JP2691604B2 - 入力信号のタイミング回復制御回路 - Google Patents
入力信号のタイミング回復制御回路Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
- H04L7/007—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition detection of error based on maximum signal power, e.g. peak value, maximizing autocorrelation
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は通信伝送の分野に関し、特に、タイミング位
相情報の収集及びトラツキングに関する。
相情報の収集及びトラツキングに関する。
送信局と受信局との間の音声ネツトワークを介するデ
ータ情報の通信は、通常、変復調装置（変調器／復調
器）を使用して行われる。変復調装置は、いくつかの良
く知られた変調方式の１つに従つてデジタル情報を変調
することにより、そのデジタル情報を変換する。この変
調データは受信側変復調装置へ伝送され、そこで元の情
報を発生するために復調される。伝送された情報を適正
に復調し、復号するために、復調器には伝送のクロツク
速度が知らされていなければならない。通常、タイミン
グ情報は伝送信号自体から様々な方法によつて取出され
る。
ータ情報の通信は、通常、変復調装置（変調器／復調
器）を使用して行われる。変復調装置は、いくつかの良
く知られた変調方式の１つに従つてデジタル情報を変調
することにより、そのデジタル情報を変換する。この変
調データは受信側変復調装置へ伝送され、そこで元の情
報を発生するために復調される。伝送された情報を適正
に復調し、復号するために、復調器には伝送のクロツク
速度が知らされていなければならない。通常、タイミン
グ情報は伝送信号自体から様々な方法によつて取出され
る。
従来の伝送方法の１つは、直角位相振幅変調（QAM）
モードで実際のデータが伝送される前に直角位相シフト
キー（QPSK）モードで伝送される設定・タイミング情報
の「ヘツダ」を利用する。この方法によれば、タイミン
グ信号の収集は、ボー不確定領域で最大又は最小ボーエ
ネルギーを測定し、それに応じて初期タイマー位相を修
正することにより行われる。誤差信号に応答して、ボー
タイマーの位相は一定増分ずつ進められるか又は遅れる
ようになつている。このような方式は信号のQPSKヘツダ
部分からタイミング情報を得るのには適しているが、妨
害があるために、変復調装置がQAM伝送モードに入つた
後にタイミング信号を再び収集する必要がある場合には
不適切である。
モードで実際のデータが伝送される前に直角位相シフト
キー（QPSK）モードで伝送される設定・タイミング情報
の「ヘツダ」を利用する。この方法によれば、タイミン
グ信号の収集は、ボー不確定領域で最大又は最小ボーエ
ネルギーを測定し、それに応じて初期タイマー位相を修
正することにより行われる。誤差信号に応答して、ボー
タイマーの位相は一定増分ずつ進められるか又は遅れる
ようになつている。このような方式は信号のQPSKヘツダ
部分からタイミング情報を得るのには適しているが、妨
害があるために、変復調装置がQAM伝送モードに入つた
後にタイミング信号を再び収集する必要がある場合には
不適切である。
本発明は、不等化QAM波形に対して初期タイミング位
相不確定正の急速な収集及びジツタの少ない信頼に足る
高速トラツキングを可能にするために、ボーごとにサン
プル４つをとるタイムング回復方式を採用する。好まし
い実施例においては、本発明は0.02パーセント以下のデ
ータタイミング周波数不確定性に対して動作する。タイ
ミング回復システムはプログラム可能位相ボータイマー
と関連させたプログラム可能デジタル信号プロセツサコ
ードによつて実現される。ボータイマーはソフトウエ
ア，ハードウエア，いずれの形態で実現されても良い。
本発明の方式は、波の差方法により取出される１対の直
角位相（T/4離間している）タイミング誤差信号に基づ
いている。波の差方法においては、受信したアナログ信
号の実サンプルと虚サンプルとを二乗加算することによ
り各ボーサンプルのエンベロープ累乗を計算する。
相不確定正の急速な収集及びジツタの少ない信頼に足る
高速トラツキングを可能にするために、ボーごとにサン
プル４つをとるタイムング回復方式を採用する。好まし
い実施例においては、本発明は0.02パーセント以下のデ
ータタイミング周波数不確定性に対して動作する。タイ
ミング回復システムはプログラム可能位相ボータイマー
と関連させたプログラム可能デジタル信号プロセツサコ
ードによつて実現される。ボータイマーはソフトウエ
ア，ハードウエア，いずれの形態で実現されても良い。
本発明の方式は、波の差方法により取出される１対の直
角位相（T/4離間している）タイミング誤差信号に基づ
いている。波の差方法においては、受信したアナログ信
号の実サンプルと虚サンプルとを二乗加算することによ
り各ボーサンプルのエンベロープ累乗を計算する。
本発明の好ましい実施例では、１つのタイミング波か
らボーごとに４つのサンプルが取出される。公称上は、
ほぼ正弦波形をとる波形の最大傾きのポイントで２つの
サンプル（たとえばY1,Y3）が取出される。他の２つの
サンプル（たとえば、Y2及びY0）は、それぞれ、最大振
幅と最小振幅のポイントで取出される。本発明の回路は
サンプルY2とサンプルY0との差の大きさをできる限り大
きくすると共に、サンプルY1とサンプルY3との差の大き
さをできる限り小さくしようとする。これは、タイミン
グ位相を必要に応じて進ませる又は遅らせることにより
実行される。差の項の符号は、タイミング信号回復の効
率を最大にするのに必要な修正の性質を指示するために
利用される。
らボーごとに４つのサンプルが取出される。公称上は、
ほぼ正弦波形をとる波形の最大傾きのポイントで２つの
サンプル（たとえばY1,Y3）が取出される。他の２つの
サンプル（たとえば、Y2及びY0）は、それぞれ、最大振
幅と最小振幅のポイントで取出される。本発明の回路は
サンプルY2とサンプルY0との差の大きさをできる限り大
きくすると共に、サンプルY1とサンプルY3との差の大き
さをできる限り小さくしようとする。これは、タイミン
グ位相を必要に応じて進ませる又は遅らせることにより
実行される。差の項の符号は、タイミング信号回復の効
率を最大にするのに必要な修正の性質を指示するために
利用される。
従つて、本発明の目的は、QAM伝送モードでタイミン
