ｍ≦Ｎとし第ｍ行では第ｍ
−１行の第１から第Ｎ−ｍ＋１までの適応ブロックの出
力信号を夫々一方の入力とし、第Ｎ−ｍ＋２の受信機出
力信号を共通の他方の入力とする第１から第Ｎ−ｍ＋１
までのＮ−ｍ＋１個の適応ブロックを配置し、第Ｎ行は
第Ｎ−１行の第１と第２の適応ブロックの出力信号を入
力とする第１の１個の適応ブロックを配置する。 （ｃ）上記適応信号処理手段を構成する回路網において
各補助アンテナの受信信号の経路を開閉して、補助アン
テナ数を切替える切替器、 （ｄ）上記適応信号処理手段を構成する回路網において
第１から第Ｎ−１行までの各行の最後列の適応ブロック
の入力信号と出力信号の平均電力比から受信干渉波数を
判定し、それに基づいて上記切替器を制御する制御手
段。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3043511A JP2705336B2 (ja) | 1991-03-08 | 1991-03-08 | サイドローブキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3043511A JP2705336B2 (ja) | 1991-03-08 | 1991-03-08 | サイドローブキャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04297883A JPH04297883A (ja) | 1992-10-21 |
| JP2705336B2 true JP2705336B2 (ja) | 1998-01-28 |
Family
ID=12665762
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3043511A Expired - Fee Related JP2705336B2 (ja) | 1991-03-08 | 1991-03-08 | サイドローブキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2705336B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8082286B1 (en) * | 2002-04-22 | 2011-12-20 | Science Applications International Corporation | Method and system for soft-weighting a reiterative adaptive signal processor |
| JP3799421B2 (ja) * | 2004-02-26 | 2006-07-19 | 防衛庁技術研究本部長 | レーダ装置 |
-
1991
- 1991-03-08 JP JP3043511A patent/JP2705336B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04297883A (ja) | 1992-10-21 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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