グ信号の急速再収集を可能にするタイミング回復方法を
提供することである。
グ信号の急速再収集を可能にするタイミング回復方法を
提供することである。
本発明の別の目的は、信号路における利得過渡妨害に
応答するタイミング回復技術を提供することである。
応答するタイミング回復技術を提供することである。
本発明のさらに別の目的は、不等化QAM波形に対して
ジツタの低い信頼に足るトラツキングを実行するタイミ
ング回復技術を提供することである。
ジツタの低い信頼に足るトラツキングを実行するタイミ
ング回復技術を提供することである。
その他の目的及び付随する目的は添付の図面と関連す
る以下の説明を読むことにより明白になるであろう。な
お、図面中、同一の図中符号は同様の部分を示す。
る以下の説明を読むことにより明白になるであろう。な
お、図面中、同一の図中符号は同様の部分を示す。
以下、添付の図面を参照して本発明を詳細に説明す
る。
る。
データ通信に使用するタイミング回復方式について説
明する。以下の説明の中には、本発明をより完全に理解
できるようにボーレート，不確定性範囲等の特定の詳細
な事項が数多く記載されるが、それらの特定の詳細な記
述がなくとも本発明を実施しうることは当業者には自明
であろう。本発明の理解を不必要に妨げないために、周
知の特徴について詳細に説明しない場合もある。
明する。以下の説明の中には、本発明をより完全に理解
できるようにボーレート，不確定性範囲等の特定の詳細
な事項が数多く記載されるが、それらの特定の詳細な記
述がなくとも本発明を実施しうることは当業者には自明
であろう。本発明の理解を不必要に妨げないために、周
知の特徴について詳細に説明しない場合もある。
QPSK信号は搬送波をπ/2ラジアンシフトさせることに
より発生される。QPSK信号は考えられる４位相の中の１
つの位相を有するが、各位相は４つの２進値ペア（00,0
1,10,11）の１つを表わしている。QPSK波は次のように
定義される。
より発生される。QPSK信号は考えられる４位相の中の１
つの位相を有するが、各位相は４つの２進値ペア（00,0
1,10,11）の１つを表わしている。QPSK波は次のように
定義される。
Si（ｔ）＝cos（ωct＋θｉ） 式中,i＝1,2,3,4 −T/2ｔT/2 θｉ＝0,＋1/−π/2,π 又はθｉ＝＋／−π/4,＋／−３π/4 この種の伝送は直角位相伝送と呼ばれることが多く、
互いに直角の位相（コサインωctおよびサインωct）に
ある２つの搬送波が同じチヤネルを介して同時に伝送さ
れることになる。
互いに直角の位相（コサインωctおよびサインωct）に
ある２つの搬送波が同じチヤネルを介して同時に伝送さ
れることになる。
第４図に示すように、QPSK信号を二次元図で表わすこ
とができる。水平軸はaiの場所に対応し、同位相軸呼ば
れる。垂直軸はbiに対応し、直角位相軸と呼ばれる。第
４図の４つ象限の中にある信号ポイントは信号星座を表
わす。
とができる。水平軸はaiの場所に対応し、同位相軸呼ば
れる。垂直軸はbiに対応し、直角位相軸と呼ばれる。第
４図の４つ象限の中にある信号ポイントは信号星座を表
わす。
ai及びbiに複数の値を割当てることにより、直角位相
振幅変調（QAM）として知られるマルチレベル記号信号
通信方式が形成される。QAM方式は、それぞれの直角位
相搬送波に個別器にマルチレベル振幅変調を適用するも
のである。このようにして、第５図に示すもののような
16状態星座が得られる。ここで、第４図のQPSK変調方式
の各ポイントはQAM方式における４つのポイントを表わ
すので、合わせて16個のポイントがQAM星座に規定され
ることになる。一般的なQAM信号は次の式により表わさ
れる。
振幅変調（QAM）として知られるマルチレベル記号信号
通信方式が形成される。QAM方式は、それぞれの直角位
相搬送波に個別器にマルチレベル振幅変調を適用するも
のである。このようにして、第５図に示すもののような
16状態星座が得られる。ここで、第４図のQPSK変調方式
の各ポイントはQAM方式における４つのポイントを表わ
すので、合わせて16個のポイントがQAM星座に規定され
ることになる。一般的なQAM信号は次の式により表わさ
れる。
Si（ｔ）＝ricos（ωct＋θｉ） 式中、振幅riは（ai,bi）の適切な組合せによつて与
えられる。次に位相検出器／振幅レベル検出器の組合せ
を使用して、デジタル情報を取出す。
えられる。次に位相検出器／振幅レベル検出器の組合せ
を使用して、デジタル情報を取出す。
先に述べた通り、信号の復調を実行できるようにタイ
ミング情報を取出すことが必要である。QPSK信号とQAM
信号には共にエンベロープ情報が欠けているので、同期
検出が要求される。換言すれば、情報信号を正確に複合
するためには、入力信号の周波数と位相の双方を復調器
により整合させなければならない。
ミング情報を取出すことが必要である。QPSK信号とQAM
信号には共にエンベロープ情報が欠けているので、同期
検出が要求される。換言すれば、情報信号を正確に複合
するためには、入力信号の周波数と位相の双方を復調器
により整合させなければならない。
本発明においては、0.02パーセント以下のデータタイ
ミング周波数不確定衛生を有する不等化QAM波形に対し
て初期タイミング位相不確定性を迅速に収集すると共
に、ジツタの少ない信頼に足るトラツキングを提供する
ために、４サンプル／ボータイミング回復アルゴリズム
を使用する。タイミング回復方式はプログラム可能位相
ボータイマーと関連させたプログラム可能デジタル論理
において実現されても良い。必要に応じて、ボータイマ
ーをプログラムミングループとして実現することも可能
であろう。本発明の方式は、波の差方法により取出され
る１対の直各位相（T/4離間している）タイミング誤差
信号に基づいている。波の差方法によれば、受信した信
号の実サンプルと虚サンプルを二乗加算することによ
り、各ボーサンプルのエンベロープ累乗が計算される。
従つて、ボーごとに４つの累乗サンプルが得られる。タ
イミング誤差信号はT/2離間した累乗サンプルの差を求
めることにより得られる。本発明の好ましい実施例にお
いては、それらのタイミング誤差信号は、帰還ループ更
新に関するサンプリング速度の10分の１をとるボツクス
カー積分器アルゴリズムを使用して平均化される。
ミング周波数不確定衛生を有する不等化QAM波形に対し
て初期タイミング位相不確定性を迅速に収集すると共
に、ジツタの少ない信頼に足るトラツキングを提供する
ために、４サンプル／ボータイミング回復アルゴリズム
を使用する。タイミング回復方式はプログラム可能位相
ボータイマーと関連させたプログラム可能デジタル論理
において実現されても良い。必要に応じて、ボータイマ
ーをプログラムミングループとして実現することも可能
であろう。本発明の方式は、波の差方法により取出され
る１対の直各位相（T/4離間している）タイミング誤差
信号に基づいている。波の差方法によれば、受信した信
号の実サンプルと虚サンプルを二乗加算することによ
り、各ボーサンプルのエンベロープ累乗が計算される。
従つて、ボーごとに４つの累乗サンプルが得られる。タ
イミング誤差信号はT/2離間した累乗サンプルの差を求
めることにより得られる。本発明の好ましい実施例にお
いては、それらのタイミング誤差信号は、帰還ループ更
新に関するサンプリング速度の10分の１をとるボツクス
カー積分器アルゴリズムを使用して平均化される。
第２図に関して説明する。本発明の好ましい実施例の
サンプルポイントを表わすボーサンプルが示されてい
る。ボーサンプル12のサンプルポイントは最小振幅（Y
0）及び最大振幅（Y2）と、最大傾むきの場所（Y1及びY
3）で取られる。本発明のタイムング回復方式は、Y1とY
3との差をできる限り小さくすること及びY2とY0との差
をできる限り大きくすることを目標としている。ここで
第１図に関して説明すると、第１図にはタイミング誤差
信号10及び11が示されている。タイミング誤差信号11は
サンプルポイントY0及びY2の振幅の二乗の差を求めると
ともにより発生される。サンプルは互いにT/2離間して
いる。また、タイミング誤差信号10は、同様にT/2離間
しているサンプルポンイントY1及びY3の振動の二乗の差
を求めることにより発生される。タイミング誤差信号10
及び11は、帰還ループ更新に関するサンプリング速度の
10分の１を取るボツクスカー積分器アルゴリズムを使用
して平均化される。
サンプルポイントを表わすボーサンプルが示されてい
る。ボーサンプル12のサンプルポイントは最小振幅（Y
0）及び最大振幅（Y2）と、最大傾むきの場所（Y1及びY
3）で取られる。本発明のタイムング回復方式は、Y1とY
3との差をできる限り小さくすること及びY2とY0との差
をできる限り大きくすることを目標としている。ここで
第１図に関して説明すると、第１図にはタイミング誤差
信号10及び11が示されている。タイミング誤差信号11は
サンプルポイントY0及びY2の振幅の二乗の差を求めると
ともにより発生される。サンプルは互いにT/2離間して
いる。また、タイミング誤差信号10は、同様にT/2離間
しているサンプルポンイントY1及びY3の振動の二乗の差
を求めることにより発生される。タイミング誤差信号10
及び11は、帰還ループ更新に関するサンプリング速度の
10分の１を取るボツクスカー積分器アルゴリズムを使用
して平均化される。
動作中、タイミング回復ループを指示するためにタイ
ミング誤差信号10及び11の符号と振幅の双方を利用す
る。好ましい実施例では、Y0は公称の上でボーサンプル
の最小振幅にあり、Y2は最大振幅にある。従つて、知YO
2−Y22により発生されるタイミング誤差信号11は負の数
となる。第１図において簡単に説明すると、第１図には
誤差関係数値とタイミング誤差との関係が示されてい
る。タイミング後差信号11は、タイミング誤差が０のと
き、負の最大値をとる。タイミング誤差信号11が負であ
る間、タイミング回復はプラス又はマイナスT/4ボーの
範囲にあり、信号の通常トラツキングが適している。タ
イミング誤差信号11は性になると、タイミング信号は約
半サイクルずれるので、急速トラツキング回復ルーブが
供給される。これに相応して、誤差信号の大きさを使用
してサンプリングポイントにおけるずれの程度を示すこ
とができる。
ミング誤差信号10及び11の符号と振幅の双方を利用す
る。好ましい実施例では、Y0は公称の上でボーサンプル
の最小振幅にあり、Y2は最大振幅にある。従つて、知YO
2−Y22により発生されるタイミング誤差信号11は負の数
となる。第１図において簡単に説明すると、第１図には
誤差関係数値とタイミング誤差との関係が示されてい
る。タイミング後差信号11は、タイミング誤差が０のと
き、負の最大値をとる。タイミング誤差信号11が負であ
る間、タイミング回復はプラス又はマイナスT/4ボーの
範囲にあり、信号の通常トラツキングが適している。タ
イミング誤差信号11は性になると、タイミング信号は約
半サイクルずれるので、急速トラツキング回復ルーブが
供給される。これに相応して、誤差信号の大きさを使用
してサンプリングポイントにおけるずれの程度を示すこ
とができる。
さらに、第１図に示すように、式Y12−Y32により発生
されるタイミング誤差信号10は、公称上、タイミング回
復に誤りがないときに０となる。タイミング誤差信号10
の符号は、サンプリングポイントが最適位置の前方にあ
るか又は後方にあるかを示す。
されるタイミング誤差信号10は、公称上、タイミング回
復に誤りがないときに０となる。タイミング誤差信号10
の符号は、サンプリングポイントが最適位置の前方にあ
るか又は後方にあるかを示す。
本発明の好ましい実施例においては、タイミング回復
は粗収集と、粗トラツキングと、精密トラツキングとか
ら成る３ステツププロセスで実行させる。粗収集モード
では、直角位相タイミング誤差信号10及び11を使用し
て、タイミング位相アンビギユイテイをプラス又はマイ
ナスT/8ボー周期まで低減するステツピング決定を発生
する。チヤネル等化が劣つているために波形のひずみが
大きいものにもかかわらず高い信頼性をもつてステツピ
ング決定を確保するために、タイミング誤差信号サンプ
ルを有意間隔にわたり積分する。
は粗収集と、粗トラツキングと、精密トラツキングとか
ら成る３ステツププロセスで実行させる。粗収集モード
では、直角位相タイミング誤差信号10及び11を使用し
て、タイミング位相アンビギユイテイをプラス又はマイ
ナスT/8ボー周期まで低減するステツピング決定を発生
する。チヤネル等化が劣つているために波形のひずみが
大きいものにもかかわらず高い信頼性をもつてステツピ
ング決定を確保するために、タイミング誤差信号サンプ
ルを有意間隔にわたり積分する。
マルチステツプ粗収集の後、粗トラツキングが実施さ
れ、タイミング誤差信号10を使用して、ループ利得が比
較的高い比例帰還ループを制御する。このモードでは、
タイミング位相及び周波数の誤差はボー周期ごとにほぼ
プラス又はマイナスT/32まで減少する。フエーズロツク
を確認するために、直角位相タイミング誤差信号の符号
を使用して、タイミング誤差がT/8未満である間の連続
するボー周期の数をカウントする。タイミング誤差ウイ
ンドウの中の十分な数（好ましい実施例では10）の連続
サンプルを経た後、精密トラツキングが実行される。
れ、タイミング誤差信号10を使用して、ループ利得が比
較的高い比例帰還ループを制御する。このモードでは、
タイミング位相及び周波数の誤差はボー周期ごとにほぼ
プラス又はマイナスT/32まで減少する。フエーズロツク
を確認するために、直角位相タイミング誤差信号の符号
を使用して、タイミング誤差がT/8未満である間の連続
するボー周期の数をカウントする。タイミング誤差ウイ
ンドウの中の十分な数（好ましい実施例では10）の連続
サンプルを経た後、精密トラツキングが実行される。
精密トラツキングモードは、一次ループで約0.02パー
セントの最大周波数ずれをトラツキングすることと一致
する最大ボツクスカー積分（及びこれに相当する最小ル
ープ更新速度）を採用する。このように、精密トラツキ
ングループフイルタは、最悪のQAM波形の場合でも低８
レベルのタイミングジツタを可能にするために、データ
に依存する誤差信号変化からループに現われるピークタ
イミング調整ノイズを制限する。積分直角位相タイミン
グ誤差信号は信頼に足るロツクインインジケータとして
作用する。
セントの最大周波数ずれをトラツキングすることと一致
する最大ボツクスカー積分（及びこれに相当する最小ル
ープ更新速度）を採用する。このように、精密トラツキ
ングループフイルタは、最悪のQAM波形の場合でも低８
レベルのタイミングジツタを可能にするために、データ
に依存する誤差信号変化からループに現われるピークタ
イミング調整ノイズを制限する。積分直角位相タイミン
グ誤差信号は信頼に足るロツクインインジケータとして
作用する。
次に第３図に関して説明すると、第３図には、本発明
の好ましい実施例を示すブロツク線図が示されている。
QAM信号13は乗算器14Aで余弦項と乗算されると共に、乗
算器14Bでの負の正弦項と乗算されて、同位相信号47及
び直角位相信号48をそれぞれ発生する。それらの信号47
及び48はA/D変換器15に入力されて、それぞれデジタル
出力49及び50に変換される。デジタル出力は乗算器16A
及び16BでT/2の間隔でそれぞれの二乗される。二乗され
た信号は加算ノード17で加算される。加算ノード17の主
力はノード18において処理ブロツク19及び20に結合され
る。処理ブロツク19は同位相サンプルポイントY0及びY2
の二乗累乗差21を発生する。処理ブロツク20は直角位相
サンプルポイントY1及びY3の二乗の累乗差22を発生す
る。
の好ましい実施例を示すブロツク線図が示されている。
QAM信号13は乗算器14Aで余弦項と乗算されると共に、乗
算器14Bでの負の正弦項と乗算されて、同位相信号47及
び直角位相信号48をそれぞれ発生する。それらの信号47
及び48はA/D変換器15に入力されて、それぞれデジタル
出力49及び50に変換される。デジタル出力は乗算器16A
及び16BでT/2の間隔でそれぞれの二乗される。二乗され
た信号は加算ノード17で加算される。加算ノード17の主
力はノード18において処理ブロツク19及び20に結合され
る。処理ブロツク19は同位相サンプルポイントY0及びY2
の二乗累乗差21を発生する。処理ブロツク20は直角位相
サンプルポイントY1及びY3の二乗の累乗差22を発生す
る。
累乗差信号21及び22は加熱器23で加算される。加算さ
れるサンプルの数は、システムが粗検出モードにあるか
又は粗トラツキングモードにあるかによつて決まる。イ
ネーブリング信号はサンプル上限を粗収集モードでは９
に設定し、トラツキングモードでは32に設定する。
れるサンプルの数は、システムが粗検出モードにあるか
又は粗トラツキングモードにあるかによつて決まる。イ
ネーブリング信号はサンプル上限を粗収集モードでは９
に設定し、トラツキングモードでは32に設定する。
直角位相符号信号25は加算器23から出力されて比較器
27に入力し、そこでゼロと比較される。符号が負である
（ゼロより小さい）場合、比較器27はスルーモード信号
28を出力し、符号が正である（ゼロより大きい）場合に
は、比較器27は線形モード信号29を出力する。線形モー
ド信号は比較器30に入力される。線形モード信号29が10
個の連続サンプルを経る間現われているならば、比較器
30は加熱器23に低速信号32を出力する。10個の連続する
サンプルについて線形モード信号29が現われ続けるよう
になるまで、比較器30は加算器23に高速信号31を出力す
る。10個の連続サンプルについて線形モード信号29が現
われていれば、粗収集が完了しており、粗トラツキング
を開始して良いと仮定される。
27に入力し、そこでゼロと比較される。符号が負である
（ゼロより小さい）場合、比較器27はスルーモード信号
28を出力し、符号が正である（ゼロより大きい）場合に
は、比較器27は線形モード信号29を出力する。線形モー
ド信号は比較器30に入力される。線形モード信号29が10
個の連続サンプルを経る間現われているならば、比較器
30は加熱器23に低速信号32を出力する。10個の連続する
サンプルについて線形モード信号29が現われ続けるよう
になるまで、比較器30は加算器23に高速信号31を出力す
る。10個の連続サンプルについて線形モード信号29が現
われていれば、粗収集が完了しており、粗トラツキング
を開始して良いと仮定される。
加算器23の同位相出力26はスルー値ブロツク36に入力
される。スルー値ブロツク36は、信号を順方向にスルー
すべきか又は逆方向にスルーすべきかを決定するため
に、出力信号26の符号を試験する。
される。スルー値ブロツク36は、信号を順方向にスルー
すべきか又は逆方向にスルーすべきかを決定するため
に、出力信号26の符号を試験する。
加算器23の同位相出力26の大きさはループスケーリン
グ部37で定数と乗算される。本発明の好ましい実施例に
おいては、この定数は3/8に等しい。ループスケーリン
グ部37の出力38は積分器39に入力され、そこで最大ボツ
クスカー積分間隔で積分される。積分器39の出力40はス
ルー値ブロック36の出力と共にスイツチ41に結合され
る。スルーモード信号28と線形モード信号29はスイッチ
41を制御する。スルーモード信号28が現われている場
合、スイツチ41は粗収集実行のためにスルー値ブロツク
36の出力端子に結合される。また、線形モード信号29が
現われている場合には、粗トラツキング又は正満トラツ
キングのいずれかを実行するためにスイツチ41は積分器
39に結合される。
グ部37で定数と乗算される。本発明の好ましい実施例に
おいては、この定数は3/8に等しい。ループスケーリン
グ部37の出力38は積分器39に入力され、そこで最大ボツ
クスカー積分間隔で積分される。積分器39の出力40はス
ルー値ブロック36の出力と共にスイツチ41に結合され
る。スルーモード信号28と線形モード信号29はスイッチ
41を制御する。スルーモード信号28が現われている場
合、スイツチ41は粗収集実行のためにスルー値ブロツク
36の出力端子に結合される。また、線形モード信号29が
現われている場合には、粗トラツキング又は正満トラツ
キングのいずれかを実行するためにスイツチ41は積分器
39に結合される。
スイツチ41はＮ除算器43に結合される。Ｎ除算器43
は、好ましい実施例では76.8KHzであるクロツク45に結
合されている。Ｎ除算器は600Hzクロツク44と、2400Hz
クロツク46とを出力する。2400Hzクロツク46はA/D変換
器15に結合される。
は、好ましい実施例では76.8KHzであるクロツク45に結
合されている。Ｎ除算器は600Hzクロツク44と、2400Hz
クロツク46とを出力する。2400Hzクロツク46はA/D変換
器15に結合される。
動作中、入力したQAM信号13は同位相部分49と、直角
位相部分50とを有する複合デジタル信号に変換される。
これらの部分は入力波形の累乗エンペロープを発生する
ためにそれぞれ二乗され、加算ノード17で加算される。
A/D変換器15は、工場上は第２図に示される場所Y0,Y3で
ボーごとに４つのサンプルを提供するためにクロツクさ
れる。
位相部分50とを有する複合デジタル信号に変換される。
これらの部分は入力波形の累乗エンペロープを発生する
ためにそれぞれ二乗され、加算ノード17で加算される。
A/D変換器15は、工場上は第２図に示される場所Y0,Y3で
ボーごとに４つのサンプルを提供するためにクロツクさ
れる。
処理ブロツク19及び20は、タイミング誤差信号10及び
11にそれぞれ対応する累乗差信号21及び22を出力する。
累乗差信号は加算器23で積分される。本発明のタイミン
グ回復は、収集モードとトラツキングモードの双方を有
する。制御信号24は加算器23により加算されるサンプル
の数を制御する。高速（収集）モードでは、決定をより
迅速に実行できるように９個のサンプルのみが加算され
る。スルー（トラツキング）モードにおいては、確率的
平均が集合平均に近づくように、32個のサンプルが加算
される。線形モードでは、時間平均が集合平均の付近に
とどまるように、多数のサンプルが必要とされる。サン
プル数が多いほど、確率的平均は集合平均に近くなり、
従つて、回復は線形モードにとどまる。
11にそれぞれ対応する累乗差信号21及び22を出力する。
累乗差信号は加算器23で積分される。本発明のタイミン
グ回復は、収集モードとトラツキングモードの双方を有
する。制御信号24は加算器23により加算されるサンプル
の数を制御する。高速（収集）モードでは、決定をより
迅速に実行できるように９個のサンプルのみが加算され
る。スルー（トラツキング）モードにおいては、確率的
平均が集合平均に近づくように、32個のサンプルが加算
される。線形モードでは、時間平均が集合平均の付近に
とどまるように、多数のサンプルが必要とされる。サン
プル数が多いほど、確率的平均は集合平均に近くなり、
従つて、回復は線形モードにとどまる。
累乗差信号の符号は本発明の誤差関数の象限を識別す
るために使用される。下記の表は累乗差信号の符号に基
づく象限の場所を表わす。累乗差信号21 累乗差信号22 象 限 正 正 −T/2Ｘ−T/4 負 負 −T/4Ｘ０ 負 正 ０ＸT/4 正 正 T/4ＸT/12 累乗差信号21の符号はスルーモード／線形モードの決
定を制御するために使用される。累乗差信号21の符号が
正であれば、タイミング回復はほぼ半ボーサイクルずれ
ていると仮定され、急速回復のためにスルーモードが選
択される。累乗差信号21の符号が負であれば、タイミン
グ回復は０誤差の半ボー以内にあると仮定され、線形モ
ードが選択される。比較器27の出力は、スルーループ出
力と線形ループ出力とを選択するためにスイツチ41を制
御する。
るために使用される。下記の表は累乗差信号の符号に基
づく象限の場所を表わす。累乗差信号21 累乗差信号22 象 限 正 正 −T/2Ｘ−T/4 負 負 −T/4Ｘ０ 負 正 ０ＸT/4 正 正 T/4ＸT/12 累乗差信号21の符号はスルーモード／線形モードの決
定を制御するために使用される。累乗差信号21の符号が
正であれば、タイミング回復はほぼ半ボーサイクルずれ
ていると仮定され、急速回復のためにスルーモードが選
択される。累乗差信号21の符号が負であれば、タイミン
グ回復は０誤差の半ボー以内にあると仮定され、線形モ
ードが選択される。比較器27の出力は、スルーループ出
力と線形ループ出力とを選択するためにスイツチ41を制
御する。
スルーモードにある場合、累乗差信号22の符号は、ま
ず、タイミング回復を順方向にスルーすべきか又は逆方
向にスルーすべきかを決定するために利用される。線形
モードでは、累状差信号22の大きさはサンプリングを移
動すべき量を決定するために利用され、サンプリングを
どの程度まで移動すべきかを決定するために累乗差信号
22に比例する値が利用される。
ず、タイミング回復を順方向にスルーすべきか又は逆方
向にスルーすべきかを決定するために利用される。線形
モードでは、累状差信号22の大きさはサンプリングを移
動すべき量を決定するために利用され、サンプリングを
どの程度まで移動すべきかを決定するために累乗差信号
22に比例する値が利用される。
本発明においては、最初に線形モードに入つた後、サ
ンプル速度は低速のままであるので、システムが適正に
線形モードに入つているか否かを判定することができ
る。最初に線形モードに入つた後、タイミング回復に大
きな誤差が生じていれば、その誤差を具現化し、スルー
モードに戻すまでに32ボー周期を要するものと考えられ
る。始めの10ボー周期についてサンプルを人工的に低速
に保持することにより、スルーモードへの急速回復を実
現しても良い。
ンプル速度は低速のままであるので、システムが適正に
線形モードに入つているか否かを判定することができ
る。最初に線形モードに入つた後、タイミング回復に大
きな誤差が生じていれば、その誤差を具現化し、スルー
モードに戻すまでに32ボー周期を要するものと考えられ
る。始めの10ボー周期についてサンプルを人工的に低速
に保持することにより、スルーモードへの急速回復を実
現しても良い。
タイミング回復を制御するための加算器23からの経路
は２通りある。第１の経路はスルー値ブロツク36を介
し、第２の経路はループスケーリング部37及び積分器39
を介するものである。各ループの末端はスイツチ41に結
合され、スルー経路又は線形経路のいずれかを選択する
ために、スイツチ41は比較器27により制御される。スル
ーモードの場合、最大スルーは１ボー周期の＋／−1/8
である。スルーモードは粗タイミング回復に使用され、
非常に急速である。
は２通りある。第１の経路はスルー値ブロツク36を介
し、第２の経路はループスケーリング部37及び積分器39
を介するものである。各ループの末端はスイツチ41に結
合され、スルー経路又は線形経路のいずれかを選択する
ために、スイツチ41は比較器27により制御される。スル
ーモードの場合、最大スルーは１ボー周期の＋／−1/8
である。スルーモードは粗タイミング回復に使用され、
非常に急速である。
線形モードでは、累乗差信号22の大きさとスケーリン
グ係数（好ましい実施例においては3/8）とが乗算され
る。ループスケーリング部37の出力38は積分器39で積分
され、積分器39の出力40は、スイツチ41が線形モードを
選択したとき、タイミングループを駆動する。
グ係数（好ましい実施例においては3/8）とが乗算され
る。ループスケーリング部37の出力38は積分器39で積分
され、積分器39の出力40は、スイツチ41が線形モードを
選択したとき、タイミングループを駆動する。
クロツク信号45はＮ除算器43に入力される。本発明の
好ましい実施例のクロツク信号は76.8KHzであるが、任
意の適切なクロツク信号を利用して良い。本発明におい
て、Ｎの公称値は128である。この値はスルーループ又
は線形ループの出力に従つて増減される。従つて、Ｎ除
算器43のクロツク出力修正量となる。このクロツク信号
46は、入力信号のサンプリングポイントを制御するため
に、A/D変換器15に入力される。
好ましい実施例のクロツク信号は76.8KHzであるが、任
意の適切なクロツク信号を利用して良い。本発明におい
て、Ｎの公称値は128である。この値はスルーループ又
は線形ループの出力に従つて増減される。従つて、Ｎ除
算器43のクロツク出力修正量となる。このクロツク信号
46は、入力信号のサンプリングポイントを制御するため
に、A/D変換器15に入力される。
タイミングジツタを低減するために、本発明はスイツ
チ41とＮ除算器43との間に配設されるオプシヨンの制限
ブロツク51を含む。制限ブロツク51は、各ボー周期にお
けるＮの値の変化の量をプラス又はマイナス１に制限す
る。制限ブロツクは、ボー周期ごとにトリガされるダウ
ンカンウンタを含む。たとえば、線形ループ又はスルー
ループの出力がＮを値８だけ変化させた場合には、制限
ブロツク51はこの変化を８ボー周期にわたつて広げると
考えられる。制限ブロツクは、修正値にリセツトされる
ダウンカウンタを含む。
チ41とＮ除算器43との間に配設されるオプシヨンの制限
ブロツク51を含む。制限ブロツク51は、各ボー周期にお
けるＮの値の変化の量をプラス又はマイナス１に制限す
る。制限ブロツクは、ボー周期ごとにトリガされるダウ
ンカンウンタを含む。たとえば、線形ループ又はスルー
ループの出力がＮを値８だけ変化させた場合には、制限
ブロツク51はこの変化を８ボー周期にわたつて広げると
考えられる。制限ブロツクは、修正値にリセツトされる
ダウンカウンタを含む。
以上、デジタルタイミング回復技術及びその技術を実
施する装置を説明した。
施する装置を説明した。
第１図は、本発明の誤差関数を示すグラフ、第２図は、
本発明の好ましい実施例で利用されるタイミング誤差サ
ンプルポイントを示すラフ、第３図は、本発明のタイミ
ング回復信号処理を示すブロツク線図、第４図は、４ポ
ンイトQPSK星座を示す図、及び第５図は、16ポイントQA
M星座を示す図である。 10,11……タイミング誤差信号、13……QAM信号、14A,14
B……乗算器、15……A/D変換器、16A,16B……乗算器、1
7……加算ノード、19,20……処理ブロツク、21,22……
累乗差信号、23……加算器、24……制御信号、25……直
角位相符号信号、26……同位相出力、27……比較器、28
……スルーモード信号、29……線形モード信号、30……
比較器、31……高速信号、32……低速信号、36……スル
ー値ブロツク、37……ループスケーリング部、39……積
分器、41……スイツチ、43……Ｎ除算器、44……600Hz
クロツク、45……クロツク、46……2400Hzクロツク、47
……同位相信号、48……直角位相信号。
本発明の好ましい実施例で利用されるタイミング誤差サ
ンプルポイントを示すラフ、第３図は、本発明のタイミ
ング回復信号処理を示すブロツク線図、第４図は、４ポ
ンイトQPSK星座を示す図、及び第５図は、16ポイントQA
M星座を示す図である。 10,11……タイミング誤差信号、13……QAM信号、14A,14
B……乗算器、15……A/D変換器、16A,16B……乗算器、1
7……加算ノード、19,20……処理ブロツク、21,22……
累乗差信号、23……加算器、24……制御信号、25……直
角位相符号信号、26……同位相出力、27……比較器、28
……スルーモード信号、29……線形モード信号、30……
比較器、31……高速信号、32……低速信号、36……スル
ー値ブロツク、37……ループスケーリング部、39……積
分器、41……スイツチ、43……Ｎ除算器、44……600Hz
クロツク、45……クロツク、46……2400Hzクロツク、47
……同位相信号、48……直角位相信号。
フロントページの続き (72)発明者 クリス・コール アメリカ合衆国 94022 カリフォルニ ア州・ロス アルトス・サマー ヒル・ 24831 (56)参考文献 特開 昭61−45658（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】入力信号を受信し、前記入力信号の複数の
サンプルを発生し、第１の出力信号を供給する入力手段
と； 前記第１の出力信号に結合されて、前記第１の出力信号
を、前記複数のサンプルの中から選択されたサンプルの
差をそれぞれ表わす第１及び第２の累乗差信号に変換す
る第１の変換手段と； 前記第１及び第２の累乗差信号に結合されて、所定の数
の前記第１及び第２の累乗差信号を加算し、それぞれ符
号と大きさを有する第２及び第３の出力信号を供給する
加算手段と； 前記第３の出力信号に結合されて、前記第３の出力信号
の前記符号を判定し、前記符号が正であるときは第１の
制御信号を供給し、前記符号が負であるときには第２の
制御信号を供給する第１の比較手段と； 前記第２の出力信号に結合されて、前記第２の出力信号
と所定のスケーリング係数とを乗算し、第４の出力信号
を供給する第１のスケーリング手段と； 前記第２の出力信号に結合されて、所定の値を有し且つ
前記第２の出力信号の前記符号と等しい符号を有する第
５の出力信号を供給する第２のスケーリング手段と； 前記入力手段に結合されると共に、前記第１の比較手段
の前記出力に従つて前記第４及び第５の出力信号の一方
に選択的に結合されるスイツチ手段と； を具備する入力信号のタイミング回復を制御する回路。 - 【請求項２】入力信号に結合されて、波の差計算方法に
より第１及び第２の誤差信号を発生する入力手段と； 前記第１及び第２の誤差信号に結合されて、所定の数の
前記第１及び第２の誤差信号を加算し、それぞれ符号と
大きさを有する第３及び第４の誤差信号を供給する加算
手段と； 前記第４の誤差信号に結合されて、前記第４の誤差信号
の前記符号を判定し、前記符号が正であるときは第１の
制御信号を供給し、前記符号が負であるときには第２の
制御信号を供給する第１の比較手段と； 前記第２の制御信号に結合されて、前記所定の数を決定
するために前記加算手段に結合される第３及び第４の制
御信号を供給する第２の比較手段と； 前記第３の誤差信号に結合されて、前記第３の誤差信号
と所定のスケーリング係数とを乗算し、第５の誤差信号
を供給する第１のスケーリング手段と； 前記第３の誤差信号に結合されて、所定の値を有し且つ
前記第３の誤差信号の前記符号と等しい符号を有する第
６の誤差信号を供給する第２のスケーリング手段と、 除算手段に結合されると共に、前記第１の比較手段の前
記出力に従つて前記第５及び第６の誤差信号の一方に選
択的に結合されるスイツチ手段と； 前記除算手段に結合されるクロツク信号と；を具備し、
前記除算手段は前記第５及び第６の誤差信号に従つて決
まる値で前記クロツク信号を除算し、前記除算手段は前
記入力手段に結合される第７の誤差信号を供給する，入
力信号のタイミング回復を制御する回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US158346 | 1988-02-22 | ||
| US07/158,346 US4866739A (en) | 1988-02-22 | 1988-02-22 | Digital fast recovery timing algorithm |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH027738A JPH027738A (ja) | 1990-01-11 |
| JP2691604B2 true JP2691604B2 (ja) | 1997-12-17 |
Family
ID=22567708
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4290589A Expired - Fee Related JP2691604B2 (ja) | 1988-02-22 | 1989-02-22 | 入力信号のタイミング回復制御回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4866739A (ja) |
| JP (1) | JP2691604B2 (ja) |
| GB (1) | GB2216367B (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3707760C1 (de) * | 1987-03-11 | 1988-06-23 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zur Taktsynchronisation |
| CA1288878C (en) * | 1988-08-15 | 1991-09-10 | John D. Mcnicol | Timing and carrier recovery in tdma without preamable sequence |
| US5042052A (en) * | 1990-02-16 | 1991-08-20 | Harris Corporation | Carrier acquisition scheme for QAM and QPSK data |
| US5303269A (en) * | 1990-11-01 | 1994-04-12 | Chirp Corporation | Optically maximum A posteriori demodulator |
| US5170413A (en) * | 1990-12-24 | 1992-12-08 | Motorola, Inc. | Control strategy for reuse system assignments and handoff |
| US5404379A (en) * | 1991-01-28 | 1995-04-04 | Industrial Technology Research Institute | Timing recovery method and system |
| US5199026A (en) * | 1991-02-27 | 1993-03-30 | Memorex Telex N.V. | Token ring wiring concentrator |
| US5200980A (en) * | 1991-08-09 | 1993-04-06 | Memorex Telex N.V. | Digital bi phase data recovery system |
| EP0558118B1 (en) * | 1992-02-24 | 1998-05-20 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Transmission system comprising receiver with improved timing means |
| AU6339594A (en) * | 1993-06-09 | 1994-12-15 | Alcatel N.V. | Synchronized clock |
| US5349310A (en) * | 1993-06-09 | 1994-09-20 | Alcatel Network Systems, Inc. | Digitally controlled fractional frequency synthesizer |
| US5528634A (en) * | 1993-11-18 | 1996-06-18 | Motorola, Inc. | Trajectory directed timing recovery |
| US5499273A (en) * | 1995-05-11 | 1996-03-12 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for symbol clock recovery from signal having wide frequency possibilities |
| DE69609514T2 (de) * | 1995-08-23 | 2000-12-14 | Nortel Networks Corp | Taktrueckgewinnung und rahmensynchronisierung in einem zellularen uebertragungssystem |
| GB2306085B (en) * | 1995-10-02 | 1999-11-03 | Secr Defence | Digital communication system |
| JP3286885B2 (ja) * | 1995-11-07 | 2002-05-27 | 三菱電機株式会社 | タイミング再生手段及びダイバーシティ通信装置 |
| US5870443A (en) * | 1997-03-19 | 1999-02-09 | Hughes Electronics Corporation | Symbol timing recovery and tracking method for burst-mode digital communications |
| GB2330736B (en) * | 1997-10-24 | 2002-04-10 | Mitel Corp | Timing recovery with minimum jitter movement |
| GB0009302D0 (en) * | 2000-04-15 | 2000-05-31 | Mitel Semiconductor Ltd | Quadrature amplitude modulation demodulation and receiver |
| DE102004020300B3 (de) * | 2004-04-26 | 2005-09-22 | Micronas Gmbh | Verfahren und Schaltungsanordnung zum Bestimmen eines Taktsignal-Abtastzeitpunkts für Symbole eines Modulationsverfahrens |
| US10153844B2 (en) * | 2017-04-03 | 2018-12-11 | Futurewei Technologies, Inc. | Channel recovery in burst-mode, time-division multiplexing (TDM) passive optical networks (PONs) |
| US10778364B2 (en) | 2017-04-15 | 2020-09-15 | Futurewei Technologies, Inc. | Reduced power consumption for digital signal processing (DSP)-based reception in time-division multiplexing (TDM) passive optical networks (PONs) |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2375773A1 (fr) * | 1976-12-23 | 1978-07-21 | Ibm France | Procede et dispositif de detection de phase adaptatifs |
| US4349916A (en) * | 1980-08-06 | 1982-09-14 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Adaptive interference tracker for suppression of narrow band interference |
| US4376309A (en) * | 1981-05-29 | 1983-03-08 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Method and apparatus for signal-eye tracking in digital transmission systems |
| US4458355A (en) * | 1981-06-11 | 1984-07-03 | Hycom Incorporated | Adaptive phase lock loop |
| US4675880A (en) * | 1985-05-02 | 1987-06-23 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Antimultipath communication by injecting tone into null in signal spectrum |
-
1988
- 1988-02-22 US US07/158,346 patent/US4866739A/en not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-02-06 GB GB8902605A patent/GB2216367B/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-02-22 JP JP4290589A patent/JP2691604B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2216367B (en) | 1991-12-04 |
| JPH027738A (ja) | 1990-01-11 |
| US4866739A (en) | 1989-09-12 |
| GB8902605D0 (en) | 1989-03-22 |
| GB2216367A (en) | 1989-10-04 |
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